專利名稱：機動射頻接收器的自動射頻修正的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及關(guān)于一種機動射頻傳輸?shù)慕邮諉卧瓣P(guān)于一種修正機動射頻傳輸數(shù)據(jù)符號的射頻誤差的方法。
背景技術(shù)：
當(dāng)數(shù)據(jù)符號經(jīng)由機動射頻頻道傳輸時，存在許多誤差來源，其會共同決定關(guān)于特定傳輸功率的位錯誤率。迄今最重要的誤差來源為噪音。
此外，俗稱的頻率誤差亦顯著影響位錯誤率，此表示在傳輸及接收端由不同振蕩器頻率所引起的誤差。在傳輸端及在接收端振蕩器頻率間的不配合可由在振蕩器及所使用振蕩晶體的制造公差所引起。提供高精確頻率標(biāo)準(zhǔn)所需的花費在基地臺為可行的，但在機動臺，所使用振蕩器因成本最適化顯現(xiàn)相當(dāng)?shù)念l率波動。
此外，多普勒效應(yīng)影響頻率誤差。傳輸器及接收器間的相對移動導(dǎo)致在所傳輸信號的頻移。假設(shè)機動射頻客戶端自以200公里/小時速度移動的車于900百萬赫茲的傳輸頻率打電話，此造成最大多普勒頻移為200公里/小時/(3*105公里/秒)*900百萬赫茲 167赫茲。
在機動射頻標(biāo)準(zhǔn)GSM，少于10分貝的相當(dāng)?shù)托盘?噪音比被使用，故在此情況下，噪音為主要的誤差來源。用于GSM標(biāo)準(zhǔn)的GSMK調(diào)變使用具信號點+1及-1的信號空間。因這兩個信號點具180°的相差，小的相或頻率誤差不會導(dǎo)致位錯誤率的增加。因GSMK調(diào)變，因此GSM對頻率誤差具相當(dāng)抗力。
在GPRS(整合封包無線電服務(wù))情況則不同，因在此處多于15分貝的較高信號/噪音比被使用，此提供于多至21.4千位/秒的數(shù)據(jù)傳輸速度。在此情況下，噪音為較不主要的誤差來源，然而，頻率誤差，特別是多普勒頻移，成為主要的誤差來源。
做為GSM/GPRS及UMTS間的中間標(biāo)準(zhǔn)，EDGE(GSM的增強數(shù)據(jù)率)標(biāo)準(zhǔn)及相關(guān)EGPRS(加強型GRPS)封包服務(wù)已被定義。EDGE為TDMA(時域多重進(jìn)接)方法，其已自GSMK調(diào)變改變至8-PSK調(diào)變。在8-PSK調(diào)變，具八個信號點的信號空間被使用且在個別信號點的相差為45°?；诖嗽?，更小的相或頻率誤差具干擾作用并引起位錯誤率的顯著增加。
基于此原因，必須進(jìn)行測量以修正頻率誤差。
為達(dá)此目的，已提出連續(xù)采用由頻道評估器決定的頻道系數(shù)以藉由一般稱的頻道偵測器來模式化至目前傳輸位置的傳輸頻道。然而，已發(fā)現(xiàn)藉由定期地重新決定頻道系數(shù)無法達(dá)到頻率誤差的有效修正。

發(fā)明內(nèi)容
故本發(fā)明目的為提供一種機動射頻傳輸?shù)慕邮諉卧耙环N修正頻率誤差之方法，其使得位錯誤率可在機動射頻傳輸被減少且傳輸功率維持相同。
本發(fā)明目的可由根據(jù)權(quán)利要求1所申請的機動射頻傳輸?shù)慕邮諉卧案鶕?jù)權(quán)利要求15所申請的修正機動射頻傳輸之頻率誤差之方法達(dá)到。
根據(jù)本發(fā)明的接收單元具頻道評估器，其決定模式化傳輸頻道的頻道系數(shù)hO，…h(huán)L，其中L表示頻道內(nèi)存。而且，接收單元具射頻估測裝置，其決定所接收數(shù)據(jù)符號x(k)的頻移Δω。在每一個情況的射頻修正裝置依據(jù)分析決定的頻移Δω來修正所接收數(shù)據(jù)符號的相。而且，接收單元包括頻道均衡器，其根據(jù)由頻道評估器所決定的頻道系數(shù)等化經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號。
根據(jù)本發(fā)明，頻道系數(shù)系藉由原始接收的數(shù)據(jù)符號來決定，然而，頻道等化亦基于明確地相位修正的數(shù)據(jù)符號。為能夠執(zhí)行數(shù)據(jù)符號的相位修正，頻移Δω系以分析決定，所接收的數(shù)據(jù)符號的相系根據(jù)頻移Δω的大小修正之。
不像先前技藝，射頻修正系在頻道評估及頻道等化間根據(jù)本發(fā)明解答被執(zhí)行，僅當(dāng)頻道評估器加工原始數(shù)據(jù)符號且頻道均衡器等化經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號，射頻誤差的有效補償才完成。根據(jù)本發(fā)明解答提供位錯誤率的相關(guān)減少，傳輸功率仍維持相同。相當(dāng)?shù)?，預(yù)先決定的位錯誤率可以更少的傳輸功率達(dá)到。根據(jù)本發(fā)明的自動射頻修正允許在預(yù)先決定的位錯誤率之傳輸功率可被減少數(shù)分貝。
根據(jù)本發(fā)明較佳具體實施例，射頻評估裝置決定已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及由訓(xùn)練序列得到的零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)間的相差序列p(k)并由此序列p(k)決定頻移Δω為能夠決定已接收數(shù)據(jù)符號的個別相誤差，需要零射頻誤差數(shù)據(jù)符號序號y(k)，隨每一個爆沖一起傳輸?shù)挠?xùn)練序列被用來決定這些零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)。關(guān)于訓(xùn)練序列，基本已傳輸訓(xùn)練符號及事實上接收的訓(xùn)練符號在接收器端皆為已知，且由此，某一數(shù)量的零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)可在接收器端被決定。
所有標(biāo)準(zhǔn)如GSM、GPRS、EDGE、EGPRS提供用做要隨每一個數(shù)據(jù)爆沖傳輸?shù)挠?xùn)練序列。
如此，根據(jù)本發(fā)明解答所需的訓(xùn)練序列已存在于各種標(biāo)準(zhǔn)以使根據(jù)本發(fā)明解答不需任何額外的復(fù)雜性。已提供的訓(xùn)練序列僅用于決定零射頻誤差數(shù)據(jù)符號序列y(k)的新方法。
根據(jù)本發(fā)明更進(jìn)一步較佳具體實施例，射頻評估裝置藉由重新調(diào)變具頻道系數(shù)hO、…h(huán)L的未失真訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)而產(chǎn)生零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)，此處s(K1)為未失真訓(xùn)練序列的第一個訓(xùn)練符號且s(K2)為未失真訓(xùn)練序列的最后一個訓(xùn)練符號。
在接收器端，訓(xùn)練序列的基本已傳輸訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)及訓(xùn)練序列的已接收訓(xùn)練符號x(K1)、…x(K2)為已知。此外，頻道系數(shù)hO、…h(huán)L(其數(shù)學(xué)地模式化傳輸頻道且由頻道評估決定)在接收器端被提供。此數(shù)據(jù)可被用于計算傳輸頻道如何傳輸已知的訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)，若沒有任何射頻誤差。稱為”重新調(diào)變”的此方法可根據(jù)訓(xùn)練符號被用來計算許多理想的、零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)，因此，數(shù)據(jù)符號y(k)不為事實上被接收的數(shù)據(jù)符號，而是藉由使用頻道模式為基準(zhǔn)數(shù)學(xué)地合成數(shù)據(jù)符號。
較佳為根據(jù)下列公式執(zhí)行具頻道系數(shù)hO、…h(huán)L的原始訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)之重新調(diào)變
y(k)=Σi=0Lhis(k-i)]]>其中k＝K1+L，…K2。
全部寫出此公式，可明顯看出訓(xùn)練序列的未被失真訓(xùn)練符號s(k1)、…s(k2)如何合并以傳輸零射頻誤差序列y(k)y(K1+L)＝hOs(K1+L)…+hLs(K1).
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y(K2)＝hOs(K2)+…+hLs(K2-L)因頻道內(nèi)存L，不僅相關(guān)值s(K1+L)貢獻(xiàn)值y(K1+L)，先前的值s(K1+L-1)、…s(K1)亦貢獻(xiàn)值y(K1+L)。因頻道內(nèi)存L，僅(K2-K1-L+1)個零射頻誤差值y(K1+L)、…y(K2)可自(K2-K1+1)個起始符號s(K1)、…s(K2)產(chǎn)生。y(K)的值可在短時間內(nèi)被計算而在接收端不需大量的計算。
藉由評估下列兩種表示式的相以產(chǎn)生相差的序列p(k)是有利的x(k)y(k)]]>或表示式y(tǒng)(k)x(k)]]>因下列表示式的相所形成的商數(shù)x(k)y(k)]]>對應(yīng)于x(k)及y(k)相間的差且因此對應(yīng)于個別相差異。
或是，藉由評估下列兩種表示式的相以產(chǎn)生相差的序列p(k)是有利的x*(k)y(k)
或表示式x(k)y*(k)其中x*(k)，y*(k)為x(k)，y(k)的共軛復(fù)數(shù)，x*(k)及x(k)相的差異在于它們的符號，因此，下列表示式的相x*(k)y(k)系以y(k)及x(k)相間的差得到。
與下式的評估相較y(k)x(k)]]>表示式x*(k)y(k)的評估具可避免消耗計算時間的除法之優(yōu)點，對x(k)＝0或y(k)＝0的情況，沒有任何特異性發(fā)生。
較佳為若設(shè)頻評估裝置執(zhí)行相差序列p(k)的線性回歸分析，以時間為軸繪圖，并由斜率決定頻移Δω。隨增加的k(k為時間的量測)，p(k)的線性增加/減少系對應(yīng)于固定的頻率偏移Δω。Δω越大，p(k)隨時間改變越大。故，p(k)的斜率為頻移Δω的量測，此斜率由線性回歸分析(最小平方差方法)決定。
假設(shè)p(k)及Δω間的線性關(guān)系對傳輸器及接收器間永久射頻解調(diào)的影響及對多普勒頻移的影響皆被涵蓋。較高次項對個別相差的影響程度較少，且因此可被忽略。線性回歸分析可以較少的計算而被執(zhí)行。
于此較佳為在線性回歸分析被執(zhí)行前，相差序列p(k)的統(tǒng)計平滑被執(zhí)行。所得的p(k)值基本上正確地包括由射頻誤差所引起的相偏差。然而，經(jīng)驗顯示序列p(k)的一些值位于離由其它值顯示的差異處較遠(yuǎn)，這些失控顯著地降級Δω計算的結(jié)果。因此，有利的是使統(tǒng)計地平滑序列p(k)并在評估中不考慮失控的值。
特別是，較佳的是當(dāng)相差序列的序列值p(k)較序列平均值pmean差值超過一預(yù)先決定的極限值的情況時，相對應(yīng)的序列值p(k)由前一個序列值p(k-1)及后一個序列值p(k+1)的線性回歸組合取代。
差值很大的p(k)值可籍由平均值pmean及預(yù)先決定的極限值的協(xié)助而容易地被辨識。差值很大的每一個序列p(k)值可由p(k-1)及p(k+1)的線性組合所取代。特別是，以下式前一個序列值及后一個序列值的算術(shù)平均取代偵測為錯誤的序列值p(k)為合理的。
p(k-1)+p(k+1)2]]>此具在每一個情況序列值p(k)的總數(shù)仍維持固定之更進(jìn)一步優(yōu)點，其加速后續(xù)的線性回歸分析。
較佳的是若射頻修正裝置藉由將x(k)乘以下式來修正所接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相。
e-iΔωk頻移Δω導(dǎo)致相差，其線性地隨k增加而增加且其藉由相斜坡函數(shù)而被修正。為達(dá)此目的，所接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相可由-Δωk修正之。為達(dá)此目的，每一個復(fù)值數(shù)據(jù)符號x(k)可乘以復(fù)數(shù)正弦信號e-iΔωk＝cos(Δωk)-i sin(Δωk)此可由正弦/余弦系數(shù)表以簡單的方式進(jìn)行。或是，亦可使用一般稱的CORDIC演算，其敘述于德國專利申請案199 48 899.1”Verfahren undSchaltungsordnung zur digitalen Frequenzkorrektur eines Signals”[信號的數(shù)字射頻修正之方法及電路裝置]。
較佳的是若射頻修正裝置藉由將x(k)乘以下式來修正所接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相。
e-iΔω(k-ko)其中Ko為屬于訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)符號之指數(shù)。(k-K0)項使屬于訓(xùn)練序列的已接收數(shù)據(jù)符號x(K0)不因相位修正因素改變。
因一般△ω＜＜2π為真的，屬于訓(xùn)練序列的其余的訓(xùn)練符號x(K1)、…x(K2)亦僅些微因相位修正因素改變e-iΔω(k-ko)因此訓(xùn)練序列的經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(k1)、…x(k2)與所接收訓(xùn)練符號x(K1)、…x(K2)僅相差些微。因此，即使具相差的數(shù)據(jù)符號x(K1)、…x(K2)已被用于頻道評估，當(dāng)然，原先已執(zhí)行的頻道評估仍可被使用。所以，不需再重復(fù)頻道系數(shù)hO，…h(huán)L的決定，定義下式是合適的。
Ko=K1+K22]]>根據(jù)本發(fā)明進(jìn)一步較佳具體實施例，接收單元譯碼GSMK-調(diào)變數(shù)據(jù)符號，此使得因射頻誤差所引起的位錯誤率之減少可被達(dá)成。
特別地是，較佳為若接收單元譯碼8-PSK-調(diào)變數(shù)據(jù)符號，在8-PSK調(diào)變，具8-階數(shù)據(jù)符號的信號空間被使用，因此在相鄰信號空間點間的相角為45°。可藉由以8-PSK調(diào)變使用根據(jù)本發(fā)明的射頻誤差修正而使相誤差被顯著減少，因此，其提供解調(diào)的較高位比。
根據(jù)本發(fā)明進(jìn)一步較佳具體實施例，接收單元以EDGE標(biāo)準(zhǔn)譯碼數(shù)據(jù)符號，EDGE(GSM的增強數(shù)據(jù)率)標(biāo)準(zhǔn)為GSM的跟進(jìn)標(biāo)準(zhǔn)，其中使用8-PSK調(diào)變?nèi)〈鶪SMK調(diào)變。EDGE及特別是EGPRS(加強型GRPS)服務(wù)提供數(shù)據(jù)傳輸速率的進(jìn)一步增加。使用根據(jù)本發(fā)明的射頻修正可大量消除的射頻誤差如多普勒頻移。


下文中，本發(fā)明以圖式中所示的示例的具體實施例而更詳細(xì)敘述，其中圖1顯示根據(jù)先前技藝的接收單元，其包括頻道評估器及頻道均衡器；圖2顯示所接收數(shù)據(jù)符號爆沖的結(jié)構(gòu)；圖3顯示具自動設(shè)頻修正的根據(jù)本發(fā)明接收單元之蓋論；圖4顯示根據(jù)本發(fā)明的流動型式以決定頻移Δω；圖5顯示根據(jù)本發(fā)明的射頻修正如何被執(zhí)行。
具體實施例方式
圖1顯示根據(jù)先前技藝的TDMA系統(tǒng)之接收單元，其包括頻道評估器1及頻道均衡器2。數(shù)據(jù)爆沖的已接收數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)被提供至頻道評估器1及頻道均衡器2。
數(shù)據(jù)爆沖的結(jié)構(gòu)示于圖2。數(shù)據(jù)爆沖3包括由傳輸頻道所失真的已接收數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)。使用數(shù)據(jù)爆沖3，訓(xùn)練序列4被傳輸。被失真的訓(xùn)練序列4之已接收訓(xùn)練符號x(K1)、…x(K2)為已接收數(shù)據(jù)爆沖3的成份。未失真的訓(xùn)練序列之基本訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)在接收端為已知且被提供至頻道評估器1。頻道評估器1可藉由未失真訓(xùn)練序列s(K1)、…s(K2)及已接收的失真訓(xùn)練序列x(K1)、…x(K2)間的修正分析來決定傳輸頻道的多路傳輸特性。
為模式化頻道特性，頻道系數(shù)hO，…h(huán)L被決定，其定義具在總信號的不同延遲量的定義信號組成的個別部份。L為一般稱的頻道內(nèi)存，頻道系數(shù)被提供至頻道均衡器2，其根據(jù)這些頻道系數(shù)等化已接收數(shù)據(jù)符號x(k)以得到經(jīng)等化的數(shù)據(jù)符號u(1)…u(K)。
圖3顯示根據(jù)本發(fā)明改良的接收單元之蓋論。除頻道評估器5及頻道均衡器6之外，根據(jù)本發(fā)明的接收單元包括射頻評估器7及射頻修正單元8。
頻道評估器5由已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及未失真的訓(xùn)練序列之已知訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)決定頻道系數(shù)hO，…h(huán)L，其被提供至頻道均衡器6及頻道評估器7。頻道評估器7由已接收數(shù)據(jù)符號x(k)、未失真的訓(xùn)練序列之已知訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)及由頻道系數(shù)hO，…h(huán)L計算由已接收數(shù)據(jù)符號的頻移Δω。
由頻道評估器7決定的頻移Δω被提供至射頻修正單元8，其根據(jù)此頻移執(zhí)行已接收數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)的相位修正并產(chǎn)生經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)。
經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)仍顯示傳輸頻道的符號間干擾(ISI)特性，及因此必須藉由頻道系數(shù)hO，…h(huán)L由頻道均衡器6等化之。經(jīng)等化的數(shù)據(jù)符號u(1)、…u(k)出現(xiàn)在頻道均衡器6的輸出端。
圖4被使用以敘述頻道評估器7如何自失真的及未失真的訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)符號及自頻道系數(shù)來決定頻移Δω。
為達(dá)此目的，零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)的序列在第一個步驟9(稱為”重新調(diào)變”)被計算。為達(dá)此目的，為射頻評估器7已知的未失真訓(xùn)練序列的訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)被考慮。這些已知的未失真訓(xùn)練符號如何因頻道系數(shù)hO、…h(huán)L被失真被計算，為進(jìn)行此計算，由頻道評估器5決定的頻道系數(shù)hO，…h(huán)L被使用。計算未失真的零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)的公式為y(k)=Σi=0his(k-i)]]>其中k＝K1+L，…K2，或全部寫出此公式y(tǒng)(K1+L)＝hOs(K1+L)+…+hLs(K1).
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y(K2)＝hOs(K2)+…+hLs(K2-L)精確地(K2-K1+1)個已知訓(xùn)練符號s(K1)、…s(K2)被提供，由此可計算(K2-K1-L+1)個零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(K1+L)，…y(K2)，因精確地(L+1)個s(k)值必須被考慮以因頻道內(nèi)存L來計算每一個y(k)值。
若沒有任何射頻誤差，所計算的零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)符合已接收數(shù)據(jù)符號x(k)。相反地，若存在射頻誤差，零射頻誤差y(k)的相與具射頻誤差的x(k)的相以特征方式偏差在兩相間所得的差值為相斜坡，相斜坡的斜率被定義為頻移Δω。
圖4的步驟10被用來決定在已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及所計算零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)間的相差p(k)。此序列p(k)可藉由下列式子計算p(k)＝arg(x(k)y*(k))，k＝K1+L，…K2此處的y*(K)為y(K)的共軛復(fù)數(shù)，在每一個情況的運算符arg(…)提供其復(fù)數(shù)幅角的相。
在步驟10結(jié)束時，由此提高(K2-K1-L+1)個相差的序列p(k)值之序列。經(jīng)驗顯示雖然發(fā)現(xiàn)的p(k)值基本上反映相差，存在一些個別序列值，其差異甚大且在射頻評估其可被忽略。一種可能性為藉由低傳輸過濾器過濾相函數(shù)p(k)。然而，更有效為在下一個步驟11執(zhí)行相函數(shù)p(k)的統(tǒng)計平滑。為達(dá)此目的，算術(shù)平均值pmean及p(k)的標(biāo)準(zhǔn)偏差pstd先被計算pmean=1K2-K1-L+1ΣK1K2p(k)]]>
pstd=1K2-K1-L+1Σk=K1+LK2(p(k)-pmean)2]]>在此之后，對每一個序列值p(k)進(jìn)行測試以決定此序列值與算平均值(稱為標(biāo)準(zhǔn)偏差)是否偏差大于預(yù)先決定極限值t。若是，亦即若|p(k)-pmean|pstd>t]]>則相對應(yīng)值p(k)為失控，再將此失控值以前一個值p(k-1)及后一個值p(k+1)的平均取代。相反地，若預(yù)先決定極限值t未被超過，則序列值p(k)則維持不變。
如此，方法步驟11根據(jù)下列原則提供一個相差的平滑序列p(k) 以此相差的平滑序列p(k)為基礎(chǔ)，頻移Δω可在下一個方法步驟12被決定。為決定p(k)(且k＝K1+L，…K2)的斜率，根據(jù)最小平方差方法執(zhí)行線性回歸分析。為簡化此符號，具n＝0，1，…N-1的序列q(n)＝p(k-k1-L)被定義，其中N＝K2-K1-L+1為所提供p(k)序列值的數(shù)目。
為得到頻移Δω，下列線性方程式系統(tǒng)必須被解出N(N-1)(2N-1)6N(N-1)2N(N-1)2NΔωc=Σn=0N-1n·q(n)Σn=0N-1q(n)]]>有了頻移Δω的計算，由射頻評估器7所執(zhí)行的方法步驟9至12被總結(jié)。
如由第3圖可知，所決定的頻移Δω被送至射頻修正單元8。射頻修正單元8修正已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相以補償頻移Δω。
在圖5標(biāo)出，已接收數(shù)據(jù)符號x(k)乘以射頻Δω的復(fù)數(shù)正弦信號x‾(k)=x(k)e-jΔω(k-ko),k=1,...k]]>其中Ko為K2及K1間的指數(shù)。對k＝Ko，復(fù)數(shù)正弦函數(shù)的指數(shù)成為0且序列值x(Ko)的相維持不變。例如，可選擇Ko=K1+K22]]>因一般Δω＜＜2π為真的，屬于訓(xùn)練序列的其余的訓(xùn)練符號x(K1)、...x(K2)亦僅些微改變，此確保原先執(zhí)行的決定頻道系數(shù)hO，…h(huán)L之頻道評估仍可被使用，因e-iΔωk＝cos(Δωk)-i sin(Δωk)復(fù)數(shù)序列x(k)的相位修正可使用正弦/余弦系數(shù)表執(zhí)行。另一個可能性為使用一般稱的CORDIC算法，其敘述于專利申請案199 48 899.1，”Verfahren und Schaltungsanordnung zur digitalen Frequenzkorrektur einesSignals”[信號的數(shù)字射頻修正的方法及電路裝置]。
射頻修正單元8提供經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)的序列，其仍由符號間干擾所失真。此經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)的序列被提供至頻道均衡器6，其在頻道系數(shù)hO，…h(huán)L的協(xié)助下，藉由Viterbi方法決定經(jīng)等化的數(shù)據(jù)符號u(1)、…u(k)。為進(jìn)行頻道等化，可使用一種Trellis-based頻道均衡器，其藉由Viterbi方法等化經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(1)、…x(K)。
在根據(jù)本發(fā)明接收單元，一種已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的明確自動射頻修正在頻道評估后，但在頻道等化前被執(zhí)行。不像先前技藝，非已接收數(shù)據(jù)符號x(k)而是經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(k)被等化。此使得可以顯著減少經(jīng)等化的數(shù)據(jù)符號u(1)、…u(k)的位錯誤率。
權(quán)利要求
1.一種機動射頻傳輸?shù)慕邮諉卧滹@現(xiàn)下列-頻道評估器(5)，其決定頻道系數(shù)hO，...hL，以模式化傳輸頻道，其中L為頻道內(nèi)存，其特征在于-頻道評估裝置(7)，其決定已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的頻移Δω，-頻率修正裝置(8)，其在每一個情況下，根據(jù)該頻移Δω修正該已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相位，-頻道均衡器(6)，其藉由使用由該頻道評估器(5)所決定的該頻道系數(shù)等化經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(k)。
2.根據(jù)申請專利范圍第1項的接收單元，其特征在于該射頻評估裝置(7)決定該已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及由訓(xùn)練序列得到的該零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)間的相差序列p(k)并由該序列p(k)決定該頻移Δω。
3.根據(jù)申請專利范圍第2項的接收單元，其特征在于該射頻評估裝置(7)藉由重新調(diào)變具該頻道系數(shù)hO、...hL的未失真訓(xùn)練符號s(K1)、...s(K2)產(chǎn)生零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)，其中s(K1)為未失真訓(xùn)練序列的第一個訓(xùn)練符號且s(K2)為最后一個訓(xùn)練符號。
4.根據(jù)申請專利范圍第2項或第3項的接收單元，其特征在于具該頻道系數(shù)hO、...hL的該訓(xùn)練符號s(K1)、...s(K2)之重新調(diào)變系根據(jù)下列式子而作動y(k)=Σi=0his(k-i)]]>其中k＝K1+L，...K2，其中s(K1)為該未失真訓(xùn)練序列的第一個訓(xùn)練符號且s(K2)為最后一個訓(xùn)練符號。
5.根據(jù)申請專利范圍第2至4項中任一項的接收單元，其特征在于該射頻評估裝置(7)藉由評估下列表示式 或表示式 的相，來產(chǎn)生相差的該序列p(k)。
6.根據(jù)申請專利范圍第2至4項中任一項的接收單元，其特征在于該射頻評估裝置(7)系藉由評估表示式x*(k)y(k)或表示式x(k)y*(k)的相，來產(chǎn)生相差的該序列p(k)，其中x*(k)，y*(k)為x(k)，y(k)的共軛復(fù)數(shù)。
7.根據(jù)申請專利范圍第2至6項中任一項的接收單元，其特征在于該射頻評估裝置(7)執(zhí)行該相差序列p(k)的線性回歸分析，以時間為軸繪圖，并由斜率得到該頻移Δω。
8.根據(jù)申請專利范圍第7項的接收單元，其特征在于該相差序列p(k)的統(tǒng)計平滑在該線性回歸分析被進(jìn)行前先被執(zhí)行。
9.根據(jù)申請專利范圍第8項的接收單元，其特征在于當(dāng)該相差序列的序列值p(k)較序列平均值pmean偏差超過一預(yù)先決定的極限值的情況時，相對應(yīng)的序列值p(k)由前一個序列值p(k-1)及后一個序列值p(k+1)的線性組合取代。
10.根據(jù)申請專利范圍第1至9項中任一項的接收單元，其特征在于該射頻修正裝置(8)藉由將x(k)乘以e-iΔωk來修正該所接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相。
11.根據(jù)申請專利范圍第1至9項中任一項的接收單元，其特征在于該射頻修正裝置(8)藉由將x(k)乘以e-iΔω(k-ko)來修正該已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相，其中Ko為屬于該訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)符號之指數(shù)。
12.根據(jù)申請專利范圍第1至11項中任一項的接收單元，其特征在于該接收單元譯碼GSMK-調(diào)變數(shù)據(jù)符號。
13.根據(jù)申請專利范圍第1至11項中任一項的接收單元，其特征在于該接收單元譯碼8-PSK-調(diào)變數(shù)據(jù)符號。
14.根據(jù)申請專利范圍第1至11項中任一項的接收單元，其特征在于該接收單元以EDGE標(biāo)準(zhǔn)譯碼數(shù)據(jù)符號。
15.一種修正數(shù)據(jù)符號的機動射頻傳輸之射頻誤差之方法，其特征在于下列步驟a)決定頻道系數(shù)hO，...hL，以模式化傳輸頻道，其中L為頻道內(nèi)存，b)決定已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的頻移Δω，c)根據(jù)在步驟b)決定的該頻移Δω修正已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相，d)藉由使用在步驟a)決定的該頻道系數(shù)hO，...hL等化經(jīng)相位修正的數(shù)據(jù)符號x(k)。
16.根據(jù)申請專利范圍第15項的方法，其特征在于決定該頻移Δω的步驟b)包括下列子步驟b1)決定該已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及由訓(xùn)練序列得到的該零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)間的相差序列p(k)，b2)由在步驟b1)所決定的該相差序列p(k)決定該頻移Δω。
17.根據(jù)申請專利范圍第16項的方法，其特征在于該零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)系藉由以該頻道系數(shù)hO、...hL重新調(diào)變未失真訓(xùn)練序列之訓(xùn)練符號s(K1)、...s(K2)而得到，其中s(K1)為未失真訓(xùn)練序列的第一個訓(xùn)練符號且s(K2)為最后一個訓(xùn)練符號。
18.根據(jù)申請專利范圍第16項或第17項的方法，其特征在于具該頻道系數(shù)hO、...hL的該訓(xùn)練符號s(K1)、...s(K2)之重新調(diào)變系根據(jù)下式進(jìn)行y(k)=Σi=0Lhis(k-i)]]>其中k＝K1+L，...K2，其中s(K1)為該未失真訓(xùn)練序列的第一個訓(xùn)練符號且s(K2)為最后一個訓(xùn)練符號。
19.根據(jù)申請專利范圍第16至18項中任一項的方法，其特征在于該已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及該零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)間的該相差序列p(k)系得自表示式 或表示式 的相。
20.根據(jù)申請專利范圍第16至18項中任一項的方法，其特征在于該已接收數(shù)據(jù)符號x(k)及該零射頻誤差數(shù)據(jù)符號y(k)間的該相差序列p(k)系得自表示式x*(k)y(k)或表示式x(k)y*(k)的相，其中x*(k)，y*(k)為x(k)，y(k)的共軛復(fù)數(shù)。
21.根據(jù)申請專利范圍第16至18項中任一項的方法，其特征在于以線性回歸分析由該相差序列p(k)以時間為軸繪圖，并由斜率得到該頻移Δω。
22.根據(jù)申請專利范圍第16至21項中任一項的方法，其特征在于該相差序列p(k)的統(tǒng)計平滑被執(zhí)行。
23.根據(jù)申請專利范圍第22項的方法，其特征在于當(dāng)該相差序列的序列值p(k)與序列平均值pmean偏差超過一預(yù)先決定的極限值的情況時，相對應(yīng)的序列值p(k)由前一個序列值p(k-1)及后一個序列值p(k+1)的線性組合所取代。
24.根據(jù)申請專利范圍第15至23項中任一項的方法，其特征在于系藉由將x(k)乘以e-iΔωk來執(zhí)行該已接收數(shù)據(jù)符號序列值x(k)的相位修正。
25.根據(jù)申請專利范圍第15至23項中任一項的方法，其特征在于該已接收數(shù)據(jù)符號序列值x(k)的相位修正系由將x(k)乘以e-iΔω(k-ko)來執(zhí)行，其中Ko為屬于訓(xùn)練序列的數(shù)據(jù)符號之指數(shù)。
26.根據(jù)申請專利范圍第15至25項中任一項的方法，其特征在于該已接收數(shù)據(jù)符號系根據(jù)8-PSK標(biāo)準(zhǔn)被解調(diào)變。
27.根據(jù)申請專利范圍第15至25項中任一項的方法，其特征在于該已接收數(shù)據(jù)符號系根據(jù)EDGE標(biāo)準(zhǔn)被解調(diào)變。
28.根據(jù)申請專利范圍第15至25項中任一項的方法，其特征在于該已接收數(shù)據(jù)符號系根據(jù)GSMK標(biāo)準(zhǔn)被解調(diào)變。
全文摘要
本發(fā)明是關(guān)于一種機動射頻接收器所使用自動頻率修正的裝置及方法。在頻道評估被執(zhí)行后，其已接收數(shù)據(jù)符號x(k)的相被分析以決定頻移Δω。之后，已接收數(shù)據(jù)符號的相位修正被執(zhí)行。
文檔編號H04L27/227GK1561620SQ01815219
公開日2005年1月5日 申請日期2001年8月30日 優(yōu)先權(quán)日2000年9月5日
發(fā)明者楊本 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司