專利名稱：直接變換數(shù)字域控制的制作方法
背景相關(guān)申請該申請對歸檔于2001年1月12日的等待狀態(tài)的臨時申請?zhí)?0261714以及歸檔于2001年3月1日的等待狀態(tài)的美國臨時申請?zhí)?9797746有優(yōu)先權(quán)。
領(lǐng)域本發(fā)明一般涉及無線通信。本發(fā)明特別涉及直接轉(zhuǎn)換接收機的系統(tǒng)和方法。
一般背景和相關(guān)技術(shù)由于改善的無線設(shè)備容量，通信領(lǐng)域經(jīng)歷了巨大增長的變化。無線設(shè)備使用無線電波以實現(xiàn)不受物理線路系統(tǒng)限制的遠距離通信。諸如聲音、數(shù)據(jù)或?qū)ず粜畔⒅惖男畔?，由無線電波在預定的頻帶上傳送。對可用頻譜的分配進行管理以保證眾多用戶能進行無干擾的通信。
獲得的從源發(fā)射到目的的信息很少是以已準備為無線電傳輸形式。一般，發(fā)射機獲取一個輸入信號并將其格式化為在預定頻帶內(nèi)傳輸。輸入信號，又稱為基帶信號，在期望頻帶內(nèi)對載波進行調(diào)制。例如，接收音頻輸入信號的無線電發(fā)射機用輸入信號調(diào)制載頻。
調(diào)到和發(fā)射機相同載頻的對應遠程接收機必須接收和解調(diào)所發(fā)射信號。即該遠程接收機必須從已調(diào)制的載波終恢復基帶信號?；鶐盘柨赡苤苯铀偷接脩籼幓蚩赡芙?jīng)進一步處理后再送到用戶。許多用戶無線設(shè)備，諸如無線電、電視以及尋呼機，僅僅是接收機而已。
收發(fā)機是將發(fā)射機和接收機整合在一起的無線設(shè)備。收發(fā)機使得幾乎是瞬時的雙向通信成為可能。收發(fā)機的例子包括雙向收音機、對講機、雙向?qū)ず魴C以及無線電話。
在衡量接收機設(shè)計的有效性中有幾種品質(zhì)因子。靈敏度決定了接收機檢測弱信號的能力。接收機的靈敏度必須保證接收機能從背景噪聲中檢測到最小可辨認信號(MDS)。噪聲代表的是電壓和電流的隨機波動。MDS是接收機特定靈敏度的測量，它包括給定系統(tǒng)的帶寬。在另一方面，接收機選擇性指明了接收機提供的對信道外干擾的保護。靈敏度越高，接收機越能濾去不需要的信號。
倒靈敏度是由于人為或自然無線電頻率干擾(RFI)引起的接收機總體靈敏度下降。倒靈敏度發(fā)生在當很強的干擾信號使接收機負載過重，并使得更弱信號檢測變得困難。接收機的倒靈敏度特點確定了它在諸如人為干擾的強干擾下成功操作的能力。
噪聲系數(shù)也是接收機性能的一重要測量。噪聲系數(shù)在接收路徑的每一相繼級惡化，即增加?？稍诮邮諜C內(nèi)應用放大或衰減技術(shù)以獲得可接受的噪聲系數(shù)。噪聲，連同失真，確定了信噪和失真比，該比以分貝為單位，描述了在有噪聲情況下的接收機性能。
失真是在接收機的RF路徑上在設(shè)備的輸出端出現(xiàn)的不需要信號。失真包括諧波失真、互調(diào)失真以及交叉調(diào)制失真。諧波失真發(fā)生在當期望的輸入信號足夠大以壓縮接收機且一般在基帶輸出處作為從期望信號來的頻率偏置的函數(shù)以及期望信號功率的函數(shù)測量。交叉失真發(fā)生在當從發(fā)射機(例如CDMA無線電話)來的幅度調(diào)制分量傳輸?shù)皆O(shè)備(LNA輸出)的輸出處的另一載波(人為干擾)處。最通常的失真形式是互調(diào)失真(IMD)。
互調(diào)失真是兩個或幾個信號混合在一起以在信號帶寬內(nèi)產(chǎn)生附加的不需要的失真的結(jié)果。對于兩個輸入，互調(diào)結(jié)果發(fā)生在原始頻率的整數(shù)倍的和或差。即對于兩個有頻率f1和f2的輸入信號，輸出頻率分量可表示為mf1±nf2，其中m和n為大于等于1的整數(shù)倍。互調(diào)積的階數(shù)是m和n的和。“雙頻調(diào)”第三階分量(2f1-f和2f2-f1)可以發(fā)生在靠近期望的或干擾信號的頻率處而不易濾去。更高階互調(diào)積有較低的幅度，這樣，它們問題較少。如果頻調(diào)間隔在信號帶寬一半以內(nèi)，則第二階互調(diào)干擾積可能發(fā)生在基帶頻率處。


圖1是基本、第二階以及第三階IMD分量電平對輸入電平的圖表。理論點是第二階和第三階電平與基本電平的截點，稱為第二階截點(IP2或SOI)以及第三階截點(IP3或TOI)。接收機的IIP2是輸入電平第二階截點。IIP3是輸入電平第三階截點。
第三階截點和接收機的噪聲系數(shù)直接與接收機的動態(tài)范圍相關(guān)。動態(tài)范圍定義了接收機在其特定性能內(nèi)能處理的信號的范圍，即接收機能產(chǎn)生具有可接收SINAD的準確輸出的范圍。特別是，對基帶接收機，諸如模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器，動態(tài)范圍可能表示為無干擾下的動態(tài)范圍(SFDR)，它從設(shè)備的最低噪聲到消波發(fā)生前的最大信號。
本地振蕩器(LO)泄漏發(fā)生在當LO信號泄漏到接收機輸入。該種泄漏可能有收發(fā)機天線傳送為寄生發(fā)射，這可能與其他設(shè)備干擾。另外，LO泄漏可能反射回接收機本身且如果不在解調(diào)前去除可能影響接收機靈敏度。
人為干擾泄漏發(fā)生在當人為信號泄漏到LO輸入或接收機內(nèi)的設(shè)備的輸出。該種泄漏可能與人為干擾信號混合以產(chǎn)生不期望的信號，諸如DC信號電平，它與人為干擾信號的幅度調(diào)制(AM)分量成比例。AM人為干擾信號可能位于接收頻帶內(nèi)的任何頻率處。
低頻閃爍(1/f)噪聲是由雙極晶體管的發(fā)射極基極結(jié)的缺陷引起。雖然一般很小，但閃爍噪聲和其它該種噪聲可能需要在接收機內(nèi)去除以維持在基帶上的信號整體性。
隔離度是在設(shè)備的一個端口應用的功率電平與在另一端口同一頻率處出現(xiàn)的產(chǎn)生的功率電平的比(單位為dB)。反隔離度，是隔離度的倒數(shù)(反)，是接收機元件的品質(zhì)因子之一。反隔離度是衡量有多少注入輸出端口的能量回到輸入源。為達到低LO和人為干擾泄漏，需要高反隔離度。
放大器的1dB壓縮點是測量當放大器增益比小信號增益小1dB時的輸出功率電平的。放大器的飽和點是測量放大器的最大輸出功率容量的。圖1說明了這些品質(zhì)因子。
在設(shè)計無線通信設(shè)備時要考慮這些品質(zhì)因子和信號現(xiàn)象。一般，無線通信領(lǐng)域碼分多址(CDMA)占統(tǒng)治地位，它是一種擴展頻譜或?qū)拵ㄐ判问?，其中無線電信號在很寬的帶寬上得到擴展。CDMA技術(shù)已是許多調(diào)制標準的基礎(chǔ)。諸如CDMA(IS-95和CDMA 2000)以及WCDMA(IMT 2000)。這些調(diào)制或空中接口標準在許多無線電頻帶上操作，包括蜂窩(日本蜂窩和美國蜂窩)、PCS(美國和韓國頻帶的個人通信系統(tǒng))以及IMT(國際電信聯(lián)盟)。其他調(diào)制標準包括FM(頻率調(diào)制IS-19)、GMS(全球移動通信系統(tǒng))、US-TDMA(IS-136)、GPS(全球定位系統(tǒng))、無線LAN(802.11)以及藍牙。
頻帶已分配給不同的通信模式。對無線收發(fā)機，US PCS的接收(RX)頻帶是1930-1990MHZ，相關(guān)的發(fā)射(TX)頻帶為1850-1910MHZ。美國蜂窩接收頻帶為869-894MHZ，相關(guān)發(fā)射(TX)頻帶為824-849MHZ。類似的，接收和發(fā)射頻帶分配給了日本蜂窩、IMT以及韓國PCS。
通信標準設(shè)定了無線通信設(shè)備必須符合的規(guī)定。例如，必須符合的偽發(fā)射、靈敏度、人為干擾(雙頻調(diào)互調(diào)和單頻調(diào)反靈敏度)以及殘留邊帶規(guī)定。
無線通信還未在國際或國內(nèi)標準化?，F(xiàn)存的技術(shù)承認收發(fā)機可以在多于一個帶內(nèi)或以多于一個模式操作，增加了可攜帶性。特別是，雙頻帶手機可在兩個頻帶上操作。例如，雙頻帶CDMA手機可以在800MHZ(美國蜂窩)以及1.9GHZ(US PCS)頻帶上操作。如果在這兩個頻帶上操作的基站使用CDMA標準，則由雙頻帶CDMA手機的移動單元可能從這兩個基站中的或一個或兩個獲得服務。而且，雙模式CDMA/FM手機可能既工作在CDMA模式中又工作在FM模式中。但是，鑒于調(diào)制標準和相關(guān)頻帶的當前復雜性，雙模式和雙頻帶電話至多能提供給用戶與世界通信系統(tǒng)有限的兼容性。
圖2是傳統(tǒng)雙下變頻接收機的高層模塊圖。接收機101包括超外差結(jié)構(gòu)。特別是，接收到的RF信號11在RF信號路徑上傳輸并經(jīng)預處理(第1級)。經(jīng)預處理的RF信號13首先經(jīng)轉(zhuǎn)換，或經(jīng)下變頻為中頻(IF)信號15(第2級)。IF信號15然后再下變頻變?yōu)榛鶐盘?7，它包括一個“同相”(I)和“正交”(Q)相位分量。I和Q基帶信號分量相位上相差90度。I和Q分量然后發(fā)送到接收機101的其他部分，諸如基帶處理器(第4級)以做進一步處理。類似地，在雙上變頻發(fā)射機中，模擬I和Q基帶信號首先上變頻為IF信號，然后IF信號再上變頻為RF信號。
圖3更詳細地說明接收機101。接收機101由許多固有好處。例如，設(shè)計提供極佳的靈敏度和選擇性、擴展的信號動態(tài)范圍、靈活的頻率安排以及較低動態(tài)范圍和在IF濾波器70后接收機101內(nèi)的元件電流消耗。另外，由于IF信號在較低的頻率范圍內(nèi)，I和Q信道106、107間的相位和幅度匹配可以更容易地達到。鑒于這些好處，接收機101很適合多模式和多頻帶應用，其中接收的RF信號—在多模式下調(diào)制并在多頻帶上發(fā)送—可以被處理。
為支持多頻帶和多操作模式，接收機101必須包括一些模式特定元件。例如，在多頻帶接收機內(nèi)，一般每個頻帶需要單個RF信號通路。在多模式接收機中，取決于人為干擾動態(tài)范圍要求每個模式可能要求單個基帶通路。
在諸如接收機101的傳統(tǒng)接收機內(nèi)，IF信號路徑一般包括放大器、濾波和自動增益控制(AGC)電路。這樣，接收機101可以去除信號帶外噪聲和人為干擾并能補償不同信號功率以及接收機增益變化。在多模式接收機中，IF信號的濾波是模式特定的。因此，接收機101每個模式有一個IF濾波器70。例如，在雙模式電話下的接收機包括兩個IF SAWs(表面聲波濾波器)。對支持CDMA 1x、CDMA 3x、WCDMA、GSM、FM、藍牙以及GPS模式的接收機，在IF信號路徑內(nèi)需要四到六個SAWs以及一個離散LC濾波器。
每個模式都需要IF濾波器是接收機101的重要缺陷。每個IF濾波器增加了接收機的成本、重要部件的數(shù)目以及接收機板面的大小。由于每個IF濾波器可能有高損失，還需要IF預放大或AGC。還需要IF壓控振蕩器(VCO)和鎖相環(huán)(PLL)65來產(chǎn)生本地振蕩器(LO)頻率，輸入到IF混合器60。接收機101其他缺陷包括需要開關(guān)矩陣或多個IF放大器以及AGC模塊，需要低損失RF帶通濾波器(BPF)以減少不希望的旁帶噪聲，以及需要附加IF混合器。因此雙下變頻接收機的IF級成本增加，設(shè)計復雜度提高，并需要更多的電路板面。
圖4是直接下變頻的框圖或零IF接收機200。在直接下變頻接收機中，接收到的RF信號201直接經(jīng)下變頻為基帶信號225。類似地，在直接上變頻中或零IF發(fā)射機中，基帶信號直接經(jīng)上變頻為發(fā)射的RF信號。在接收機200內(nèi)，接收的RF信號與本地振蕩器(LO)頻率混合以產(chǎn)生基帶信號。由于它并不包括IF信號通路，接收機200去除了與IF元件相關(guān)的費用、板面和功率問題，這包括IF SAWs、LC匹配和離散濾波器、預放、AGC、IF混合器以及IF VCO和PLL。而且，也少了部件到部件和溫度變化。
接收機200的設(shè)計允許更多的通過集成電路發(fā)生在基帶模擬或數(shù)字域內(nèi)的信號處理，諸如信道選擇性濾波，從而使得接收機200的RF和模擬部分在性質(zhì)上變得更一般。由于AGC是數(shù)字的可能需要經(jīng)簡化的校準或甚至沒有校準。對于某些操作模式，諸如GPS、藍牙和GSM，由于該濾波器的主要目的是減少CDMA蜂窩和PCS模式內(nèi)的交叉調(diào)制所以接收機200可能不需要RF濾波器。然而，如果GPS調(diào)制信號同時與其他調(diào)制信號同時接收，則GPS模式可能需要RF濾波器。
盡管有以上這些好處，直接下變頻并未廣泛包括在無線電話內(nèi)。原因在于接收機在達到適合的動態(tài)范圍同時很難達到關(guān)鍵的接收機設(shè)計目標。對于諸如接收機200的設(shè)計目標包括獲得高增益和低噪聲系數(shù)，高IIP3和IIP2值以及低功耗。多模式和多頻帶接收機可能需要很寬的動態(tài)范圍。相應的，更難實現(xiàn)對該種接收機的這些設(shè)計目標。
特別是，本地振蕩器(LO)泄漏到I和Q混合器LO端口的泄漏和人為干擾會引起直接下變頻接收機的嚴重問題。對于蜂窩和PCS，寄生發(fā)射需要特別嚴格。這樣需要高反隔離度。另外，在直接下變頻接收機中，LO泄漏反射回接收機本身，連同到I和Q混合器的LO端口的人為干擾泄漏，可能由直接下變頻電路處理。這樣，不希望的DC偏置電壓連同希望的基帶信號可能出現(xiàn)在混合器的輸出處，它可能還包括基帶頻譜分量。相應的，必須移去DC偏置以保證信噪比足夠高。
在CDMA中，靈敏度是用設(shè)定到滿足一定幀誤差率(FER)的信號電平測試的。IS-98規(guī)定測試中的設(shè)備必須滿足低于0.5％ FER的-104dBm(信號功率)的靈敏度電平。互調(diào)制測試通過將信號電平設(shè)定到-101dBm(高于靈敏度測試3dB)，連同相對于RF信號的偏置處的雙頻調(diào)(在產(chǎn)生帶內(nèi)失真積處的偏置處-43dBm/tone，或一般為±900和±1700kHz)連同小于1％的FER。取決于頻帶，在測試的功率電平和人為干擾的頻率偏移內(nèi)可能有不同。對于單頻調(diào)反靈敏度測試，I和Q混合器的RF端口的人為干擾電平比信號電平在大于等于900kHz偏置處要大71dB。
人為干擾功率可能泄漏到每個混合器的LO端口處并在混合器RF端口處與人為干擾電平混合以產(chǎn)生DC電平，該電平與RF人為干擾的幅度成比例。一般，人為干擾由競爭無線系統(tǒng)的基站的前向鏈路生成。人為干擾功率可能隨使用的調(diào)制或衰落的函數(shù)而變化。最糟的人為干擾可能由與期望信號帶寬可比的幅度調(diào)制。這樣，AM分量在下變頻后落在基帶任何信號能量上部，且不能用基帶濾波除去。該問題會隨人為干擾RF信號增強而加劇。例如，如果人為干擾RF信號增加10dB，則基帶失真增加20dB。如果影響人為干擾的自混合的RF混合器的兩個RF到LO隔離度以及代表第二級失真影響的RF混合器的IIP2很差，則基帶失真斜度實際上可能大于二比一。
另外，在直接下變頻接收機內(nèi)的對混合器的人為干擾和LO泄漏要求較高。因為該種接收機缺少IF濾波，取決于基帶模擬濾波的等級以及部件到部件、頻率以及增益方面的溫度變化，接收機基帶元件的動態(tài)范圍可能需要增加30dB更多。必須滿足對不同調(diào)制標準的殘留邊帶規(guī)定。由于該種接收機在其基帶級之前有較少增益，基帶處的閃爍噪聲對于接收機處理FM調(diào)制信號的能力有較大影響。
因此，需要一種直接轉(zhuǎn)換接收機能在有強干擾量并具有和最小的電流和處理技術(shù)改進基礎(chǔ)上在多帶和多模式下對RF信號解調(diào)。
概述揭示的實施例示出新穎的經(jīng)改善的多帶直接變換無線通信接收機的系統(tǒng)和方法。在第一實施例中，系統(tǒng)包括低噪聲放大器(LNA)配置為以放大接收到的RF信號、本地振蕩器(LO)配置為以輸出頻率，以及I和Q信道混合器。每個混合器有可操作上耦合到LNA的第一輸出、可操作上耦合到LO輸出的第二輸入以及輸出。系統(tǒng)還包括調(diào)整機制配置為根據(jù)接收機檢測到的人為干擾電平以調(diào)整LO的驅(qū)動電平。調(diào)整機制可能包括第一測量機制經(jīng)配置為以測量接收到的RF信號的總功率，第二測量機制配置為以測量基帶信號的信號功率，比較機制配置為以比較接收到RF信號的總功率和基帶信號的信號功率，以及調(diào)整器配置為以基于比較而調(diào)整LO的設(shè)定點。
在另一實施例中，系統(tǒng)包括LNA配置為以放大接收到的RF信號，LO配置為以輸出一頻率，I和Q信道混合器以及基帶部分。每個混合器有操作上耦合到LNA的第一輸入、操作上耦合到LO輸出的第二輸入以及輸出?；鶐Р糠竹詈系矫總€混合器輸出。系統(tǒng)進一步包括調(diào)整機制配置為取決于接收到的RF信號而調(diào)整LNA和每個混合器的增益，以及取決于接收機檢測的人為干擾電平以調(diào)整LO的驅(qū)動電平。
在另一實施例中，系統(tǒng)包括LNA配置為以放大接收到的RF信號，LO配置為以輸出一頻率，I和Q信道混合器以及調(diào)整機制。每個混合器有操作上耦合到LNA的第一輸入、操作上耦合到LO輸出的第二輸入。調(diào)整機制配置為當接收到的RF信號的信號電平增加時，調(diào)整LNA和每個混合器的增益。該增益調(diào)整用需要的動態(tài)范圍平衡接收機RF路徑內(nèi)的活動元件的反隔離度以在有一個或多個人為干擾的情況下對信號解調(diào)。該增益連續(xù)調(diào)整或逐步下調(diào)。
附圖的簡要描述通過下面提出的結(jié)合附圖的詳細描述，本發(fā)明的特征、性質(zhì)和優(yōu)點將變得更加明顯，附圖中相同的符號具有相同的標識，其中圖1的圖表繪出飽和和壓縮點以及第二階和第三階截點。
圖2是傳統(tǒng)雙變換接收機的高層模塊圖。
圖3傳統(tǒng)雙變換接收機的模塊圖。
圖4直接變換接收機的高層模塊圖。
圖5直接變換接收機的模塊圖。
圖6是在直接變換接收機內(nèi)接近AM人為干擾抑制的模型。
圖7的圖表畫出混合器RF到LO隔離度對LO驅(qū)動電平。
圖8是零IF接收機的模塊圖。
圖9是說明零IF接收機內(nèi)的增益增加的模塊圖。
詳細描述圖4是根據(jù)本發(fā)明的實施例的直接下變頻接收機200的高層模塊。接收機200包括RF信號通路210、直接下變頻器220以及基帶處理器230。
RF信號通路210接收RF信號201。RF信號201可能包括以多個模式調(diào)制的信號以及在多個頻帶內(nèi)傳輸。RF信號通路210可能包括選擇機制以在不同模式和不同頻帶內(nèi)選擇。另外，RF信號通路徑210可能包括放大器或濾波器以為RF信號201的進一步處理做準備。該種經(jīng)準備的信號在圖4中稱為經(jīng)預處理的RF信號215。直接下變頻器220從RF信號路徑210接收經(jīng)預處理的RF信號215并將該種信號下轉(zhuǎn)變?yōu)榛鶐盘?25。
基帶處理器230可能實現(xiàn)基帶信號225的相繼處理，諸如，例如DC對消、匹配和人為干擾濾波、采樣抽取、自動增益控制、信號功率測量(接收到的信號強度指示、RSSI)、反擴展、反交織、誤差糾正以及解碼成數(shù)字數(shù)據(jù)或音頻流。經(jīng)處理的信號可能經(jīng)路由到合適的目的地，諸如在無線設(shè)備內(nèi)的輸出機制，它可能包括顯示、揚聲器或數(shù)據(jù)端口。值得注意的是基帶處理器230可能用于與接收機200互補的發(fā)射機。
圖5更詳細地說明了接收機200。天線301將接收機與進入RF信號接口。天線301還可能從耦合到天線301地發(fā)射機廣播RF信號。若干天線可能用于分開操作頻帶或?qū)⑼瑫r的操作模式相互隔離。接口305可能將接收到的RF信號從發(fā)射的RF信號隔離使得接收機200和發(fā)射機都能使用天線301。
接口305可能包括一個或多個收發(fā)轉(zhuǎn)換器312。收發(fā)轉(zhuǎn)換器312在進入的接收帶內(nèi)濾出信號。另外，收發(fā)轉(zhuǎn)換器312將進入的接收頻帶的信號與外出的發(fā)射頻帶的信號分開。如果特定接收機或收發(fā)機應用需要操作多個頻帶則需使用多個收發(fā)轉(zhuǎn)換器312。如圖5所示，收發(fā)轉(zhuǎn)換器312可能處理以CDMA、FM以及IMT模式調(diào)制的信號，假設(shè)相關(guān)的操作頻帶均適于收發(fā)轉(zhuǎn)換器312的帶內(nèi)。
接口305還可能包括一個或多個開關(guān)314與帶通濾波器316。開關(guān)314在接收和發(fā)射操作間轉(zhuǎn)換。例如，開關(guān)314可能對應GSM或藍牙模式，其中信號并不是同時發(fā)射或接收。帶通濾波器316在進入的接收帶中對GPS信號濾波。由于GPS信號是被接收，而不是被發(fā)射，可能不需要使用收發(fā)轉(zhuǎn)換器。其他帶通濾波器316可能為其他模擬只接收模式而被包括在接收機200內(nèi)。
低噪放大器(LNA)320耦合到接口305并對接收的RF信號實現(xiàn)放大。LNA 320可能被選擇以提供在接收帶內(nèi)的最小噪聲系數(shù)，但足夠大的增益以最小化從接收機200的相繼級來的噪聲系數(shù)。LNA 320的增益可能通過LNA增益控制324得到控制。發(fā)射功率可能從接口305泄漏到接收機200。例如，收發(fā)轉(zhuǎn)換器312可能不能完全對發(fā)射功率濾波。因此，LNA 320可能需要高壓縮和第三階截點。
LNA 320耦合到RX帶通濾波器(BPF)330。BPF 330進一步抑制落在接收帶外的發(fā)射機信號。值得注意的是BPF 330在本發(fā)明的一些實施例中可能不是必要的。例如，如上所述，如果不支持GPRS內(nèi)的最大數(shù)據(jù)速率，則以GSM模式的已調(diào)信號可能不是同時接收或發(fā)射的。
圖5描述了一個RF信號通路，包括一個收發(fā)轉(zhuǎn)換器312、一個LNA 320以及一個BPF330。然而，多個RF信號通路可能包括在接收機200內(nèi)。每個信號通路可能對應接收機200的一個或多個特定操作頻帶。例如，接收機200可能包括相應的蜂窩、PCS、IMT以及GSM信號通路。每個RF通路可能包括，如果需要的話，收發(fā)轉(zhuǎn)換器、開關(guān)和/或帶通濾波器、LNA、BPF以及I和Q混合器。另外，與其他模式一起操作的同時GPS接收可能需要分離的LO生成、基帶放大器、模擬低通濾波器、模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器、I/Q數(shù)字處理以及解調(diào)。
選擇機制310取決于在一給定時間的活動的操作頻帶而在不同的RF信號通路間切換。選擇機制310可能包括帶選擇設(shè)備，例如耦合到不同收發(fā)轉(zhuǎn)換器和BPFs。選擇機制310可能還耦合到I和Q信道混合器340A、340B。例如，對在美國蜂窩頻帶內(nèi)接收的信號，選擇機制310可能切換到收發(fā)轉(zhuǎn)換器312、LNA 320以及BPF330，這些元件一起對接收到的信號進行合適的濾波和放大。
BFP 330的輸出耦合到I和Q信道混合器340A、340B的輸入。在示范實現(xiàn)中，BPF 330可能有不同的輸出(未示出)以連到混合器340A、340B的不同輸入(未示出)。相應的，BPF 330的正負輸出終端可能耦合到混合器340A的正負輸入終端，以及混合器340B的正負輸入終端。該種不同信號路徑安排減少了耦合到RF信號通路的LO和TX且增加了幅度調(diào)制人為干擾的共模抑制(在混合器輸入出的更高第二階輸入截點電平)。因此，改善了接收機200內(nèi)的隔離度和人為干擾抑制。
或者，轉(zhuǎn)換機可能耦合到BPF 330的單端輸出。該轉(zhuǎn)換機可能將單端信號轉(zhuǎn)換成不同信號耦合到混合器340A、340B的不同輸入。
如圖5所示，本地振蕩器(LO)350耦合到緩沖放大器351A、351B。緩沖放大器351A、351B分別耦合到混合器340A的第二輸入342A和混合器340B的第二輸入342B。如果I和Q混合器340A、340B有不同輸入，則緩沖放大器351A、351B可能有不同輸出。在一些實施例中，緩沖放大器可能不包括在接收機200的設(shè)計內(nèi)。
LO 350可能包括頻率發(fā)生器，它生成在不同頻率的輸出信號。例如，LO 350可能輸出第一信號和第二信號，第二信號從第一信號移相90°。LO 350可能包括鎖相環(huán)(PLL)、壓控振蕩器(VCO)，頻率混合機制以及相移機制。LO 350或包括頻帶選擇354，它根據(jù)接收到的RF信號的操作頻率控制LO 350。在示范實施例中，LO 350使用不同通路以緩和LO泄漏和在I和Q混合器RF端口處來自信號通路或耦合到信號通路的噪聲。
每個混合器340A、340B將從BPF 330來的接收到的RF信號與從LO 350接收的信號在混合器340A、340B的第二輸入342A、342B處混合?；旌线^程是將信號乘在一起。因此，混合器340A、340B直接將下變頻的接收到的RF信號直接變?yōu)镮和Q基帶信號。在示范實施例中，混合器340A、340B有相關(guān)增益，它可通過混合器增益控制341A、341B調(diào)整。
在下變頻后，I和Q信號沿相應的信號通路365A、365B被處理。I信號通路365A代表兩個信號通路，且可能包括放大器360A、反混疊濾波器370A以及I信道模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)380A。放大器360A耦合到混合器340A的輸出。在沿相應信號通路處理和模數(shù)轉(zhuǎn)換后，數(shù)字I信道數(shù)據(jù)382和Q信道數(shù)據(jù)385可能進一步被處理。在其他實施例中，I和Q信號可能沿操作模式的特定路徑被處理。在其他實施例中，多個模式可能共享I和Q信號通路。
接收機200可能包括藍牙特定模塊。如圖5所示的藍牙直接下變頻器390以及藍牙基帶處理器395，可能與上述結(jié)構(gòu)在功能與結(jié)構(gòu)上類似。然而，由于藍牙可能與其他操作模式同時操作，諸如CDMA，藍牙直接下變頻器390和基帶處理器395可能實現(xiàn)為藍牙專用模塊。類似的，GPS可能同時操作且需要分開的基帶信號通路和LO生成電路。
圖6是近似諸如接收機200的直接轉(zhuǎn)換接收機內(nèi)需要的AM人為干擾抑制量的模型。對CDMA，需要的人為干擾抑制可能近似為基帶信號與基帶人為干擾的比。在模塊600內(nèi)，RF RX部分601對從接收機天線到接收機混合器輸出的接收機的RF部分增益模型化。RF部分601有增益G分貝。在RF部分601的輸入處的RF信號電平為S_RF(分貝)。在RF部分601的輸入處的人為干擾電平為J_RF(分貝)。RF部分601相應地放大這些輸入信號以產(chǎn)生S_RF+G和J_RF+G的輸出。
模塊600還包括混合器610，它代表接收機內(nèi)的I和Q LO混合器?；旌掀?10的RF到LO隔離度稱為S31?；旌掀?10的RF到基帶轉(zhuǎn)換增益或損失為S21。LO驅(qū)動電平為LO。到LO端口的人為干擾功率泄漏為J_RF_LEAK，或J_RF+G+S31。AM調(diào)制人為干擾的RF到基帶轉(zhuǎn)換損失是S21(AM)、或S21+(J_RF_LEAK-LO)。S21(AM)為接收機的抑制AM調(diào)制人為干擾的能力，且代表第二級失真(由人為干擾產(chǎn)生)和到混合器基帶輸出的人為干擾泄漏的組合效應。
在下變頻到基帶后，在混合器輸出處的基帶信號電平為S_BB，或S_RF+G+S21。該基帶人為干擾電平是J_BB或J_S_RF+G+S21(AM)?；鶐萌藶楦蓴_是J_BB_OFFSET或J_S_RF+G+S21。該基帶信號與人為干擾比(S_BB/J_BB)可因此確定。例如，在CDMA模式對于的特定混合器，如果G＝6dB，S_RF＝-101dBm，J_RF＝-30dBm(yi99％AM調(diào)制有2MHz偏置)，LO＝+5dBm，S31＝-60dB，以及S21＝12dB，則J_RF_LEAK＝-84dBm以及S21(AM)＝-77dB。接著可得J_BB＝-101dBm以及S_BB＝-83dBm。因此基帶信號與人為干擾比等于-83dBM-(-101dBm)或+18dBm。對CDMA模式，一般SINAD以解調(diào)信號為-1dB。因此，上例示出的AM人為干擾電平相對于接收機的噪聲系數(shù)是不重要的。
圖7是在接收機內(nèi)繪出混合器RF到LO的隔離度對應LO驅(qū)動電平的圖表。如示出，混合器RF到LO的隔離度不是線性的，并取決與LO驅(qū)動電平。在示范實現(xiàn)中，接收機的LO驅(qū)動電平可能有變化或固定在較高電平以改善隔離度。相應地，接收機的LO端口處的人為泄漏電平可能被抑制。當沒有人為干擾時，LO驅(qū)動電平可能降低。值得注意的是，相對與可調(diào)節(jié)LO驅(qū)動電平，固定在較高電平(大于10dBm)的LO驅(qū)動電平導致更高的電流消耗且導致LO泄漏。然而，由于LO I和Q信道混合器的DC輸出與LO泄漏相關(guān)，變化LO驅(qū)動電平改變了DC偏置。因此，可能需要在基帶信號被解調(diào)前除去DC偏置。其他混合器性能參數(shù)可能作為LO驅(qū)動電平的函數(shù)而改變，限制了調(diào)整的范圍。如果LO驅(qū)動電平在更廣范圍內(nèi)變化，則混合器的噪聲系數(shù)和其IIP2和IIP3規(guī)定可能惡化。
圖8說明零IF接收機800，它包括抑制人為干擾和LO泄漏的電路。接收機800可能包括在無線收發(fā)機內(nèi)。圖8示出I信道的直接下變頻和基帶電路?？梢詾镼信道提供平行的電路。圖8描述一個RF信號通路和一個基帶通路。與上述一致的，接收機800取決于可應用操作頻帶和模式可能包括若干通路。另外，接收機800可能包括電路，諸如上述圖5的選擇機制310以在信號通路間切換。
在示范實施例中，接收機800可能包括差分RF和LO信號通路。該種通路改善接收機800內(nèi)的RF到LO的隔離度，因此抑制人為干擾和LO泄漏。差分信號路徑安排可能單獨實現(xiàn)或與其他改善接收機內(nèi)隔離度的方法一起實現(xiàn)，諸如上述。
天線801將接收機800與進入RF信號接口。天線801可能廣播與天線801耦合的發(fā)射機來的RF信號。雙工機812對進入的接收帶內(nèi)的信號濾波，并將這些信號同外出發(fā)射帶內(nèi)的其他信號分開。收發(fā)轉(zhuǎn)換器812可能與一個或多個特定操作頻帶相關(guān)，諸如美國蜂窩或PCS。低噪放大器820耦合到收發(fā)轉(zhuǎn)換器812并將接收到的RF信號放大。LNA 820的增益可能通過LNA增益控制信號905(RF_ADJUST)得到控制。LNA增益控制信號905可能包括一個或多個信號，這取決于是否使用連續(xù)增益控制或一系列增益步長以滿足在期望信號動態(tài)范圍上對接收機800的要求。
LNA 820的增益可能取決于接收到的RF信號的功率而調(diào)整。當信號功率增加時，LNA 820的增益可能連續(xù)減少或階躍減少。在示范實施例中，LNA 820有三種狀態(tài)，即高增益、旁路以及中增益狀態(tài)。LNA 820的增益信號功率的增加逐步下降到某一信號電平以使接收機800滿足不同模式的干擾要求而不降低接收機800的靈敏度。增益步進變化還增加了可用動態(tài)范圍并改善了接收機800的IIP3。增益步長可能足夠小以保證在LNA 820的輸出處的信號功率在某熱噪聲之上。另外，可以提供在LNA 820后的接收機800內(nèi)的足夠增益以保證基帶的信號電平足夠強而能被解調(diào)。
圖9說明的是蜂窩接收機的實施例，其中LNA 820的增益逐步變化。對蜂窩和PCS模式，輻射和傳導的泄漏必須少于-80dBm。在該實施例中，在天線801處的傳導泄漏通過平衡接收機通路內(nèi)的直源元件的反隔離度得到控制。來自組合的I和Q信號通路的傳導泄漏為-83dBm，這變?yōu)?dB規(guī)定界限。
只改變LNA 820的增益不足以滿足在信號電平處靈敏度以上的SINAD需要(在接收機性能的AWGN(平均高斯白噪聲)和衰落測試中大于-74dBm到-50dBm的信號電平)。因此，在圖9的接收機內(nèi)，當信號電平增加時，LNA 820的增益和雙平衡的混合器840A、840B階躍下降以增加接收機的可用動態(tài)范圍。如果天線801處的LO電平在信號之上少于大約20dB，則在這些較低增益狀態(tài)中，LO泄漏可能增加到超過-80dBm的要求。值得注意的是基帶增益階躍變化可以在代替混合器增益階躍變化而實現(xiàn)。
在圖9的實施例中，混合器840A、840B在基帶信號端口有50歐姆的RF負載。RF終端的值可能變化以適應特定混合器設(shè)計。RF終端減少了可能從基帶端口泄漏到RF端口的LO反射。
為減少經(jīng)輻射的LO規(guī)定，頻率合成器和RF VCO(第一模塊857)在接收頻率的兩倍處運行。第二模塊855將頻率合成器的輸出二分頻。在其他實施例中，合成器可能運行在接收頻率，且可能除去分頻。然而，可能需要附加的屏蔽。在另一實施例中，RF VCO可能運行在接收頻率的分數(shù)倍處以避免接收帶內(nèi)的潛在發(fā)射LO泄漏。應理解圖9示出的設(shè)計技術(shù)能包括在諸如接收機800的直接轉(zhuǎn)換接收機的全部或部分內(nèi)。
再參考圖8的接收機800，LNA 820耦合到RX帶通濾波器(BPF)830。BPF 830進一步抑制落在接收帶外的信號。BPF 830的輸出耦合到定向耦合器915。定向耦合器915將BPF 830輸出的功率的一部分轉(zhuǎn)到RF功率檢測器995，并保留剩下部分以輸入I信道LO混合器840的第一輸入和Q信道LO混合器的第一輸入(未示出)。
本地振蕩器850可能包括頻率發(fā)生器，它產(chǎn)生在不同頻率處的輸出信號。例如，LO 850可能輸出第一信號和從第一信號相移90度的第二信號。每個信號可能是差分信號。一般，LO 850可能包括鎖相環(huán)(PLL)、壓控振蕩器(VCO)、頻率混合機構(gòu)以及相移機構(gòu)。LO 850可能包括控制L0 850的頻帶選擇(未示出)，這取決于接收到的RF信號的操作頻率。
在圖8中，LO850包括第一單元857。第一單元857輸出信號，該信號是接收到的RF信號的頻率的倍數(shù)(M/N，其中M和N為正整數(shù))。第二模塊855將輸出信號乘以倍數(shù)的倒數(shù)(N/M)。這樣，LO 850輸出在期望接收頻率上的信號，用于將接收到的RF信號下變頻為基帶信號。
LO 850耦合到緩沖放大器851。緩沖放大器851耦合到混合器840的第二輸入并提供在LO 850和混合器840間的阻抗匹配。LO信號的驅(qū)動電平可能通過LO驅(qū)動調(diào)整控制信號921(LO_PWR)由變化緩沖放大器851的增益調(diào)整。緩沖放大器851示出為由差分輸入和輸出，但也可以使用單端輸入和輸出。
I信道混合器840和其Q信道的混合器可以是雙平衡混合器?；旌掀?40的隔離度取決于許多因子，諸如基片隔離度、布局、混合器拓撲、連接線耦合以及LO驅(qū)動電平。混合器84將從定向耦合器915來的接收到的RF信號與從緩沖放大器851來的信號混合?；旌线^程是將信號相乘。因此，混合器840直接將接收到的RF信號下變頻為I分量基帶信號。在一些實施例中，混合器840有相關(guān)的增益，可以通過混合器增益控制信號923(混合器調(diào)整)被調(diào)整。因此，接收機800的可用動態(tài)范圍可能增加。
下變頻后，I信道基帶信號沿信號通路被處理。信號通路可能包括電路以從基帶信號中去除DC偏移。如果未除去，DC偏置會惡化接收機的IIP2與基帶模擬放大器和低通濾波器的動態(tài)范圍。在接收機800，模擬DC對消回路935可能測量在基帶信號內(nèi)的DC偏置并從基帶輸入信號中減去偏置。DC偏置可以在模擬基帶信號內(nèi)被測量。DC偏置還可以在它轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式后在基帶信號內(nèi)測量，然后通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)轉(zhuǎn)換為模擬偏置?；蛘?，數(shù)字DC對消機制可能從數(shù)字基帶信號減去DC偏置。在示范實施例中，如圖8所示，可包括模擬和數(shù)字DC對消電路，這可能更有效地DC偏置。
I信道基帶信號輸入到基帶放大器860?；鶐Х糯笃?60可能有不同輸入?；鶐Х糯笃?60可能對基帶信號縮放以增加接收機800的動態(tài)范圍?；鶐Х糯笃?60的DC輸入阻抗可能被選擇為遠大于DC處的混合器840的輸出阻抗。例如，信號電壓相對于固定的基帶電路噪聲底限可能翻倍以及更高的基帶信噪比。取決于混合器的實現(xiàn)諸如電流輸出實現(xiàn)也可有其他組合可能。然而，從RF輸入到基帶的輸出的電壓增益可能需要相對于噪聲系數(shù)、IIP2、IIP3以及信號和人為動態(tài)范圍的最優(yōu)化。
基帶放大器860耦合到基帶模擬濾波器870。模擬濾波器870耦合到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)880，它將模擬I信道基帶信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(I_ADC)。在示范實施例，ADC 880的輸出至少13比特寬。根據(jù)Nyquist理論，ADC 880的采樣速率應至少是模擬輸入信號的最高頻率分量的兩倍。為防止進入I信道的干擾的混疊，諸如人為干擾，模擬濾波器870可能被選擇用于抑制在采樣速率的干擾。例如，如果人為干擾比在10MHz偏移處的輸入信號高80dB，且ADC 880采樣速率為10MHz，至少需要80dB的衰減以保證在取樣時人為干擾的功率比輸入信號小。進一步，模擬濾波器870的頻率響應可能被選擇抑制帶外人為干擾以保證ADC 880的有效動態(tài)范圍不減少。
ADC 880耦合到DC對消模塊901。DC對消模塊901測量在數(shù)字基帶信號內(nèi)的DC偏置。DC對消模塊901可能對數(shù)字基帶信號取樣并使用積分器，諸如第一階積分器以測量DC偏置。通過DC對消回路935內(nèi)的反饋安排，數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)925將數(shù)字DC偏置轉(zhuǎn)換為模擬偏置。模擬偏置然后從基帶電路的輸入中減去。特別是，模擬偏置輸入到基帶放大器860，它從混合器840來的輸入信號中減去偏置并對產(chǎn)生的信號放大。DC對消模塊901可能還從數(shù)字基帶信號中減去數(shù)字DC且可能輸出經(jīng)糾正的數(shù)字基帶信號(I_BB＝I_ADC-DC偏置)。
DC對消模塊901可能由快/慢控制信號945控制?？?慢控制信號945可能影響在DC對消模塊901內(nèi)使用的積分速度。在快模式時，可能獲得較少精確度的功率測量，并能快速去除DC偏置。例如，在信道變化時(即當接收到的RF信號的頻率變化時)，或當LO驅(qū)動電平或混合器增益步進增加或減少時，較合適是采用快模式。相反，在慢模式時，可能獲得較高精確度的功率測量。慢積分可以跟蹤溫度和接收機200的元件的部件到部件的變化，減少DC對消電路的抖動，且在模塊輸出處產(chǎn)生低平均噪聲。因此，使用慢模式可能防止將噪聲引入接收200的基帶部分并將信號質(zhì)量維持在期望的信噪比。另外，慢模式的使用比起快模式從基帶信道中去除更少的能量。
DC對消模塊901耦合到無限沖擊響應(IIR)濾波器910。IIR濾波器910可能是五階橢圓數(shù)字濾波器設(shè)計為以在數(shù)字基帶信號中抑制人為干擾，以匹配基帶信號的合適帶寬。在示范實施例中，IIR濾波器910提供在人為干擾偏置處的70 dB的抑制。IIR濾波器910輸出經(jīng)濾波的信號(I_FILT＝I_BB x IIR)。其他實施例中，IIR濾波器910可能由有限沖擊脈沖(FIR)濾波器替代。不同于IIR濾波器，F(xiàn)IR濾波器可能有完美的線性相位且在信號帶寬上有最大平坦度。然而，F(xiàn)IR濾波器可能比IIR濾波器更大或更復雜。在另一實施例中，IIR濾波器可以跟著FIR濾波器以對IIR濾波器的輸出實現(xiàn)均衡。IIR和FIR濾波器的設(shè)計技術(shù)在技術(shù)領(lǐng)域內(nèi)是已知的在此不作描述。
IIR濾波器910可能包括抽取機構(gòu)。抽取機制減少了數(shù)字信號路徑的部分的采樣率以減少功耗和處理硬件。另外，抽取機制要考慮可能的信道外干擾量的混疊。在圖8示出的實施例中，在人為干擾由模擬或數(shù)字濾波去除后，抽取機構(gòu)在IIR濾波器910的輸出處操作。
IIR濾波器910的輸出I_FILT，連同它的Q部分Q_FILT(未示出)輸入到乘法器970。對每個采樣，乘法器970可能通過對I_FILT取平方而檢測I信道的瞬時接收功率961，對Q_FILT取平方而檢測Q信道。經(jīng)平方后的信號與信號的功率成比例。作為乘法的替換，I_FILT和Q_FILT信號可能輸入到包括查詢表的內(nèi)存內(nèi)。查詢表可能包括對數(shù)功率值被索引為基帶I和Q采樣的幅度的函數(shù)。在其他實施例中，可能提供給每個信道分開的乘法器970和查詢表。
由乘法器970計算的瞬時功率961可能輸入到積分器960。信號963可能還輸入積分器960。信號963還可能輸入積分器960。信號963可能包括固定設(shè)定點和I信道偏移(偏移_I)，這代表了解調(diào)器前的乘法器930的輸出處期望的功率電平。功率電平可能基于解調(diào)器所需要的比特數(shù)以接收基帶信號并在不降級情況下對其解調(diào)。
積分器960確定從輸入瞬時功率961來的平均信號功率，將平均信號功率與信號963比較并輸出AGC(自動增益控制)糾正信號965。AGC信號965由模塊940從線性轉(zhuǎn)換為分貝單位，并由加法器950與RF_OFFSET信號(分貝)求和。加法器950在濾波后輸出總估計基帶功率967(BB_PWR)。RF_OFFSET信號是分貝記的可編程偏置，它補償?shù)絃NA 820的增益調(diào)整或任何發(fā)生在接收機內(nèi)800內(nèi)的數(shù)字AGC環(huán)941前的增益調(diào)整。例如，如果LNA 820的增益階躍下降10dB，則AGC信號965會由于乘法器970檢測到已減少的瞬時功率而增加。這樣，RF_OFFSET必須減少10dB使得BB_PWR信號967準確地反應總接收基帶功率。值得注意的是，AGC環(huán)941的響應時間可能通過調(diào)整積分器960的時間常量而變化。
IIR濾波器910耦合到乘法器930。乘法器930，它可能支持線性或浮點乘法，將從IIR濾波器910來的I_FILT乘以從積分器960來的AGC糾正信號965。乘法器930輸出I信道基帶信號999，它由附加處理模塊處理(未示出)，諸如解調(diào)器。
RF功率檢測器995輸出模擬信號(dB)代表由定向耦合器915轉(zhuǎn)向的總RF接收功率的一部分。ADC 990將該模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號953。偏置955是可以對數(shù)字信號953實現(xiàn)縮放的數(shù)字信號(dB)。加法器980對數(shù)字信號953和偏置955求和以產(chǎn)生信號957(RF PWR)代表總RF接收功率(人為干擾+信號功率)。
控制機制920接收BB_PWR信號967和RF_PWR信號957為輸入?？刂茩C制920基于比較將這些信號和接收機800內(nèi)的不同模塊的控制設(shè)定點比較。該比較可能包括從RF_PWR信號957中減去BB_PWR信號967。在示范實施例中，控制機制920控制LNA 820的增益階躍變化(通過RF_ADJUST控制信號905)，混合器840增益(通過混合器增益調(diào)整控制信號923)以及LO驅(qū)動電平(通過LO_PWR控制信號921)以使得接收機800能在整個信號的應用動態(tài)范圍上的某給定調(diào)制標準而符合人為干擾需要。通過調(diào)整LO驅(qū)動電平，對接收機800的IIP2和IIP3的規(guī)定在必要時會被改善。如果使用多個增益步長，則控制信號可以由一系列總線接口(SBI)傳送到LNA820的輸入和混合器840。在該種實施例中，SBI可能由硬件中斷控制以在增益內(nèi)快速寫入必要的更新。
控制機制920還可能調(diào)整動態(tài)范圍和接收機800內(nèi)的其他設(shè)備的偏壓。控制機制920能調(diào)整ADC 880的分辨率(通過ADC_RANGE控制信號924)、IIR濾波器910(通過濾波器范圍控制信號928)以及乘法器930(通過MULT_RANGE控制信號929)，這取決與信號電平。例如，當接收信號很強時，可能從數(shù)字基帶信號中裁斷比特。由于LO驅(qū)動電平可能被調(diào)整，接收機800內(nèi)的電流消耗可能最優(yōu)化?？裳娱L在便攜式無線實現(xiàn)中的電池壽命。控制機制920還可能通過如上所述的快/慢控制信號945控制DC對消模塊901。
總接收功率與基帶功率的比(dB)，或J_RF/S_RF，等于RF_PWR(dB)-BB_PWR(dB).在本發(fā)明的一實施例中，當J_RF/S_RF小于某閥值時，諸如60dB，LO驅(qū)動電平在低設(shè)定點，且ADC 880的動態(tài)范圍和IIR濾波器910處于非強力(turbo)模式。相反，當J_RF/S_RF大于某閥值時，LO驅(qū)動電平可能連續(xù)增加或步進增加，且ADC 880的動態(tài)范圍和IIR濾波器910處于強力模式。在強力模式下，人為干擾存在，且需要的動態(tài)范圍和LO電平在最大值。另外，可以基于諸如CDMA、WCDMA以及GSM等包括可應用的人為干擾需求的特定無線標準的要求選擇閥值。
控制機制920可能還輸出接收到的信號強度指示(RSSI)927。該RSSI時指示經(jīng)測量信號功率(dB)且可能用于設(shè)定由包括接收機800的收發(fā)機發(fā)射的到基站的功率。對CDMA無線系統(tǒng)，發(fā)射功率電平控制是基于RSSI測量和連續(xù)基站功率控制的組合。
對于更大的信號，前述的LNA 820和混合器的RF增益階躍變化，連同基帶濾波(基帶模擬濾波器870和IIR濾波器910)，減少了接收機800內(nèi)的基帶電路需要的動態(tài)范圍。然而，在ADC 880可能需要附加的凈空高度以量化接收機800的熱噪聲。該凈空高度，記為Ns/Nadc，是RX輸入?yún)⒖荚肼晫DC噪聲的比。而且，附加凈空高度需要考慮到接收機800增益內(nèi)的頻率、溫度和部件到部件的變化。
附加增益步驟可能在沿RF信號通路(諸如LNA 820或混合器840)上或沿基帶信號通路上包括在接收機800內(nèi)。該種步驟可能減少接收機800的信號動態(tài)范圍要求。然而，人為干擾動態(tài)范圍還可能必須被減少?；鶐藶楦蓴_濾波可能包括在接收機800內(nèi)以減少人為干擾動態(tài)范圍。在示范實施例中，RF增益階躍變化和接收機800內(nèi)的人為干擾濾波衰減可以被匹配以減少基帶動態(tài)范圍。在干擾頻率偏置處的最小基帶濾波抑制可能由對某給定采樣速率的反混疊要求決定?？梢赃x擇ADC880的采樣速率以在采樣速率增加時，以ADC電流為代價平衡基帶模擬濾波器抑制要求。
例如，對CDMA調(diào)制RF信號，RF RX信號動態(tài)范圍為-25dBm到-108dBm(噪聲底限)或83dB。為防止對ADC 880消波，峰值對rms(均方根)因子對于不同的調(diào)制標準在對諸如接收機800的接收機的動態(tài)范圍計算時，可能包括在計算內(nèi)。對恒定包絡的GSM和FM信號，峰值對rms功率只是3dB。對CDMA信號，峰值功率(＜時間的1％)將近似為rms功率電平之上9.5dB處。假設(shè)Ns/Nadc凈空高度為10dB，那么噪聲凈空高度的動態(tài)范圍為83dB+10dB+9.5dB或102.5dB。對于LNA820的30 dB RF增益逐步改變，動態(tài)范圍減少到102.5dB-30dB或72.5dB。值得注意的是該增益步驟可能分成若干步驟以保證SINAD滿足期望的動態(tài)范圍。
無需基帶濾波的瞬時人為干擾范圍取決于人為干擾調(diào)制，諸如連續(xù)波(CW)、CDMA以及FM以及在人為干擾電平上。假設(shè)-25dBm的峰值功率，無基帶濾波的瞬時人為干擾范圍為-25dBm-(-108dBm噪聲底限)+10dB Ns/Nadc或93dB。如果實現(xiàn)17dB人為干擾濾波，則瞬時人為干擾范圍減少到93dB-17dB或76dB。附加濾波可能把包括在模擬域內(nèi)以保證最大人為干擾落在ADC動態(tài)范圍內(nèi)，進一步濾波可能包括在數(shù)字域內(nèi)。該方法減少了接收機800的硬件復雜度且增加了接收機800的靈活性以適應不同模式和具有可配置數(shù)字信號處理的人為干擾要求。
基帶放大器860的增益可調(diào)整，作為使用DAC電壓和電流調(diào)整的接收機800的每個操作頻帶和部件到部件變化的頻率的函數(shù)。該調(diào)整可能取決于在接收機800內(nèi)實現(xiàn)哪個帶，以及由多少部分被校準為信道間隔。在示范實施例中，包括6dB調(diào)整范圍。在諸如接收機800的接收機內(nèi)，可以找到RX帶上和從設(shè)備到設(shè)備人6dB的變化。該種變化連同溫度引起的增益變化，增加了基帶電路包括ADC 880的動態(tài)范圍需要?；鶐Х糯笃?60的6dB調(diào)整范圍可能改善接收機噪聲體系數(shù)和截點，并將基帶動態(tài)范圍減少大于3dB。這樣，可以實現(xiàn)為基帶處理部分節(jié)省百分之五十的電流。
如圖8所示，由乘法器930輸出的I信道基帶信號999可能發(fā)送到接收機800的解調(diào)模塊(未示出)。對窄帶信號，諸如FM信號，可能在LO 850內(nèi)引入頻率偏移以保證DC對消回路電路不使FM模式中的未解調(diào)基帶信號無效。該技術(shù)在美國專利號5617060內(nèi)有描述，轉(zhuǎn)讓給QUALCOMM公司。在一實施例中，解調(diào)模塊可能需要將控制信號送到LO 850以引入固定頻率偏移。解調(diào)模塊可能用相位旋轉(zhuǎn)器數(shù)字化地移去偏置。該種頻率跟蹤/偏置環(huán)可能對實現(xiàn)基帶波形對移去足夠的DC以允許DC偏置環(huán)移去任何基帶1/f噪聲。
例如，F(xiàn)M信號帶寬可能是30kHz(15 kHz I和15 kHz Q)。如果DC偏置環(huán)帶寬增加到1kHz，則頻率環(huán)必須將信號偏離DC大約15kHz。該信號在接收機800內(nèi)的數(shù)字DC對消通路后可能被旋轉(zhuǎn)回。
以上詳細描述參考用于說明本發(fā)明示范實施例的伴隨附圖。其他實施例也是可能的，可以在不偏離本發(fā)明的范圍的前提下進行修改。例如，以上許多設(shè)備可以不直接地相互耦合使得設(shè)備間被中間設(shè)備隔開，諸如濾波器或放大器。另外，以上數(shù)字實施例中的一些可以由其模擬等價代替。另外本發(fā)明精神可以應用于未來發(fā)展的調(diào)制標準和操作頻帶。因此，詳細的描述不是為了限制發(fā)明。發(fā)明的范圍是由附帶的權(quán)利要求書定義的。
權(quán)利要求
1.在多頻帶直接轉(zhuǎn)換無線通信設(shè)備中的抑制人為干擾泄漏的方法，該方法的特征在于包括提供接收機被配置為接收RF信號，該接收機包括低噪放大器(LNA)，帶有輸入和輸出的混合器以及本地振蕩器(LO)；以及根據(jù)接收機檢測的人為干擾電平調(diào)整LO驅(qū)動電平。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，調(diào)整驅(qū)動電平包括當人為干擾電平增加時增加LO驅(qū)動電平。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，LO驅(qū)動電平步進升高。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括，從下變頻基帶信號移去DC偏置。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，移去DC偏置包括提供模擬DC對消環(huán)路。
6.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，移去DC偏置包括提供數(shù)字DC對消模塊。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，調(diào)整LO驅(qū)動電平包括測量基帶信號的信號功率；測量接收到的RF信號的功率；將基帶信號的信號功率和接收到的RF信號功率比較；以及基于比較結(jié)果調(diào)整LO的設(shè)定點。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于還包括，基于基帶信號的被測量的信號功率調(diào)整LNA和混合器的增益。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，調(diào)整LNA和混合器增益包括當接收到的RF信號的信號功率增加時降低增益。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括，通過數(shù)字自動增益控制(AGC)機制，控制輸入到接收機解調(diào)器的基帶信號功率。
11.在多帶直接轉(zhuǎn)換無線通信接收機中抑制人為干擾泄漏的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括低噪聲放大器(LNA)配置為放大接收到的RF信號；本地振蕩器(LO)配置為輸出頻率；混合器，具有操作上耦合到LNA的混合器的第一輸入，操作上耦合到LO輸入的第二輸入以及輸出；以及調(diào)整機制，被配置為取決于由接收機檢測的人為干擾電平以調(diào)整LO的驅(qū)動電平。
12.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制包括第一測量機制配置為測量接收到的RF信號的總功率；第二測量機制配置為測量基帶信號的信號功率；比較機制配置為比較接收到的RF信號的總功率和基帶信號的信號功率；以及調(diào)整器配置為基于比較調(diào)整LO的設(shè)定點。
13.如權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其特征在于，第一測量機制包括RF功率檢測器配置為輸出代表接收RF信號功率的模擬信號；具有輸出和輸入耦合到RF功率檢測器輸出的模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)；以及具有第一輸入耦合到ADC輸出和第二輸入耦合到偏置信號的加法器，該加法器被配置為以產(chǎn)生代表接收到RF信號的總功率的輸出信號。
14.如權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其特征在于，第二測量機制包括計算器經(jīng)配置為確定基帶信號的瞬時功率；具有輸入耦合到計算器的積分器，該積分器確定基帶信號的平均信號功率并輸出自動增益控制(AGC)信號；以及加法器配置為將AGC信號的對數(shù)功率表示和RF偏置相加，RF偏置考慮到LNA和混合器的增益的調(diào)整，加法器被配置為輸出基帶信號的信號功率。
15.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于，計算器包括乘法器配置為對接收機的I信道的信號電平取平方。
16.如權(quán)利要求14所述的系統(tǒng)，其特征在于，計算器包括查詢表，該表包括與接收機的I信道的信號電平相關(guān)的瞬時功率值。
17.如權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其特征在于，比較機制從基帶信號的信號功率中減去接收RF信號的總功率。
18.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制將控制信號發(fā)送到LO，該控制信號調(diào)整LO的設(shè)定點。
19.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于還包括，耦合到LO和第二混合器輸入的緩沖放大器，其中調(diào)整機制調(diào)整緩沖放大器的增益以調(diào)整LO驅(qū)動電平。
20.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制進一步配置為當接收到的RF信號增加時調(diào)整LNA和混合器的增益。
21.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于，接收機包括差分RF和LO信號通路。
22.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于還包括，DC對消機制配置為從下變頻基帶信號中移去DC偏置。
23.如權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，其特征在于，DC對消機制包括模擬DC對消環(huán)路。
24.如權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，其特征在于，DC對消機制包括數(shù)字DC對消模塊經(jīng)配置為從下變頻基帶信號中減去DC偏置。
25.如權(quán)利要求24所述的系統(tǒng)，其特征在于，數(shù)字DC對消模塊經(jīng)配置為以快慢模式操作，這些模式具有不同積分率。
26.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其特征在于還包括，解調(diào)器被配置為從FM調(diào)制的數(shù)字基帶信號中移去頻率偏置。
27.一種在多頻帶直接變換無線通信設(shè)備中對動態(tài)范圍最優(yōu)化的方法，該方法包括提供接收機配置為接收RF信號，該接收機包括低噪放大器(LNA)、具有輸入和輸出的混合器、本地振蕩器(LO)以及基帶部分；取決于接收到RF信號的電平調(diào)整LNA和混合器的增益；以及取決于接收機檢測的人為干擾電平調(diào)整LO的驅(qū)動電平。
28.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于還包括，在接收機的基帶部分調(diào)整數(shù)字信號的比特寬度。
29.如權(quán)利要求28所述的方法，其特征在于，調(diào)整比特寬度包括當接收到的RF信號的信號功率很強時從數(shù)字基帶信號中截去比特。
30.如權(quán)利要求28所述的方法，其特征在于，調(diào)整比特寬度包括在接收機的基帶部分調(diào)整模擬到數(shù)字(ADC)的分辨率。
31.如權(quán)利要求28所述的方法，其特征在于，調(diào)整比特寬度包括調(diào)整在接收機的基帶部分內(nèi)的數(shù)字濾波器的分辨率。
32.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于還包括，調(diào)整接收機基帶部分內(nèi)的ADC的采樣率。
33.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，提供的步驟包括提供包括基帶放大器的基帶部分。
34.如權(quán)利要求33所述的方法，其特征在于還包括，基于接收機部件到部件的變化的一種和操作帶頻率來調(diào)整基帶放大器增益。
35.如權(quán)利要求34所述的方法，其特征在于，基帶放大器的增益在6 dB范圍內(nèi)調(diào)整。
36.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，提供的步驟包括提供包括基帶模擬濾波器的基帶部分。
37.在多頻帶直接變換無線通信接收機內(nèi)對動態(tài)范圍實現(xiàn)最優(yōu)化的系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括低噪聲放大器(LNA)，配置為對接收的RF信號放大；本地振蕩器(LO)配置為輸出一頻率；具有第一輸入操作上耦合到LNA、第二輸入操作上地耦合到LO輸出的混合器，以及輸出；耦合到混合器輸出的基帶部分；以及取決于接收到的RF信號的電平調(diào)整機制配置為調(diào)整LNA和混合器的增益和取決于接收機檢測到的人為干擾電平調(diào)整LO的驅(qū)動電平。
38.如權(quán)利要求37所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制經(jīng)進一步配置為調(diào)整在接收機的基帶部分內(nèi)的信號比特寬度。
39.如權(quán)利要求38所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制配置為當接收RF信號的信號功率很強時從數(shù)字基帶信號截去比特。
40.如權(quán)利要求38所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制配置為在接收機的基帶部分內(nèi)調(diào)整模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)的分辨率。
41.如權(quán)利要求38所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制配置為在接收機的基帶部分內(nèi)調(diào)整數(shù)字濾波器的分辨率。
42.如權(quán)利要求37所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制配置為調(diào)整在接收機的基帶部分內(nèi)的ADC采樣率。
43.如權(quán)利要求37所述的系統(tǒng)，其特征在于，基帶部分包括基帶放大器。
44.如權(quán)利要求43所述的系統(tǒng)，其特征在于，調(diào)整機制配置為基于接收機的部件到部件變化的一種和操作帶頻率以調(diào)整基帶放大器的增益。
45.如權(quán)利要求44所述的系統(tǒng)，其特征在于，基帶放大器配置為在6dB范圍上調(diào)整。
46.如權(quán)利要求44所述的系統(tǒng)，其特征在于，基帶放大器配置為與數(shù)字到模擬(DAC)電壓或電流調(diào)整一起調(diào)整。
47.如權(quán)利要求37所述的系統(tǒng)，其特征在于，基帶部分包括基帶模擬濾波器。
48.一種在多頻帶直接變換無線通信設(shè)備中減少本地振蕩器泄漏的方法，該方法包括提供接收機，被配置為接收RF信號，該接收機包括低噪放大器(LNA)、混合器以及本地振蕩器(LO)；以及當接收的RF信號增加時，調(diào)整LNA和混合器的增益，該調(diào)整平衡了接收機內(nèi)有源元件的反向隔離。
49.如權(quán)利要求48所述的方法，其特征在于，該調(diào)整包括對增益連續(xù)調(diào)整。
50.如權(quán)利要求48所述的方法，其特征在于，調(diào)整包括步進減少增益。
51.如權(quán)利要求48所述的方法，其特征在于，提供步驟包括提供帶有終接輸出的混合器。
52.如權(quán)利要求48所述的方法，其特征在于還包括，在接收到的RF信號的頻率倍數(shù)處運行LO的頻率合成器。
53.如權(quán)利要求52所述的方法，其特征在于，倍數(shù)等于M/N，其中M和N為正整數(shù)。
54.如權(quán)利要求53所述的方法，其特征在于，倍數(shù)為2。
55.如權(quán)利要求52所述的方法，其特征在于還包括，將頻率合成器的輸出由倍數(shù)分頻。
56.多頻帶直接變換無線通信接收機，包括低噪放大器(LNA)配置為放大接收到的RF信號；本地振蕩器(LO)配置為輸出一頻率；混合器，帶有操作上耦合到LNA的第一輸入和操作上耦合到LO輸出的第二輸入；以及調(diào)整機制配置為當接收到的RF信號增加時調(diào)整LNA和混合器的增益，該調(diào)整平衡接收機內(nèi)RF通路上有源元件的反向隔離。
57.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，增益是連續(xù)調(diào)整的。
58.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，增益是步進減少的。
59.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，LO的頻率合成器運行在接收到的RF信號的頻率的倍數(shù)處。
60.如權(quán)利要求59所述的接收機，其特征在于，倍數(shù)等于M/N，其中M和N為正整數(shù)。
61.如權(quán)利要求59所述的接收機，其特征在于，倍數(shù)為2。
62.如權(quán)利要求59所述的接收機，其特征在于，頻率合成器的輸出頻率按倍數(shù)分頻。
63.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，該接收機整合在無線通信收發(fā)機內(nèi)。
64.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，調(diào)整機制包括一串行總線接口，配置為傳輸調(diào)整LNA和混合器增益的控制信號。
65.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于還包括，差分RF和LO信號通路。
66.如權(quán)利要求65所述的接收機，其特征在于，混合器的輸出為終接的。
67.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，混合器輸出用50歐姆RF負載終接。
68.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，接收到的RF信號為PCS。
69.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，接收到的RF信號為蜂窩。
70.如權(quán)利要求56所述的接收機，其特征在于，LNA包括高增益、旁路以及中增益狀態(tài)。
全文摘要
在此介紹多帶頻直接變換無線通信接收機的系統(tǒng)和方法。系統(tǒng)包括低噪放大器(LNA)配置為放大接收的RF信號、本地振蕩器(LO)配置為輸出頻率以及I和Q信道混合器。每個混合器有操作上耦合到LNA上的第一輸入，操作上耦合到LO輸出的第二輸入以及一個輸出。系統(tǒng)還包括調(diào)整機制，取決于接收機檢測到的人為干擾電平配置為調(diào)整LO的驅(qū)動電平。因此，該接收機可能在多個無線通信頻帶和模式中操作并滿足相關(guān)的規(guī)定。
文檔編號H04B1/30GK1481617SQ02803354
公開日2004年3月10日 申請日期2002年1月10日 優(yōu)先權(quán)日2001年1月12日
發(fā)明者P·E·彼德策爾, K·薩霍塔, P E 彼德策爾, 羲 申請人:高通股份有限公司