專利名稱：利用comb模式碼元的跳頻正交頻分多址方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交頻分多址(OFDMA)方法，特別涉及在無線移動通信系統(tǒng)中comb碼元的跳頻OFDMA方法。
背景技術(shù)：
正交頻分多路復(fù)用(OFDM)方法是一種多載波傳輸方法，將整個(gè)可用頻帶劃分成預(yù)定數(shù)目的窄帶，并行地調(diào)制窄帶子載波，并傳輸所調(diào)制的子載波。向每個(gè)子載波分配少量數(shù)據(jù)的低速率數(shù)據(jù)。依據(jù)數(shù)據(jù)容量的變化或明確的傳輸請求，應(yīng)用的調(diào)制方法從簡單的正交相移鍵控(QPSK)到256-正交幅度調(diào)制(QAM)各不相同。
信道信號正交地接近另一信道而不會引起干擾。由于其它子載波不會影響每個(gè)信道的中心頻率，所以，該頻率的利用率很高。由于每個(gè)子載波被處理成窄帶信號，如1kHz，所以傳輸速率是低的。這樣，雖然引起了如500納秒的延時(shí)，而信道信號被多次反射并傳輸，這樣就能消除OFDM碼元之間的干擾。
換句話說，在OFDM方法中使用的子載波具有正交性，并且只用具有一個(gè)抽頭(tab)的簡單頻域均衡器，就增加了頻率利用率，并可克服多路徑信道問題。由于OFDM方法可以利用快速傅立葉變換(FFT)高速實(shí)現(xiàn)，所以，目前OFDM方法用作高速數(shù)字傳輸通信系統(tǒng)的傳輸方法。
例如，OFDM方法用于無線通信系統(tǒng)中，如數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字視頻廣播(DVB)、電子及電氣工程師協(xié)會(IEEE)802.11a、以及高性能無線局域網(wǎng)2(HIPERLAN/2)。另外，與OFDM相似的離散多頻音(DMT)用在有線通信系統(tǒng)如x數(shù)字用戶線路(xDSL)中。
同時(shí)，與采用廣播方法或點(diǎn)對點(diǎn)方法的通信系統(tǒng)不同，當(dāng)多個(gè)移動站使用OFDM方法發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)，就需要多址方法，例如，OFDM時(shí)分多址(TDMA)、OFDM頻分多址(FDMA)(OFDMA)，以及OFDM碼分多址(CDMA)。
在OFDMA中，每個(gè)移動站所有時(shí)間都能使用全部子載波中的預(yù)定子載波。根據(jù)來自移動站的請求，這些子載波可以進(jìn)行不同地分配。換句話說，在OFDMA中，依據(jù)每個(gè)移動站請求的數(shù)據(jù)傳輸速率，通過對子載波的不同分配就可有效地分配資源。OFDMA提供高的傳輸效率，因?yàn)樗灰笤贠FDM-TDMA系統(tǒng)中所要求的導(dǎo)頻碼。
特別是當(dāng)使用大量的子載波時(shí)，也就是說當(dāng)FFT單元的幅值大時(shí)，OFDMA方法是適合的。這樣，它能有效地應(yīng)用于具有廣域的小區(qū)(cell)并且小區(qū)的延遲傳播相對較大的無線通信。
同時(shí)，跳頻OFDMA(FH-OFDMA)用于增加頻率多樣性效果，并通過克服子載波的強(qiáng)衰落或另一移動站的子載波干擾來獲得干擾平均效果。關(guān)于這方面的更多細(xì)節(jié)，在2000年由Artech出版社出版的，Richard van Nee和Ramjee Prasad編寫的標(biāo)題為“OFDM無線多媒體通信”一書中有詳細(xì)說明。
圖1A是示出依據(jù)傳統(tǒng)的OFDMA方法，關(guān)于簇的跳頻模式的示意圖。參考圖1A，根據(jù)移動站要求的數(shù)據(jù)傳輸速率而分配不同的頻帶a、b和c。通過執(zhí)行基于時(shí)間的跳頻來改變所分配的頻帶。圖1A的每個(gè)矩形小區(qū)的垂直軸11是頻域中連續(xù)子載波集合，也就是說，作為矩形小區(qū)內(nèi)子載波數(shù)×子載波頻率間隔(簇)的頻帶，每個(gè)矩形小區(qū)的水平軸10指示碼元周期。
依據(jù)傳統(tǒng)的FH-OFDMA方法，在全部子載波中預(yù)定數(shù)量的鄰近子載波被分組以形成簇，并基于簇分配給移動站。該簇根據(jù)時(shí)隙執(zhí)行跳頻，使得該簇不會連續(xù)地跌入無效頻率中。
更詳細(xì)的說明在J.Chuang和N.R.Sollenberger發(fā)表在IEEE通信雜志的2000年7月第78到87頁的題為“超越3G基于OFDM和動態(tài)分組分配的寬帶無線數(shù)據(jù)訪問”文章中進(jìn)行了描述。
圖1B示出在傳統(tǒng)的OFDMA方法中，在跳頻期間跌入無效頻率的簇的示意圖。參考圖1B，簇40到41基于時(shí)隙隨機(jī)地進(jìn)行跳頻。每個(gè)簇是連續(xù)子載波的集合。當(dāng)簇40跌入所示時(shí)隙3的信道無效頻率中時(shí)，出現(xiàn)進(jìn)發(fā)(burst)錯誤。為了克服這些進(jìn)發(fā)錯誤，執(zhí)行交織或編碼。
但是，使用簇的傳統(tǒng)方法存在的問題是，移動站要消耗大量的功率，因?yàn)樗鼘θ孔虞d波執(zhí)行FFT，即使它具有分配給自己的簇。還有，萬一分組的數(shù)據(jù)不夠執(zhí)行交織的長度，如控制信號，傳統(tǒng)的方法就不能克服進(jìn)發(fā)錯誤。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種使用comb模式的碼元，即comb碼元的跳頻正交頻分多址(OFDMA)方法，該方法即使當(dāng)將comb碼元，而不是簇分配給移動站作為OFDMA的子載波來傳輸短數(shù)據(jù)分組也能克服進(jìn)發(fā)錯誤，。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法通過將comb碼元分配給移動站作為OFDMA的子載波，能減少快速傅立葉變換(FFT)的計(jì)算量。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，當(dāng)comb碼元被另外分配給移動站時(shí)，該方法通過將comb碼元分配給移動站作為OFDMA的子載波，能減少快速傅立葉變換(FFT)的計(jì)算量。每個(gè)comb碼元包括與已經(jīng)分配給移動站的comb碼元的子載波相鄰的子載波，并與已經(jīng)分配的comb碼元具有相同大小。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法通過建立comb碼元的最小跳頻單元作為comb碼元的大小，能減少FFT的計(jì)算量。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，當(dāng)comb碼元被另外分配時(shí)，該方法通過建立最小跳頻單元作為第一分配的comb碼元的大小，由此根據(jù)該跳頻改變子波的間隔，可以減少FFT的運(yùn)算量并增加頻率的多樣性。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法依據(jù)comb碼元的大小，通過對子載波分組，為comb碼元分配預(yù)定數(shù)量的適合于數(shù)據(jù)傳輸速率的子載波組，并執(zhí)行跳頻，能減少FFT的計(jì)算量并提高頻率利用率。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法通過使基站小區(qū)的所有移動站具有相同跳頻模式，能阻止小區(qū)之間的干擾。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法根據(jù)每個(gè)基站的小區(qū)，通過對分配給移動站的comb碼元的跳頻模式進(jìn)行區(qū)分，能使小區(qū)之間的干擾最小。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法中的移動站，通過將由一組具有最小FFT計(jì)算量的子載波所組成的comb碼元分配給導(dǎo)頻音(pilot tone)，并且不執(zhí)行跳頻，就能利用最小的功耗獲得全部頻帶的信道信息。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法依據(jù)數(shù)據(jù)傳輸速率，通過利用各種大小的comb模式碼元來構(gòu)造樹型結(jié)構(gòu)或復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)，并根據(jù)基站小區(qū)中的樹型結(jié)構(gòu)或復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)向移動站分配comb碼元，就能分配在小區(qū)中相互正交的comb碼元。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種使用comb碼元的跳頻OFDMA方法，該方法中，依據(jù)一個(gè)單一跳頻模式，小區(qū)中全部comb碼元在頻域(frequencydomain)執(zhí)行跳頻，這樣，當(dāng)根據(jù)數(shù)據(jù)傳輸速率形成各種大小的comb模式，碼元碼元時(shí)，由不同數(shù)量的子載波形成的comb模式碼元碼元就能執(zhí)行跳頻，而不會相互沖突。
本發(fā)明領(lǐng)域的普通技術(shù)人員從本發(fā)明的附圖、詳細(xì)說明以及權(quán)利要求書中，能理解本發(fā)明的其它目的和優(yōu)點(diǎn)。
依據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，提供了一種執(zhí)行跳頻正交頻分多址(OFDMA)方法，包括步驟a)向調(diào)制的數(shù)據(jù)序列分配comb模式的頻域信號X(k)，其中X(k)是comb碼元，而k是頻率索引；b)執(zhí)行跳頻，以便comb碼元能夠具有獨(dú)立的頻率偏移量；以及c)對要轉(zhuǎn)換成時(shí)域(time domain)信號x(n)的comb碼元執(zhí)行快速逆傅立葉變換(FFT)，并傳輸時(shí)域信號x(n)，其中n是時(shí)間索引。


結(jié)合附圖，從以下對本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的說明中，本發(fā)明的上述和其它目的和特點(diǎn)將變得明顯，其中圖1A是示出依據(jù)傳統(tǒng)OFDMA方法，關(guān)于簇的跳頻模式的示意圖；圖1B是示出依據(jù)傳統(tǒng)OFDMA方法，在跳頻期間跌入信道的無效頻率的簇的示意圖；圖2是說明依據(jù)本發(fā)明，使用comb模式的碼元即comb碼元的跳頻正交頻分多址(FH-OFDMA)系統(tǒng)的方框圖；圖3是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，在頻域中由子載波形成的comb碼元的示意圖；圖4是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例comb碼元跳頻的示例圖；圖5是說明基數(shù)2的頻率十分之一(DIF)的蝶型單元的示意圖；圖6是說明基數(shù)2的時(shí)間十分之一(DIT)的蝶型單元的示意圖；圖7是示出采用DIF算法的快速傅立葉變換(FFT)單元的信號流的示意圖；圖8是示出采用DIT算法的FFT單元的信號流的示意圖；圖9是示出采用DIF算法的快速逆傅立葉變換(IFFT)的信號流的示意圖；圖10是示出依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，被分配給一個(gè)移動站并執(zhí)行跳頻的comb碼元的示意圖；圖11表示依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，被分配給一個(gè)移動站并隨機(jī)地執(zhí)行跳頻的comb碼元的示意圖；圖12表示依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，當(dāng)另外分配comb碼元時(shí)，子載波改變其在頻域中位置的示意圖；圖13是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，在蝶型單元中，F(xiàn)FT單元采用DIF算法以產(chǎn)生鄰近子載波組應(yīng)該執(zhí)行的計(jì)算量的示意圖；圖14是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，在蝶型單元中，F(xiàn)FT單元采用DIF算法以產(chǎn)生非鄰近子載波組的計(jì)算量的示意圖；圖15是示出comb碼元的示意圖，依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，每個(gè)comb碼元由不同數(shù)量的子載波組成，被分配給基站小區(qū)內(nèi)的很多移動站，并且對相同大小的鄰近子載波組執(zhí)行跳頻；圖16A到16D是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，根據(jù)由一組子載波即子載波組所組成comb碼元的跳頻模式，說明部分FFT計(jì)算的示意圖；圖17A到17D是當(dāng)分配兩個(gè)comb碼元時(shí)，根據(jù)跳頻模式說明部分FFT計(jì)算的示意圖；圖18A到18D是當(dāng)分配兩個(gè)comb碼元時(shí)，根據(jù)跳頻模式說明部分FFT計(jì)算的示意圖；圖19是示出當(dāng)另外分配comb碼元，并因此依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的兩個(gè)碼元執(zhí)行跳頻時(shí)，在頻率域中子載波間隔變化的示意圖；圖20是說明comb碼元的示例圖，依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，每個(gè)comb碼元由4個(gè)子載波組成，被分配給一個(gè)小區(qū)內(nèi)的很多移動站并隨機(jī)執(zhí)行跳頻；圖21是表示小區(qū)排列的示意圖；圖22A到22G是依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，為了減小小區(qū)內(nèi)干擾，說明跳頻模式示例的示意圖；圖23A到23G是依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，為了減小小區(qū)內(nèi)干擾，說明跳頻模式示例的示意圖；圖24是說明導(dǎo)頻信號放置的示意圖；圖25是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，分配作為導(dǎo)頻信號的子載波組的跳頻，以及分配用作數(shù)據(jù)信號的子載波組的跳頻的示意圖；圖26是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，說明通過在樹型結(jié)構(gòu)中形成碼元來分配comb碼元資源的方法的示意圖；圖27A是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，說明由于收縮(puncture)與空載波相應(yīng)的數(shù)據(jù)，在數(shù)據(jù)傳輸速率上無損的數(shù)據(jù)傳輸方法的示意圖；圖27B是依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，說明通過對與空載波相應(yīng)數(shù)據(jù)進(jìn)行移位，沒有數(shù)據(jù)丟失的數(shù)據(jù)傳輸方法的示意圖；圖28A到28B是依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，說明通過在復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)中形成碼元，來分配comb碼元資源的方法的示意圖；圖28C是當(dāng)每個(gè)子帶使用256個(gè)(＝2048/8)-FFT，并且N和M分別是2048和8(N＝2048，M＝8)時(shí)，包含8個(gè)子樹STi＝T256(i＝1，，8)的復(fù)合樹的示例圖；圖29是表示在圖28A復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)中，分配給一個(gè)移動站的352個(gè)子載波的示例圖；以及圖30是說明跳頻方法的示意圖，其中，小區(qū)的所有comb碼元依據(jù)跳頻模式在頻域中執(zhí)行跳頻，由此避免不同大小碼元之間的沖突。
具體實(shí)施例方式
結(jié)合下述附圖，從以下對實(shí)施例的說明中，本發(fā)明的其他目的和方面將變得更加清楚。相同的附圖標(biāo)記表示相同的元件，雖然這些元件在不同附圖中出現(xiàn)。另外，如果相關(guān)現(xiàn)有技術(shù)的更詳細(xì)的說明會使本發(fā)明的觀點(diǎn)不易理解的話，將省略這些說明。下面將參考附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說明。
圖2是說明依據(jù)本發(fā)明，利用comb模式碼元即comb碼元的跳頻正交頻分多址(FH-OFDMA)系統(tǒng)的方框圖。參考圖2，F(xiàn)H-OFDMA通信系統(tǒng)由發(fā)射系統(tǒng)210和接收系統(tǒng)230組成。
發(fā)射系統(tǒng)210包括調(diào)制單元211，子載波分配單元212，跳頻單元213，快速逆傅立葉變換(IFFT)214和無線信號發(fā)射單元215。
在調(diào)制單元211中，發(fā)射數(shù)據(jù)序列以廣為熟知的調(diào)制方法，如四相移鍵控(QPSK)調(diào)制，并且被映射為復(fù)數(shù)。該調(diào)制方法是系統(tǒng)設(shè)計(jì)者的一個(gè)選項(xiàng)，在本發(fā)明中，它不局限于具體調(diào)制方法。
comb碼元，每個(gè)均包含不同數(shù)量的子載波，根據(jù)每個(gè)請求的傳輸速率，由子載波分配單元212分配給多個(gè)移動站。然后，在調(diào)制單元211中調(diào)制的復(fù)數(shù)被分配給每個(gè)子載波信號。
在給定模式下，跳頻單元213依據(jù)時(shí)隙執(zhí)行子載波的跳頻，由此向IFFT214輸出頻域信號X(k)。在IFFT 214中，頻域信號X(k)被轉(zhuǎn)換成時(shí)域信號x(n)。然后，守衛(wèi)間隔被加到時(shí)域信號x(n)上，以防止在無線信號發(fā)射單元215中由多路衰落引起的交互碼元干擾。
接收系統(tǒng)230包括無線信號接收單元232、FFT單元233、反向跳頻單元234、子載波恢復(fù)單元235和解調(diào)單元236。
無線信號接收單元232經(jīng)無線通信信道環(huán)境220接收所發(fā)送給接收系統(tǒng)230的無線信號，執(zhí)行采樣、移動守衛(wèi)間隔(guide interval)來獲得時(shí)域信號y(n)，并將時(shí)域信號y(n)輸出給FFT單元233。在FFT單元233，時(shí)域信號y(n)被轉(zhuǎn)換成頻域信號Y(k)。
在反向跳頻單元234中，依據(jù)發(fā)射系統(tǒng)210中時(shí)隙執(zhí)行跳頻的comb碼元被恢復(fù)成具有跳頻前的子載波頻率。子載波恢復(fù)單元235從已分配給移動站的comb碼元的子載波中恢復(fù)表達(dá)為復(fù)數(shù)的數(shù)據(jù)序列。最后，在解調(diào)單元236中恢復(fù)出這些數(shù)據(jù)序列。
圖3是說明comb碼元的示意圖，依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，每個(gè)comb碼元由頻域中的子載波組成。在該圖中，comb模式的子載波以相同頻率間隔被分配在整個(gè)可用頻帶上。
在本發(fā)明中，comb模式的子載波集合被稱為comb碼元，而子載波集合稱為子載波組。在圖3中，附圖標(biāo)記30到33分別表示comb碼元。
當(dāng)能用在全部頻帶上的所有子載波的數(shù)量是N時(shí)，形成第i個(gè)comb碼元的子載波數(shù)量為Nsi，能分配在整個(gè)頻帶上的comb碼元的數(shù)量為Nc，可獲得以下的方程。
N=ΣiNcNsi=NC*NS,]]>(Nsi＝Ns＝常數(shù))方程1其中，Nc表示在全部頻帶上可以分配的comb碼元的數(shù)量，也就是頻率偏移量的數(shù)量；以及Nsi表示第i個(gè)comb碼元內(nèi)的子載波數(shù)量，第i個(gè)comb碼元的大小，或者構(gòu)成第i個(gè)comb碼元的子載波組的大小。
依據(jù)移動站請求的數(shù)據(jù)傳輸速率，可以不同地建立起構(gòu)成Nc個(gè)comb碼元中每個(gè)的子載波數(shù)Ns。例如，一個(gè)comb碼元可由四個(gè)子載波形成，而另一個(gè)comb碼元可由64個(gè)子載波形成。
參考圖3，構(gòu)成第i個(gè)comb碼元的子載波具有間隔Δfi(＝NC*Δf)[Hz]，由下面的方程2表達(dá)。
pi=0,1,···,Nsi-1qi=0,1,···,NC-1]]>方程2如果根據(jù)comb碼元執(zhí)行多址存取，利用comb碼元就可能獲得頻率多樣性效果。這是因?yàn)樵谌款l帶上以相同的頻率間隔即Δfi(＝NC*Δf)[Hz]將組成comb碼元的子載波分開。而且，comb碼元的跳頻產(chǎn)生頻率多樣性和使干擾平均的影響。后面將說明comb碼元如何被分配給移動站而在頻率之間不產(chǎn)生沖突的方法。
圖4是說明依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例comb碼元跳頻的示例圖。參考圖4，在整個(gè)頻帶上，統(tǒng)一分開構(gòu)成兩個(gè)comb碼元50和51的每一個(gè)的子載波。這就防止所有子載波同時(shí)跌入無效頻率中，由此防止了進(jìn)發(fā)錯誤。因此，本發(fā)明的comb碼元跳頻方法在傳輸短分組時(shí)，與傳統(tǒng)的集簇方法相比，具有優(yōu)異的頻率多樣性效果。
如上所述，如果根據(jù)comb碼元將子載波分配給移動站，并且，每個(gè)移動站的信號與其它移動站的信號由comb碼元之間的頻率偏移量而區(qū)分開，那么，在接收系統(tǒng)中，通過后面將說明的部分FFT，就可恢復(fù)每個(gè)移動站的信號。
以下將說明部分FFT的數(shù)字表達(dá)式。FFT是一種實(shí)現(xiàn)離散傅立葉變換(DFT)的數(shù)字信號處理算法。它具體表現(xiàn)為一個(gè)或多個(gè)實(shí)時(shí)處理信號的物理器件的集成電路。在本發(fā)明實(shí)施例的FH-OFDMA方法中，F(xiàn)FT具體表現(xiàn)為圖2的FFT單元233。N點(diǎn)直接DFT操作可以表示為方程3Y(k)=Σn=0N-1y(n)Wnk]]>k＝0，1，…，N-1 方程3其中n表示時(shí)間索引；k表示頻率索引；N表示點(diǎn)；以及W表示轉(zhuǎn)換因子，等于e-f2π/N(W＝e-f2π/N)。
在方程3中，y(n)指示在接收系統(tǒng)230中接收到的時(shí)域的comb碼元，也就是以采樣間隔Ts[秒]采樣OFDM信號得到的值，而y(k)指示頻域信號。
如果除守衛(wèi)間隔外的OFDM碼元的周期是T[秒]，那么子載波間隔Δf[Hz]是1/T。因此，如果子載波的頻率是fc[Hz]，那么Y(k)是在fC+(k-N/2)Δf[Hz]的值。
頻域的索引k和主時(shí)間的索引n可被分成兩個(gè)不同的變量，并且如方程4所定義k=piNC+qi,pi=0,1,...Nst-1qi=0,1,...,NC-1]]>n=riNS+si,ri=0,1,…,NC-1qi=0,1,…,Nst-1]]>方程4其中p表示構(gòu)成一個(gè)comb碼元的單個(gè)子載波，而q表示comb碼元的頻率偏移量。例如，依據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)者的選項(xiàng)，頻率偏移q量可確定為0，NC/2*Δf，NC/4*Δf，3NC/4*Δf，NC/8*Δf，5NC/8*Δf，3NC/8*Δf，7NC/8*Δf，NC/16*Δf，9NC/16*Δf，5NC/16*Δf，13NC/16*Δf，3NC/16*Δf，11NC/16*Δf，7NC/16*Δf，15NC/16*Δf，…[Hz]。因此，頻率偏移量q應(yīng)該理解為不局限于具體模式。
通過用方程4中定義的變量pi、qi、ri和si替換方程3中的變量k和n，可以重組DFT方程，重組后的DFT方程表示為方程5Y(p,q)=Σs=0NS-1WNCspWsqg(q,s)]]>方程5其中g(shù)(q,s)=Σr=0Nc-1y(r,s)WNsqr(Ns=Nst,p=pi,q=qi,r=ri,s=si)]]>
依據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，接收系統(tǒng)230的移動站不要求全部子載波，而只要求分配給每個(gè)移動站的子載波。因此，如果移動站處理僅僅分配給它的comb碼元，那么，與方程5中移動站的頻率偏移量相應(yīng)的變量qi就變成了常數(shù)。在這種情況下，g(q，s)是關(guān)于NC點(diǎn)DFT操作，而Y(p，q)可通過乘以NC復(fù)數(shù)獲得。由于復(fù)數(shù)乘法操作應(yīng)該執(zhí)行N次(N=ΣiNCNsi)]]>以獲得Y(p，q)，所以，與需要執(zhí)行全部DFT的操作量N2相比，減少了復(fù)數(shù)乘法操作的量。
這里，如果N、Nsi和NC是2n的形式，也就是，如果它們都是2的指數(shù)，那么FFT可以應(yīng)用于Y(k)的計(jì)算上。如上所示，僅僅執(zhí)行關(guān)于具體子載波的部分FFT計(jì)算，代替執(zhí)行關(guān)于全部子載波的全部FFT計(jì)算就稱為“部分FFT計(jì)算”。萬一感興趣的具體子載波形成comb碼元，就可最優(yōu)化地減少FFT計(jì)算量。
在FFT計(jì)算中有兩種算法頻域消去(DIF)和時(shí)域消去(DIT)。圖5和6分別表示利用基數(shù)2DIF算法和基數(shù)2DIT算法表達(dá)的基數(shù)2蝶型單元的基本結(jié)構(gòu)。換句話說，圖5是表示基數(shù)2DIF蝶型單元結(jié)構(gòu)的示意圖，而圖6是表示基數(shù)2DIT蝶型單元結(jié)構(gòu)的示意圖。
形成FFT單元233和IFFT單元214的蝶型單元是執(zhí)行方程3算術(shù)運(yùn)算的元件。FFT單元233的蝶型操作是利用γ點(diǎn)的數(shù)據(jù)計(jì)算來執(zhí)行的，γ是基數(shù)。在logγN階段的每個(gè)階段上，N點(diǎn)FFT單元包括N/γ個(gè)蝶型單元。一個(gè)蝶型階段的操作結(jié)果變成下一個(gè)蝶型階段的輸入。
圖7是示出采用DIF算法的FFT單元的信號流示意圖，而圖8是示出采用DIT算法的FFT單元的信號流示意圖。圖7和圖8表示了在N＝32，如Nc＝8和Nc＝4的情況下，采用每個(gè)DIF和DIT算法的基數(shù)2FFT單元233中的信號流。如附圖所示，32個(gè)點(diǎn)FFT的蝶型操作是由5(log232)個(gè)階段執(zhí)行的，而每階段由16(＝32/2)個(gè)蝶型單元組成。圖7示出具有圖5DIF蝶型單元的基數(shù)2FFT單元233，而圖8示出具有圖6DIT蝶型單元基數(shù)2FFT單元233。
經(jīng)無線信號接收單元232傳輸?shù)腸omb碼元，也就是OFDM碼元的時(shí)域采樣值y(n)，按照標(biāo)記的順序被輸入到圖7的FFT單元233的輸入單元60中。在圖7中，y(n)被輸入到FFT單元233的輸入單元60中，n是從0到31中選擇的值。
由于在輸入單元60中標(biāo)記的數(shù)字表示時(shí)間索引，時(shí)間索引是被輸入到相應(yīng)輸入終端的信號y(n)中的n，所以，它與輸入單元的地址對應(yīng)。對于輸入的信號y(n)，在每個(gè)階段中執(zhí)行蝶型計(jì)算。在最后階段蝶型計(jì)算之后，頻域信號Y(k)被保存在FFT單元233的輸出存儲器61中。
在附圖中，在輸出存儲器61中標(biāo)記的數(shù)字是通過對從0順序排列的輸出存儲器61的地址進(jìn)行位反轉(zhuǎn)獲得的。這些數(shù)字是頻率索引k。
在圖7所示的DIT FFT單元233的信號流中，根據(jù)存儲器地址子載波組，依據(jù)預(yù)定的標(biāo)準(zhǔn)，對保存在輸出存儲器61中的頻域信號Y(k)進(jìn)行分組。這些數(shù)字是頻率索引k。
基于存儲器地址，依據(jù)預(yù)定的標(biāo)準(zhǔn)，保存在輸出存儲器61中的頻域信號Y(k)被分組并形成子載波組。然后，將最接近所保存的存儲器地址的一個(gè)子載波組定義為鄰近組。在圖7中，按照存儲器地址順序被分組后的Y(k)集合變成了子載波組。
按照輸出存儲器61的地址被位反轉(zhuǎn)后的順序，映射保存在輸出存儲器61中的頻域信號Y(k)，以便使它們在頻域65中，在構(gòu)成comb碼元的子載波頻率中具有一個(gè)值。因此，被保存在輸出存儲器61中的子載波組的頻域信號Y(k)變成了構(gòu)成comb碼元的子載波信號。
在圖7實(shí)施例中，也就是在32點(diǎn)FFT單元中，萬一輸出存儲器61的地址由5位組成，那么，輸出存儲器61的地址和通過位反轉(zhuǎn)該地址獲得并由構(gòu)成comb碼元的子載波(fc+(k-N/2)×Δf)[Hz]傳輸?shù)男盘朰(k)均按照如表1所示被映射。
表1


參考圖7，保存在輸出存儲器61中的頻域信號Y(k)被分組成每四個(gè)一組，并且這些子載波組被表示為子載波組a、子載波組b、子載波組c、…、子載波組h、63。輸出存儲器61的地址為0、1、2、3、…、31，在表1中順序地表示出來。它們的位反轉(zhuǎn)順序是0、16、8、24、…、31。因此，出現(xiàn)在子載波組a中的實(shí)際頻域信號是Y(0)、Y(16)、Y(8)和Y(24)。
相似地，子載波組b表達(dá)的實(shí)際頻域信號是Y(4)、Y(20)、Y(12)和Y(28)。一般地，與子載波組i相應(yīng)的值是comb碼元i的頻域信號?？傊?，子載波組a的值Y(k)對應(yīng)于頻域65中comb碼元a64的子載波集合。
參考圖8，時(shí)域信號y(n)按照標(biāo)記的順序被輸入到DIT FFT單元的輸入單元70中。在圖8中，通過位反轉(zhuǎn)輸入單元70的地址0到31而獲得的值y(n)被輸入到FFT單元233的輸入單元70中。在輸入單元70中所示數(shù)字指示將要通過輸入終端輸入作為時(shí)間索引值y(n)中的n。與圖7不同，圖8的值是位反轉(zhuǎn)后的值。
在圖8示出的采用32點(diǎn)FFT單元的實(shí)施例中，如果輸入單元70的地址由5位組成，那么，這些地址被映射為通過位反轉(zhuǎn)輸入單元70所獲得的并構(gòu)成表2中所示comb碼元的子載波y(n)。
表2


在每個(gè)階段，輸入給FFT單元233的輸入單元70的信號y(n)執(zhí)行蝶型計(jì)算。在最后階段執(zhí)行蝶型計(jì)算之后，頻域信號Y(k)被保存在FFT單元233的輸出單元71中。在圖8中，在輸出存儲器71中表示的數(shù)字是輸出存儲器71的地址，k表示頻率索引。與圖7不同，這些數(shù)字不是位反轉(zhuǎn)數(shù)字。
也就是說，圖8示出保存在輸出存儲器71中的頻域信號Y(k)，按照在采用DIT算法的FFT單元中沒有執(zhí)行位反轉(zhuǎn)順序，對應(yīng)實(shí)際頻帶。因此，在應(yīng)用DIT算法的圖8的信號流中，保存在輸出存儲器71中帶有規(guī)則空Nc的Y(k)值的集合就變成了子載波組。
換句話說，在圖8中所示的DIT FFT單元233的信號流中，子載波組定義為通過位反轉(zhuǎn)保存在輸出存儲器71中的頻域信號Y(k)的索引k，并將位反轉(zhuǎn)索引分組為它們中的預(yù)定數(shù)量而獲得的值。而且，在保存于輸出存儲器地址的子載波組中，具有和通過位反轉(zhuǎn)輸出存儲器71地址所獲得的值最接近的位反轉(zhuǎn)值的子載波組變成了相鄰組。
例如，保存在輸出存儲器71中的頻域信號Y(0)、Y(8)、Y(16)和Y(24)的索引k，或者通過位反轉(zhuǎn)輸出存儲器71的地址所獲得的值是0、2、1和3，并且這四個(gè)子載波被定義為組a。另舉一例，保存在輸出存儲器71中的頻域信號Y(4)、Y(20)、Y(12)和Y(28)的索引k，或者通過位反轉(zhuǎn)輸出存儲器71的地址所獲得的值是4、5、6和7，并且這四個(gè)子載波定義為與組a相鄰的一個(gè)組。
總之，在圖7和圖8分別給出的采用圖5DIF算法和圖6DIT算法的兩個(gè)信號流中，在實(shí)際頻帶中，保存在FFT單元233的輸出存儲器71中的一個(gè)子載波組Y(k)形成單個(gè)comb碼元。
在圖7和8中，用于獲得子載波組a的子載波信號Y(0)、Y(8)、Y(16)和Y(24)的蝶型計(jì)算的輸入和輸出點(diǎn)被圈點(diǎn)。依據(jù)附圖中所示的本發(fā)明的實(shí)施例，計(jì)算在FFT單元中是部分地操作的，以獲得comb碼元a64。因此，由于減少了計(jì)算量，功耗顯著降低。
接收系統(tǒng)230通過子載波組的屬性，如信號的開始點(diǎn)、跳頻模式、子載波組的大小等，來預(yù)先了解它應(yīng)該獲得的子載波組。這樣，它就能預(yù)先確定獲得子載波信號Y(k)的蝶型計(jì)算的輸入和輸出點(diǎn)。蝶型計(jì)算如圖7和8中所示操作。因此，通過執(zhí)行部分FFT以在接收系統(tǒng)230中恢復(fù)comb碼元的子載波信號，就可以減少計(jì)算量。
同時(shí)，為了在發(fā)射系統(tǒng)210中產(chǎn)生OFDM發(fā)射信號，IFFT計(jì)算應(yīng)該在IFFT單元214中操作。通過以comb碼元的形式分配子載波可以減少IFFT單元的計(jì)算量。
一般地，IFFT計(jì)算是在FFT單元中操作的。依據(jù)IFFT計(jì)算，時(shí)域信號x(n)的獲得是通過切換頻域信號X(k)的實(shí)數(shù)部分和虛數(shù)部分，將得到的結(jié)果值輸入到FFT單元的輸入單元60和70，在每個(gè)階段操作蝶型計(jì)算，然后再切換在輸出存儲器61和71中獲得的輸出值的實(shí)數(shù)部分和虛數(shù)部分。
圖9示出一個(gè)實(shí)施例，其中IFFT計(jì)算是利用圖5中基數(shù)2DIF算法操作的。在該附圖中，頻域信號X(0)、X(16)、X(8)和X(24)，作為形成comb碼元a84的子載波信號X(0)、X(16)、X(8)和X(24)被輸入到地址是0、8、16和24的IFFT單元214的相應(yīng)終端。IFFT單元214的其它終端則輸入空信號(0)。
用于獲得時(shí)域子載波信號x(0)到x(31)的蝶型計(jì)算的輸入和輸出點(diǎn)被圈點(diǎn)。在圖9中，萬一“0”被輸入到蝶型的兩個(gè)終端輸入，并阻止操作蝶型計(jì)算，那么，蝶型計(jì)算如圖9中輸入點(diǎn)和輸出點(diǎn)所示操作。
這里，子載波信號X(0)、X(8)、X(16)和X(24)形成comb碼元a84。子載波信號X(0)、X(8)、X(16)和X(24)是這樣被輸入到IFFT單元214中的，也就是將從圖2的發(fā)送系統(tǒng)210傳輸來的數(shù)據(jù)序列經(jīng)調(diào)制單元211映射為復(fù)數(shù)，根據(jù)該數(shù)據(jù)序列的傳輸速率接收comb碼元，comb碼元由經(jīng)過子載波分配單元212而分配給其的四個(gè)子載波組成，并且根據(jù)沿跳頻單元213的每個(gè)時(shí)隙給定的模式對這些子載波執(zhí)行跳頻。后面將說明將comb碼元分配給移動站而不引起頻率沖突的方法。
圖8表示輸入時(shí)間信號y(n)，輸出構(gòu)成comb碼元a的四個(gè)頻域信號Y(k)。相反，圖9表示輸入構(gòu)成comb碼元a的四個(gè)頻域信號X(k)，輸出時(shí)域信號x(n)到輸出存儲器81。
這兩個(gè)附圖，圖8和9表示它們的計(jì)算量是相同的。在IFFT單元的計(jì)算中，如果蝶型計(jì)算的兩個(gè)輸入值都是“0”，則不操作蝶型計(jì)算。只有當(dāng)兩個(gè)輸入值都不是“0”時(shí)，才能操作蝶型計(jì)算。因此，發(fā)射系統(tǒng)210的IFFT單元的計(jì)算量與部分FFT施加到接收系統(tǒng)230情況時(shí)的計(jì)算量相同。
正如從圖8的DIT FFT計(jì)算中容易理解的DIF IFFT單元的計(jì)算，從圖7的DIF FFT單元的計(jì)算容易理解采用DIT算法的IFFT單元的信號流。因此，在此不做進(jìn)一步的說明。
總之，如果以comb碼元的形式分配子載波，那么就可以減少IFFT單元的計(jì)算量。這就導(dǎo)致了發(fā)送系統(tǒng)210計(jì)算量的減少。
與傳統(tǒng)的基于簇的跳頻不同，依據(jù)在子載波組之間的跳頻，本發(fā)明基于comb碼元的跳頻使comb碼元的頻率偏移量65在頻帶方面不同。例如，在圖7中，子載波組a被分配為comb碼元的子載波。如果子載波組a的頻率跳到相鄰的子載波組b，那么，在頻域中，頻率偏移量會從comb碼元a變?yōu)閏omb碼元b。
依據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，跳頻是在子載波組之間執(zhí)行的。這樣在跳頻之后分配的子載波總與在以前時(shí)隙中分配的子載波不同。
圖10是說明依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，被分配給一個(gè)移動站，執(zhí)行跳頻到相鄰子載波組的comb碼元示意圖。圖11是說明依據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，被分配給一個(gè)移動站，并隨機(jī)執(zhí)行跳頻的comb碼元示意圖。
換句話說，圖10示出一個(gè)comb碼元的子載波組執(zhí)行跳頻到相鄰子載波組的模式，而圖11展示一個(gè)comb碼元的子載波組隨機(jī)執(zhí)行跳頻的模式。隨機(jī)跳頻模式包括具有相同頻率偏移量的跳頻模式，這是在跳頻實(shí)際沒有出現(xiàn)在頻帶中的情況。依據(jù)時(shí)間建立獨(dú)立的頻率偏移量使這成為可能。
參考圖9，依據(jù)子載波組之間的跳頻，comb碼元的頻率偏移量在頻帶方面是不同的。在圖10和11的左部標(biāo)記為子載波組Y(k)的方框是圖7的子載波組a、b、c、…、63。
如圖10和11中所示的，依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，由相鄰子載波組所組成的comb碼元執(zhí)行跳頻。但是，在實(shí)際頻帶中，沒有完成到相鄰頻率的comb碼元的跳頻，而跳頻出現(xiàn)在復(fù)數(shù)模式中。這用作一個(gè)正因數(shù)，以根據(jù)頻跳增加頻率多樣性效果。
同時(shí)，如果移動站的傳輸速率增加了，那么，需要傳輸信號的子載波組的數(shù)量也增加了。這就要求另外分配comb碼元，并減少在子載波之間的空。圖12示出子載波，這些子載波的位置因?yàn)閭鬏斔俾试黾铀鸬牧硗夥峙鋍omb碼元而在頻域中發(fā)生改變。
圖12是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，當(dāng)另外分配comb碼元時(shí)，在頻域中改變其位置的子載波的示意圖。它示出當(dāng)分配子載波組a時(shí)的comb碼元a的模式90，除了子載波組a外，當(dāng)分配子載波組b時(shí)的comb碼元a和comb碼元b組合的模式91，當(dāng)分配子載波組a、子載波組b和子載波組c時(shí)的comb碼元a、comb碼元b和comb碼元c組合的模式92，以及當(dāng)分配子載波組a、子載波組b、子載波組c和子載波組d時(shí)，comb碼元a、comb碼元b、comb碼元c和comb碼元d的組合模式93。
換句話說，如果初始時(shí)分配了子載波組a，然后與增加的傳輸速率成比例地再分配子載波組b、c和d，那么，comb碼元的子載波之間的空就減少了。
萬一向一個(gè)移動站分配了多個(gè)comb碼元，那么，構(gòu)成comb碼元的子載波之間的空可能不相同，而是依賴于comb碼元的頻率偏移量。還有，如果初始的comb碼元不是comb碼元a，而是具有另一個(gè)頻率偏移量的comb碼元，那么，依據(jù)增加的傳輸速率以及另外分配其它c(diǎn)omb碼元而改變的子載波分配模式將與圖12的不同。例如，如果分配給移動終端的初始comb碼元是comb碼元b，然后另外分配了comb碼元c、d和a，那么，子載波分配模式會看起來與圖12的不同。
圖13是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，F(xiàn)FT單元采用DIF算法以產(chǎn)生相鄰子載波組在蝶型單元中應(yīng)該執(zhí)行的計(jì)算量。圖14是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，F(xiàn)FT單元采用DIF算法以產(chǎn)生非鄰近子載波組在蝶型單元中應(yīng)該執(zhí)行的計(jì)算量。
示出FFT單元233中信號流的圖13和14提出了一個(gè)實(shí)施例，其中相同大小的兩個(gè)comb碼元被分配給一個(gè)移動站以對傳輸速率加倍。參考圖13，依據(jù)本發(fā)明，分配了相鄰子載波組的comb碼元。相反，圖14示出分配了非相鄰子載波組的子載波組的comb碼元。從這兩個(gè)附圖中可以看出，分配了相鄰子載波組的本發(fā)明技術(shù)是優(yōu)于圖14技術(shù)的。
在圖13和14中，虛線方框122和132表示由于另外分配comb碼元而另外消耗的計(jì)算量。如圖13所示，當(dāng)子載波組a的comb碼元和相鄰子載波組b121的comb碼元被分配給一個(gè)移動站時(shí)，只需要另外消耗一點(diǎn)計(jì)算量。在這種情況下，comb碼元a123和屬于相鄰子載波組的comb碼元b124的子載波組沒有相鄰，而是被頻帶中一段空分開。
另一方面，圖14示出非相鄰子載波組的子載波a130和子載波e131的comb碼元被分配給一個(gè)移動站的情況。在附圖中，用于獲得附加子載波組e131的信號的蝶型計(jì)算量增量132比圖13中的計(jì)算量增量122大。
因此，如果將要分配的comb碼元數(shù)量增加了，那么，通過另外分配相鄰子載波組的comb碼元就比分配非相鄰子載波組的子載波組的comb碼元能減少更多計(jì)算量。
圖15是示出comb碼元的示意圖，依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，每個(gè)comb碼元由不同數(shù)量的子載波形成，被分配給基站小區(qū)內(nèi)的很多移動站，并跳頻到相同大小的相鄰子載波組。它示出了一個(gè)模式的例子，即子載波組的comb碼元執(zhí)行跳頻到相鄰子載波組的comb碼元。在附圖中，水平軸指示時(shí)隙，而垂直軸表示子載波組。應(yīng)該注意到，垂直軸示出與圖1A不同的子載波組。
如圖15所示，如果不同的comb碼元被分配給不同的移動站，并在所有移動站中執(zhí)行相同模式的跳頻，那么，子載波組沒有任何重疊地執(zhí)行跳頻到相鄰comb碼元。從而就可以防止一個(gè)小區(qū)中移動站之間的干擾。
圖15示出構(gòu)成所分配的comb碼元的子載波組數(shù)量依據(jù)數(shù)據(jù)類型而不同的示例。參考圖15，由幾個(gè)子載波如4個(gè)子載波形成的子載波組是a1、b1和c1，而由很多子載波如64個(gè)子載波形成的子載波組是a2、b2和c2。如果構(gòu)成comb碼元的子載波數(shù)量是comb碼元的大小，那么適合將小尺寸的comb碼元分配給具有短分組的數(shù)據(jù)信號，如語音信號或控制信號，并且將大尺寸的comb碼元分配給要求高傳輸速率的信號。
通過將由較小尺寸如4個(gè)子載波comb碼元構(gòu)成的子載波a1、b1和c1分為一組，并且將由成較大尺寸如64個(gè)子載波comb碼元構(gòu)成的子載波a2、b2和c2分為另一組，然后在分配comb碼元和確定跳頻模式的處理中，使這些子載波組執(zhí)行跳頻到相同大小的子載波組，就可以使部分FFT的計(jì)算量最小。
當(dāng)依據(jù)發(fā)射數(shù)據(jù)的屬性來確定comb碼元的大小時(shí)，應(yīng)該考慮如系統(tǒng)條件和服務(wù)類型等因素，并且這些因素可能依據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)者而不同。應(yīng)該理解，本發(fā)明的實(shí)施例不只局限于圖15中所示的兩個(gè)子載波組。
依據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，可以只在相同大小的comb碼元之間，也就是在形成所分配的comb碼元的子載波組內(nèi)完成跳頻?？傊?，跳頻是在大小相同而頻率偏移量不同的comb碼元之間執(zhí)行的。這樣，就使部分FFT的計(jì)算量最小。
圖16A到16D示出依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，基于由一組子載波組成的comb碼元的跳頻模式，表示部分FFT計(jì)算的示意圖。圖17A到17D和18A到18D是說明當(dāng)兩個(gè)或多個(gè)comb碼元被分配給一個(gè)移動站時(shí)，依據(jù)跳頻模式的部分FFT計(jì)算的示例圖。
圖16A到16D是示出當(dāng)子載波組的大小是4，即當(dāng)comb碼元由四個(gè)子載波組成時(shí)，依據(jù)頻率模式采用DIF算法的FFT單元的信號流。根據(jù)時(shí)隙區(qū)分四個(gè)附圖，并按照子載波組的順序a→b→c→d完成跳頻模式。
圖17A到17D是表示由于傳輸量的增加，當(dāng)分配兩個(gè)大小相同大小的comb碼元時(shí)，依據(jù)跳頻模式采用DIF算法的FFT單元的信號流。根據(jù)時(shí)隙來區(qū)分四個(gè)附圖，并按照子載波組的順序(a，b)→(b，c)→(c，d)→(d，e)來完成跳頻模式。
如上所示，當(dāng)需要分配另外的comb碼元時(shí)，可以減少FFT計(jì)算量，從而可以通過建立跳頻的最小單元作為初始分配的comb碼元的大小，并通過跳頻改變子載波之間的空，來增加頻率的多樣性。
更進(jìn)一步，依據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，跳頻的最小單元被確定為兩個(gè)子載波組大小的總和。按照子載波組(a，b)→(c，d)→(e，f)→(g，h)的順序執(zhí)行跳頻。也就是說，如果有i個(gè)comb碼元被分配給一個(gè)移動站，那么，就建立了comb碼元跳頻的最小單元，作為形成第i個(gè)comb碼元的子載波的數(shù)量。
參考圖18A到18D可以看到，當(dāng)另外分配comb碼元并完成跳頻時(shí)，依據(jù)時(shí)隙的計(jì)算，即計(jì)算量所要求的蝶型的數(shù)量是相同的。這里，基于comb碼元來放置子載波。
總的來說，如果考慮到將分配的子載波組的數(shù)量作為一個(gè)單元，對分配的子載波組即分配的comb碼元執(zhí)行跳頻，就能提高部分FFT計(jì)算效率。這可由方程6表示。
G＝(gn+P(l)×i)mod Nc方程6其中G表示時(shí)隙l中的組數(shù)；P(l)表示跳頻模式函數(shù)；i表示已分配的組數(shù)，或子載波組數(shù)；gn表示在初始時(shí)隙中的組數(shù)。
例如，在圖18A到18D中，組a、b、c等順序地獲得與其對應(yīng)的組數(shù)，如組0、1、2等，并且初始分配的子載波組的組數(shù)為gn，依據(jù)方程6所示的跳頻模式函數(shù)對子波組G執(zhí)行跳頻。跳頻單元是分配給移動站的子載波組大小的總和。
同時(shí)，在具有相同大小的的子載波組內(nèi)執(zhí)行comb碼元的分配和跳頻。通過基于分配的子載波組的最大數(shù)量完成跳頻，使得部分FFT的計(jì)算量最小。同時(shí)，通過改變被分配的子載波之間的空可以使得頻率多樣性效果最大。
圖19說明了在頻帶中圖18A到圖18D的跳頻。圖19描述了當(dāng)另外分配comb碼元時(shí)改變頻帶中子載波組之間的空，從而兩個(gè)子載波組執(zhí)行跳頻。
也就是說，在圖18A的時(shí)隙1中分配的子載波是圖19的附圖標(biāo)記300，而圖18B的時(shí)隙2是圖19的附圖標(biāo)記301。然后，在圖18C的時(shí)隙3是圖19的附圖標(biāo)記302，而圖18D的時(shí)隙4是圖19的附圖標(biāo)記303。
參考圖19，當(dāng)執(zhí)行圖18的跳頻時(shí)，會改變子載波組之間的空。從而通過跳頻改變子載波組之間的空，可以帶來頻率多樣性的效果。
圖20示出依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的comb碼元的示例圖，其中，每個(gè)comb碼元包括4個(gè)子載波，被分配給一個(gè)小區(qū)內(nèi)的很多移動站，并隨機(jī)地執(zhí)行跳頻。當(dāng)傳輸量增加時(shí)，另外分配相鄰的子載波組以形成comb碼元。然后，雖然隨機(jī)地完成跳頻，但還可以顯示出計(jì)算部分FFT的優(yōu)勢。
同時(shí)，圖20示出了子載波組，每個(gè)子載波組由相同數(shù)量的子載波構(gòu)成，并且在相同大小的子載波組之間被分配和執(zhí)行跳頻。例如，如果分配了大小為182和183的comb碼元，并執(zhí)行跳頻，則在子載波組a1，b1，c1和d1之間完成跳頻。萬一分配了大小為180和181的comb碼元，并執(zhí)行跳頻，那么就在子載波組a2，b2，c2和d2之間分配comb碼元和執(zhí)行跳頻。
同時(shí)，如果所有的移動站具有獨(dú)立跳頻模式或在小區(qū)內(nèi)的所有移動站具有相同的跳頻模式，則可以消除小區(qū)內(nèi)移動站之間的干擾。另一方面，如果在移動站之間comb碼元的跳頻模式是不同的，則可以使得小區(qū)之間的干擾均衡，而不用另外分配頻率。也就是說，相鄰小區(qū)可以在一個(gè)時(shí)隙中偶然使用相同的頻率。但是，由于每個(gè)小區(qū)具有不同的跳頻模式，在小區(qū)之間的干擾就被拉平(level)，這就減少了對一個(gè)移動站產(chǎn)生的干擾。
圖21是示出小區(qū)排列的示意圖，圖22A到22G是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例用于減小小區(qū)間干擾的跳頻模式的示例圖。圖23A到23G是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例用于減小小區(qū)間干擾的跳頻模式的示例圖。
在圖22A到22G以及23A到23G中，提出了當(dāng)每個(gè)小區(qū)在圖21小區(qū)環(huán)境中使用不同跳頻模式時(shí)所適合的跳頻模式例子。在圖22A到22G以及23A到23G中，在y軸頂部的子載波組是子載波組a，緊隨其后的是按所述順序的子載波組b、c、d、e、f、g、h、i、j、k、l、m、n、o和p。x軸表示時(shí)隙。
圖22A示出在小區(qū)A中建立的跳頻模式，而圖22B示出在小區(qū)B中建立的跳頻模式。在圖22A中，跳頻到相鄰子載波組是從子載波組a開始的，緊隨其后的是按所述順序的載波組b、c、d、e、f、g、h、i、j、k、l、m、n、o和p。在圖22B中，跳頻到相鄰子載波組是從子載波組a開始，緊隨其后的是按所述順序的子載波組c、e、g、i、k、m、o和p。也就是說，跳頻的是從一個(gè)相鄰子載波到下一個(gè)相鄰子載波組執(zhí)行的。
圖22C到22G還示出跳過一些子載波組執(zhí)行跳頻的模式。簡而言之，通過使跳頻的方向相同而使跳頻的空不同，為圖22A到22G中提出的小區(qū)A到G中建立不同的跳頻模式。
圖23A示出在小區(qū)A中建立的跳頻模式，而圖23C表示在小區(qū)C中建立的跳頻模式。圖23E表示在小區(qū)E中建立的跳頻模式，而圖23G表示在小區(qū)G中建立的跳頻模式。圖23A、23C、23E和23G的跳頻模式分別與圖22A、22B、22C和22D的跳頻模式相同。
同時(shí)，圖23B展示了小區(qū)B的跳頻模式，其中，跳頻模式是從最低位置的子載波組p開始的，并以相反的方向執(zhí)行。圖23D展示了小區(qū)D的跳頻模式，其中跳頻模式是從子載波組p開始的，并以相反的方向執(zhí)行，跳過了一個(gè)相鄰子載波組。也就是說，不同跳頻模式是通過改變位移的空和方向來產(chǎn)生的，然后被分配。如果使用了上述的跳頻模式，則在這些小區(qū)中使用相同頻率的可能性就可以降到最小，從而減小小區(qū)間的干擾。
例如，在此說明圖22A中的跳頻模式1和圖22B中的跳頻模式2。這里，假設(shè)只有小區(qū)A和B。依據(jù)時(shí)隙，兩個(gè)跳頻模式1和2具有相同的位移方向，但它們不同的是，模式1的子載波組位移到它們的相鄰子載波組，而模式2的子載波組跳過一個(gè)子載波組位移到下一個(gè)相鄰子載波組。
如果全部子載波組的數(shù)量是Ng，并且跳頻周期是Nh，那么，可以用于一個(gè)跳頻周期的子載波組數(shù)量是Ng×Nh。如果假設(shè)每個(gè)用戶只接收一個(gè)子載波組，那么，在一個(gè)小區(qū)中能執(zhí)行多址訪問的用戶數(shù)量是Ng。
在第一個(gè)時(shí)隙中，在示出子載波組的y軸頂部位置的子載波組被稱為組0，而在組0以下的子載波組被稱為組1、2、3、…、Ng-1。換句話說，全部子載波組被定義為組0到Ng-1。在初始時(shí)隙中，被分配了組u的用戶定義為用戶u。
如果在小區(qū)A中有Ng個(gè)用戶使用跳頻模式1，而在小區(qū)B中只有一個(gè)用戶，其在第一時(shí)隙中被分配的子載波組是組0，那么，在一個(gè)跳頻周期中對小區(qū)A產(chǎn)生干擾的組的數(shù)量是Nh。由于小區(qū)A使用了全部的子載波組，不可避免地，兩個(gè)小區(qū)的子載波組將發(fā)生重疊，重疊的數(shù)量與小區(qū)B中使用的子載波組的數(shù)量相同。對小區(qū)A的用戶上產(chǎn)生干擾的子載波組的數(shù)量平均為Ng/Nh。
產(chǎn)生干擾的組的數(shù)量是整數(shù)。因此，對小區(qū)A中每個(gè)用戶產(chǎn)生干擾的組數(shù)根據(jù)Ng和Nh而可能不同。換句話說，在小區(qū)A的用戶與小區(qū)B的一個(gè)用戶之間重疊的組數(shù)根據(jù)Ng和Nh可以是不同的。例如，如果小區(qū)B采用跳頻模式2，而在初始時(shí)隙中分配給小區(qū)B的用戶的子載波組是組0，那么，當(dāng)它滿足方程7的條件時(shí)，對于小區(qū)A的用戶u，重疊的子載波組數(shù)是(i+1)。
iNg+u＜Nh≤(i+1)Ng+ui＝0，1，2，… 方程7u＝0，1，2，…，Ng-1以下將說明圖23A到23G的跳頻模式。這里，假定小區(qū)A使用圖23A的跳頻模式1，而小區(qū)B使用圖23B的跳頻模式2。其它條件保持與上述實(shí)例相同。
沿著時(shí)隙，跳頻模式1和2的位移方向互不相同。如果小區(qū)A有Ng個(gè)用戶，而小區(qū)B有一個(gè)用戶，其在初始時(shí)隙中被分配的子載波組是第Ng-1組，那么，在一個(gè)跳頻周期中，由小區(qū)B的用戶對小區(qū)A產(chǎn)生干擾的組數(shù)是Nh。這個(gè)結(jié)果與前述示例的結(jié)果一樣。簡而言之，對于小區(qū)A的用戶，被小區(qū)B干擾的組數(shù)相同，是Nh。但是，當(dāng)變成對小區(qū)A的每個(gè)用戶而言時(shí)，被干擾的組數(shù)與上述示例的結(jié)果不同。
Ng+12+iNg-m≤Nh<Ng+12+(i+1)Ng-m]]>i＝0，1，2，…方程8如果滿足方程8的條件，并且Ng為2z+1，z是整數(shù)，那么，小區(qū)A的用戶u有(i+1)個(gè)子載波組重疊(u＝2m，m＝0、1、2、…、(Ng-1)/2)。如果滿足方程8的條件，并且Ng為2z，那么，小區(qū)A的用戶u將沒有子載波組重疊(u＝2m，m＝0、1、2、…、Ng/2-1)。
Ng+iNg-m≤Nh＜Ng+(i+1)Ng-m 方程9i＝0，1，2，…如果滿足方程9的條件，且Ng為2z+1，那么，小區(qū)A的用戶u有(i+1)個(gè)子載波組重疊(u＝2m+1，m＝0、1、2、…、(Ng-3)/2)。
Ng2+iNg2-m≤Nh<Ng2+(i+1)Ng2-m]]>i＝0，1，2，…方程10如果滿足方程10的條件，并且Ng為2z，那么，小區(qū)A的用戶u有(i+1)個(gè)子載波組重疊(u＝2m+1，m＝0、1、2、…、Ng/2-1)。
應(yīng)該注意到，參考圖22A到22G和23A到23G說明的小區(qū)間和/或小區(qū)間跳頻模式不需要與本發(fā)明的其它技術(shù)特性進(jìn)行必要地結(jié)合。這是因?yàn)椋l率多樣性的影響和減少的FFT計(jì)算量的影響可以利用本發(fā)明的comb碼元分配和跳頻的技術(shù)屬性單獨(dú)產(chǎn)生。而且，在圖22A到22G和23A到23G說明的小區(qū)內(nèi)和/或小區(qū)間跳頻模式具有另外的影響，即使得小區(qū)間干擾的影響最小并防止一個(gè)小區(qū)內(nèi)移動站之間的干擾。
說明導(dǎo)頻信號排列的圖的圖24提供了用于估計(jì)信道或同步單元的OFDM系統(tǒng)中導(dǎo)頻信號排列的示例。在本發(fā)明的詳細(xì)說明書中，導(dǎo)頻信號被定義為在控制信號、所有用戶需要的信號和估計(jì)信道的信號中，與數(shù)據(jù)信號一起傳輸數(shù)據(jù)的信號。
總之，導(dǎo)頻信號2100在全部頻帶上以相同的間隔排列。這與在本發(fā)明中為數(shù)據(jù)傳輸定義的comb碼元相同。所以，可以直接采用本發(fā)明的方法。
說得更具體些，導(dǎo)頻信號2100被認(rèn)為是一個(gè)固定的且不依據(jù)時(shí)隙執(zhí)行跳頻的comb碼元。然后，通過采用僅僅與導(dǎo)頻信號對應(yīng)的子載波，并且在接收系統(tǒng)230中執(zhí)行部分FFT，利用少量的計(jì)算量就可以獲得全部頻帶上的信道信息。
所有移動站需要信道信息來恢復(fù)信號。依據(jù)本發(fā)明，通過對與導(dǎo)頻信號2100對應(yīng)的comb碼元以及分配給所有接收系統(tǒng)230中移動站的comb碼元執(zhí)行部分FFT，利用最少功耗就可以獲得信道信息。
由于所有的移動站都要求導(dǎo)頻信號，所以希望向通過消耗最小功耗就可以獲得的comb碼元分配導(dǎo)頻信號。
表3示出對于每個(gè)comb碼元獲得具有最小計(jì)算量的comb碼元所需要的計(jì)算量。在表中，給出了每個(gè)comb碼元要求的復(fù)數(shù)加法的計(jì)算量和復(fù)數(shù)乘法的計(jì)算量的比較。這里，全部子載波數(shù)N是2048，comb碼元數(shù)Nc是16，分配給每個(gè)comb碼元的子載波數(shù)Ns是128。在表3中，表示為comb碼元的a、b、…、p是保存在圖7的FFT單元233的輸出存儲器61中的子載波組a、b、…、p。
表3


從表3中，可以看出所需的復(fù)數(shù)乘法數(shù)量是隨著comb碼元的減少而增加。因此，導(dǎo)頻信號應(yīng)該被分配，并且依據(jù)具有最少數(shù)量復(fù)數(shù)乘法的comb碼元的優(yōu)先級，也就是說，包括保存在輸出存儲器地址0中子載波的comb碼元的優(yōu)先級，順序地執(zhí)行跳頻。否則，獲得信道信息的計(jì)算量在所有移動站中將變成最小。
也就是說，應(yīng)該依據(jù)導(dǎo)頻信號的要求數(shù)量來分配comb碼元，但是選擇的優(yōu)先權(quán)應(yīng)該給包含保存在輸出存儲器地址0中子載波的comb碼元，再后面是包含保存在下一個(gè)最小地址中子載波的comb碼元。
例如，在圖7中按次序comb a、comb b、…建立了優(yōu)先權(quán)。如果有多個(gè)要分配的導(dǎo)頻信號，那么，根據(jù)上述確定的優(yōu)先次序來分配導(dǎo)頻信號并將其發(fā)射給移動站。
圖25是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，為導(dǎo)頻信號分配的子載波組跳頻以及為數(shù)據(jù)信號分配的子載波組跳頻的示意圖。它表示子載波組a1被分配到導(dǎo)頻信號2300的示例。依據(jù)時(shí)隙，導(dǎo)頻信號2300不執(zhí)行跳頻而在全部時(shí)間被分配給子載波組a1。另一方面，數(shù)據(jù)信號2301和2302根據(jù)所給定跳頻模式沿時(shí)隙執(zhí)行跳頻。
所有的移動站只對子載波組a1的導(dǎo)頻信號2300以及在接收系統(tǒng)230中分配給它們的comb碼元執(zhí)行部分FFT，由此來獲得信道與同步信息和所發(fā)射的數(shù)據(jù)。實(shí)際上，子載波組的子載波是按comb碼元形式進(jìn)行實(shí)際分配的，并且子載波組的跳頻是跳頻到實(shí)際具有不同頻率偏移量的comb碼元。
上述說明的是給移動站分配comb碼元和執(zhí)行跳頻的技術(shù)，其中comb碼元是在全部頻帶上以預(yù)定間隔分散的子載波組。
依據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，comb碼元是按樹型結(jié)構(gòu)形成的。comb碼元、子載波資源是動態(tài)分配的。下面將說明向移動站分配樹型結(jié)構(gòu)子載波資源的方法。
圖26是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，通過按樹型結(jié)構(gòu)形成comb碼元，以分配comb碼元資源的方法。在該實(shí)施例中，在全部頻帶中的子載波的數(shù)量N和構(gòu)成comb碼元的子載波的數(shù)量Ns是2的乘方，并且這些comb碼元以樹型結(jié)構(gòu)形成。如下所述，在小區(qū)中根據(jù)樹型結(jié)構(gòu)分配comb碼元資源如下所述。
參考圖26，如果在全部頻帶中子載波的數(shù)量是N＝2n，comb碼元以樹型結(jié)構(gòu)形成，其中構(gòu)成comb碼元的子載波的數(shù)量Ns是1，2，4，…，2n。comb碼元由方程2表達(dá)。萬一不需要區(qū)別頻率索引k，下面將其省略。
在圖26的樹型結(jié)構(gòu)中，在根節(jié)點(diǎn)的comb碼元X1，0由2n個(gè)子載波組成。根節(jié)點(diǎn)comb碼元X1，0包括comb碼元X2，0和X2，1，其每一個(gè)由2n-1個(gè)子載波組成。
由2n-a個(gè)子載波組成且具有頻率偏移量b的comb碼元 包括comb碼元 和 其每一個(gè)由2n-a-1個(gè)子載波組成，且頻率偏移分別為b和b+2a。
圖26表示樹型結(jié)構(gòu) 在全部頻帶中，在子載波數(shù)量為N＝2n的環(huán)境下，該樹型結(jié)構(gòu)具有由Ns個(gè)(Ns＝1，2，4，…，2n，n是整數(shù))子載波組成的comb碼元并作為其節(jié)點(diǎn)。例如，如果在樹型結(jié)構(gòu) (a≠c)中有兩個(gè)comb碼元Xa，b和Xc，d，且Xa，b是Xc，d的父節(jié)點(diǎn)，Xa，b包括Xc，d。也就是說，如果Xc，d(k)＝1，也就意味著Xa，b(k)＝1。
但是，如果Xa，b不是Xc，d的父節(jié)點(diǎn)，則Xa，b和Xc，d相互正交。也就是說，如果Xc，d(k)＝1，也就意味著Xa，b(k)＝0，或者如果Xc，d(k)＝0，也就意味著Xa，b(k)＝1。因此，通過將全部comb碼元的集合{X1,0,X2,0,X2,1,…,X2n,0,]]>形成為樹型結(jié)構(gòu) 依據(jù)移動站要求的數(shù)據(jù)傳輸速率分配comb碼元，將建立所分配的comb碼元和其子節(jié)點(diǎn)的comb碼元作為使用的碼元，并且，如果comb碼元的分配被取消了，則建立相應(yīng)的comb碼元和其子節(jié)點(diǎn)的comb碼元作為可使用的碼元，在全部頻帶中子載波的數(shù)量為N＝2n的環(huán)境下，由Ns個(gè)子載波(Ns＝1，2，4，…，2n，n是整數(shù))組成的comb碼元被分配給移動站，而不會在頻率之間產(chǎn)生沖突。
同時(shí)，因?yàn)樵诎l(fā)射端或接收端使用了濾波器，OFDMA系統(tǒng)可以使用空載波。這樣，能承載實(shí)際數(shù)據(jù)的子載波數(shù)量可能不是2的乘方。在這種情況下，comb碼元被形成圖26的樹型結(jié)構(gòu)并根據(jù)該樹被分配，而且，數(shù)據(jù)在移位或損壞之后再發(fā)送，因?yàn)榕c空載波相應(yīng)的數(shù)據(jù)位置可以預(yù)先知道。
圖27A是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，由于損壞與空載波相應(yīng)的數(shù)據(jù)，不損失數(shù)據(jù)傳輸速率的數(shù)據(jù)發(fā)射方法。在附圖中，在將空數(shù)據(jù)插入到數(shù)據(jù)中與空載波相應(yīng)的位置后再發(fā)射數(shù)據(jù)。在圖27A中，當(dāng)全部子載波的數(shù)量N是任意整數(shù)，且構(gòu)成comb碼元的子載波數(shù)量Ns不是2的乘方時(shí)，comb碼元形成為樹型結(jié)構(gòu)，并且在小區(qū)中依據(jù)樹型結(jié)構(gòu)來分配這些comb碼元。
圖27A表示了一個(gè)示例，其中的comb碼元每個(gè)都具有兩個(gè)子載波，被分配并執(zhí)行跳頻。附圖標(biāo)記3000到3011是將被發(fā)射的數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)3004和3008與空載波相應(yīng)。這樣，它們會被損壞且不實(shí)際發(fā)射。由于該數(shù)據(jù)被損壞并發(fā)射，所以，數(shù)據(jù)的傳輸速率與空載波不存在的情況是相同的。在接收端，在糾錯碼解碼期間可以恢復(fù)被擊穿的數(shù)據(jù)。
圖27B是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，通過對與空載波相應(yīng)的數(shù)據(jù)移位而沒有數(shù)據(jù)丟失的數(shù)據(jù)發(fā)送方法。在附圖中，在將空數(shù)據(jù)插入到與空載波相應(yīng)的位置后發(fā)射數(shù)據(jù)。在圖27B中，當(dāng)全部子載波的數(shù)量N是任意整數(shù)，且構(gòu)成comb碼元的子載波的數(shù)量Ns是2的乘方時(shí)，comb碼元形成為樹型結(jié)構(gòu)，并且在小區(qū)中依據(jù)樹型結(jié)構(gòu)來分配這些comb碼元。
圖27B表示一個(gè)示例，其中具comb碼元每個(gè)具有兩個(gè)子載波，被分配并執(zhí)行跳頻。附圖標(biāo)記3000到3009是將要發(fā)送的數(shù)據(jù)。由于在發(fā)射端已知comb碼元的初始位置和跳頻模式，所以將空數(shù)據(jù)插入到空載波中，并且與空載波相應(yīng)的數(shù)據(jù)被移位，移動到承載下一個(gè)數(shù)據(jù)的子載波，并被發(fā)送。本發(fā)明還包括在圖27A和27B中說明的方法的組合。
圖28A和28B是說明依據(jù)本發(fā)明實(shí)施例，通過在多樹型結(jié)構(gòu)中形成碼元來分配comb模式的碼元資源的方法示意圖。在圖28A和28B的實(shí)施例中，當(dāng)使用N’點(diǎn)FFT，并且在全部頻帶中的子載波的數(shù)量N不是2的乘方時(shí)，comb碼元以復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)形成并依據(jù)小區(qū)中的多樹型結(jié)構(gòu)被分配。
如果在頻帶中的子載波的數(shù)量N是2n-1＜N＜2n，這意味是N=Σi=0nai2i(aii=0,...,n),]]>ai，i是非負(fù)的整數(shù)。在這種情況下，通過形成關(guān)于i＝0，…，n的 1個(gè)樹 就可以形成關(guān)于子載波數(shù)N的復(fù)合樹。
圖28A是表示當(dāng)N′是2048，N是1792(N′＝2048和N＝1792)，并且a10＝1，a8＝2，a7＝2(其余的ai＝0)時(shí)，由5個(gè)子樹ST1＝T1024，ST2＝ST3＝T256，ST4＝ST5＝T128，(27＝128，28＝256，210＝1024)組成的復(fù)合樹示例圖。
圖28B是表示當(dāng)N′是2048，N是1792(N′＝2048和N＝1792)，且a7＝14(其余的ai＝0)時(shí)，由14個(gè)子樹STi＝T128，(i＝1，…，14)(27＝128)組成的復(fù)合樹的示例圖。
為了區(qū)分與不同子樹的節(jié)點(diǎn)相應(yīng)的comb碼元，方程2被重新定義為方程11 方程11其中st表示子樹索引；Kst表示子樹索引的開始頻率索引；p＝0，1，…，(Nst/Nc)-1，Nst是子樹中子載波的數(shù)量；以及q＝0，1，…，Nc-1。
明顯地，圖28A和28B以及方程11表示不同子樹節(jié)點(diǎn)的comb碼元是相互正交的。因此，通過對每個(gè)子樹采用圖28的方法并分配頻率資源，可將由很多子載波組成的comb碼元分配給移動站，而不發(fā)生頻率沖突。而且，如果 是一個(gè)較大值，那么，在全部頻帶中的子載波的數(shù)量N被定義為N≈Σi=0nbi2′]]>以減少子樹的數(shù)量。也就是說， 被建立得較小。在使用圖27A和27B的方法被損壞并位移之后，與空載波對應(yīng)的數(shù)據(jù)就可以被發(fā)送了。
同時(shí)，為了使在每個(gè)頻帶執(zhí)行適應(yīng)調(diào)制成為可能，包括N個(gè)子載波的全部頻帶被分成由連續(xù)的子載波組成的M個(gè)子帶。然后，在每個(gè)子帶使用N/M點(diǎn)FFT，以減少移動站和/或基站的計(jì)算量。
在這種情況下，通過將每個(gè)頻帶的子載波組成為comb碼元的樹型結(jié)構(gòu)，擴(kuò)展樹型結(jié)構(gòu)以在全部頻帶上形成包括子樹的復(fù)合樹，并在comb碼元分配處理期間，在一個(gè)或多個(gè)子帶上將子載波分配給移動站，這樣能減少移動站的FFT計(jì)算量。
圖28C是復(fù)合樹示例，當(dāng)N是2048，M是8(N＝2048和M＝8)時(shí)，該復(fù)合樹包括在每個(gè)子帶使用256(＝2048/8)FFT時(shí)的8個(gè)子樹STi＝T256，(i＝1，…，8)。如果有空載波，那么，可以使用圖27A、27B、28A和28B的方法。
如上所述，通過將全部頻帶中的N個(gè)子載波分成M個(gè)子帶，并在全部頻帶上建立包含comb碼元子樹的復(fù)合樹，且每個(gè)子樹是關(guān)于每個(gè)子帶形成的，在comb碼元分配處理期間，在一個(gè)或多個(gè)子帶中任意大小的子載波被分配給移動站。所分配的子載波在根據(jù)子帶執(zhí)行跳頻。這樣，根據(jù)每個(gè)頻帶可以執(zhí)行適應(yīng)調(diào)制。由于FFT計(jì)算是關(guān)于每個(gè)子帶的N/M個(gè)子載波進(jìn)行的，所以可以減少計(jì)算量。
同時(shí)，如果依據(jù)移動站要求的數(shù)據(jù)傳輸速率，將Nr個(gè)子載波分配給移動站(Nr≠2n，Nr是正整數(shù))，子載波的數(shù)量Nr可以定義為Nr=Σi=0nci2i]]>(ci＝0或1，i＝0，…，n)。于是，萬一ci＝1，i＝0，…，n，就形成 個(gè)comb碼元 并且能將每個(gè)包含Nr個(gè)子載波的comb碼元分配給移動站。
如圖28A到28C所述，即使當(dāng)全部子載波在一個(gè)復(fù)合樹中形成，每個(gè)包含Nr個(gè)子載波的comb碼元也被分配給移動站。而且，為了獲得頻率的多樣性，可以從所有子樹中選擇i(ci＝1，i＝0，…，n)。進(jìn)一步，為了使接收端的部分FFT計(jì)算量最小，如果可能的話，從多個(gè)子樹中提取出的comb碼元Xst1NC1ql，……XstmNCmqm被分配為具有相同的頻率間隔，同時(shí)又保持Nci為固定值。最好地，分配的是從兩個(gè)相鄰子樹提取出的，并且在兩端的頻率之間的間隔與兩個(gè)comb碼元之間的間隔相同的comb碼元。
圖29是表示在圖28A的復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)中分配給一個(gè)移動站的352個(gè)子載波的示例圖。352是256、64和32之和(352＝256+64+32)。這些子樹被分為子樹1、子樹3和子樹5。然后再分配具有相同頻率間隔的comb碼元，由此使部分FFT計(jì)算量最小。
圖30是說明跳頻方法的示意圖，其中小區(qū)的所有comb碼元在頻域中依據(jù)跳頻模式執(zhí)行跳頻，由此避免不同大小的碼元之間的沖突。它說明了利用圖26、28A、28B和28C的方法，對頻率域中分配給小區(qū)移動站的comb碼元執(zhí)行正交跳頻的方法。
萬一依據(jù)其大小對分配給小區(qū)中移動站的comb碼元分組，那么，通過使用圖15和20的方法，可以使接收端的部分FFT計(jì)算量最小。但是，如果跳頻不是在具有與構(gòu)成分配給移動站的任意大小的comb碼元的子載波組相同大小子載波組當(dāng)中執(zhí)行的，也能滿足正交跳頻和部分FFT計(jì)算量最小的要求。
以圖26和29的方法，在分配給小區(qū)內(nèi)移動站并滿足正交性的各種尺寸的comb碼元當(dāng)中，在時(shí)隙1中表示跳頻模式的任意comb碼元Xa，b(k)的頻率指示符函數(shù)Ya，b(k；1)被定義為Ya，b(k；1)＝Xa，b((k+P(1))modN方程12其中，P(1)(0≤P(1)≤N)是時(shí)隙1中小區(qū)的comb碼元的跳頻模式；N表示全部子載波的數(shù)量。
根據(jù)方程12的Ya，b(k，1)，進(jìn)行數(shù)據(jù)發(fā)射并執(zhí)行跳頻。在圖30的示例中，依據(jù)圖26的方法，全部子載波的數(shù)量是16，且comb碼元X8，1被分配給3100，X4，2給3101，X4，0給3102，X8，7給3103。它表示根據(jù)方程12，依據(jù)時(shí)間的comb碼元的跳頻模式P(1)＝0，7，13，3，9，2，…。
如圖29和方程12所示，在小區(qū)中分配的所有comb碼元在頻域中依據(jù)模式執(zhí)行跳頻。所以，如果在初始期間所分配的comb碼元是正交的，那么，不管跳頻模式如何，在小區(qū)中分配的所有的comb碼元總是正交的。
由于Ya，b(k，1)能表達(dá)成Xa，b(k)的形式，所以，不管跳頻模式如何，在接收端都可以使部分FFT計(jì)算量最小。
如圖22和23中所述，通過在不同小區(qū)中分配不同跳頻模式，可以使得內(nèi)部小區(qū)干擾平滑。
本發(fā)明的方法可以以程序的形式實(shí)現(xiàn)，并被保存在計(jì)算機(jī)可讀記錄媒介，如CD-ROM，RAM，ROM，軟盤，硬盤和磁光盤中。
依據(jù)傳統(tǒng)的FH-PFDMA，跳頻是在簇基礎(chǔ)上在頻域中執(zhí)行的。通過近似地將子載波組織成組來獲得簇。但是，通過在頻域中對comb碼元執(zhí)行跳頻，本發(fā)明的方法可以增加頻率的多樣性，并在短數(shù)據(jù)分組傳輸期間增強(qiáng)抑制平滑的效應(yīng)。comb碼元由在全部頻帶上以預(yù)定頻率間隔子分開的子載波組成。
不同跳頻模式的使用使comb碼元總是跳入不同的子載波中。本發(fā)明還有另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，即通過只恢復(fù)與經(jīng)部分FFT而分配給每個(gè)移動站的comb碼元相應(yīng)的部分來使功耗最小。在移動站或基站的發(fā)射系統(tǒng)中，通過執(zhí)行與不計(jì)算蝶型輸入全部是零時(shí)部分FFT計(jì)算量相同的IFFT，就可以使功耗最小。
依據(jù)本發(fā)明，由于承載數(shù)據(jù)的comb碼元是依據(jù)每個(gè)時(shí)隙而進(jìn)行不同選擇的，所以執(zhí)行跳頻。跳頻模式包括具有規(guī)律規(guī)則的模式，例如，其中根據(jù)時(shí)隙將子載波移位到相鄰子載波的模式，以及其中隨機(jī)執(zhí)行跳頻的模式。
通過在每個(gè)時(shí)隙不重疊跳頻，小區(qū)中所有移動站阻止內(nèi)部小區(qū)干擾。如果移動站由于不同的服務(wù)類型而具有不同的傳輸速率，那么與傳輸速率成比例，comb碼元的大小被不同地定義。對于附加的comb碼元，通過將子載波分組成相鄰的子載波來形成附加的comb碼元。通過這樣處理，就可以使部分FFT的計(jì)算量最小。
而且，當(dāng)comb碼元被另外分配時(shí)，可通過根據(jù)子載波組執(zhí)行跳頻來使部分FFT的計(jì)算量最小。即使當(dāng)子載波組被另外分配時(shí)，也能根據(jù)存在的子載波組，通過執(zhí)行跳頻來減小部分FFT的計(jì)算量。頻率多樣性效果可以增強(qiáng)。在這樣的處理過程中，可通過改變所分配子載波之間的間隔可以增強(qiáng)頻率多樣性效果。
同時(shí)，通過統(tǒng)一在小區(qū)內(nèi)中分配的所有comb碼元的跳頻模式和區(qū)分小區(qū)之間的跳頻模式，鄰近小區(qū)之間的干擾就被平滑，而不需要額外分配頻率。這里，通過使用使跳頻模式不同的方法，就可能保持子載波組的一個(gè)移位方向并使得沿時(shí)隙使移位間隔不同，或者，就可能區(qū)分子載波組的移位間隔并改變移位方向。這種方法，在相鄰小區(qū)之間使用相同頻率的可能性就最小，于是，可減少小區(qū)間干擾。
還以comb碼元形式給定估計(jì)信道或同步單元的導(dǎo)頻信號。于是，通過在接收系統(tǒng)中執(zhí)行部分FFT就可能在全部頻帶上以較少的計(jì)算量獲得信息。分配導(dǎo)頻信號的comb碼元，在所有可用的子載波組之中，給利用最少計(jì)算量執(zhí)行恢復(fù)的頂部子載波組以優(yōu)先權(quán)，而不執(zhí)行跳頻。然后，所有移動站就可以以最少的計(jì)算量獲得信道信息。如果對導(dǎo)頻信號執(zhí)行跳頻，那么，就能獲得頻率多樣性效果，并且能獲得更精確的信道信息。
同時(shí)，如果在分配comb碼元期間，小區(qū)的移動站要求多種傳輸速率，那么，具有正交性和適合多種數(shù)據(jù)傳輸速率的comb碼元被形成樹型結(jié)構(gòu)或復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)，并被動態(tài)地分配。
而且，對于在每個(gè)頻帶中的適應(yīng)調(diào)制，形成N個(gè)子載波的全部頻帶被分成子帶，每個(gè)由M個(gè)連續(xù)的子載波組成。在每個(gè)子帶中的子載波組成comb碼元的樹型結(jié)構(gòu)和包括如子樹，如根據(jù)全部頻帶形成的子樹的復(fù)合樹型結(jié)構(gòu)。在comb碼元的分配中，通過在一個(gè)或多個(gè)子帶中將任意大小的子載波分配給移動站，并在每個(gè)子帶中使用N/M點(diǎn)的FFT，就可以減少FFT的計(jì)算量。通過根據(jù)子帶執(zhí)行跳頻能在每個(gè)頻帶上執(zhí)行適應(yīng)調(diào)制。
雖然參考特定的優(yōu)選實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行了說明，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員會清楚，不脫離本發(fā)明權(quán)利要求所定義的范圍，可以做各種變化和修改。
權(quán)利要求
1.一種用于執(zhí)行跳頻正交頻分多址(OFDMA)的方法，包括步驟a)將comb模式的頻域信號X(k)分配給調(diào)制的數(shù)據(jù)序列，X(k)是comb碼元，而k是頻率索引；b)執(zhí)行跳頻，以使comb碼元能具有獨(dú)立的頻率偏移；以及c)對要轉(zhuǎn)換為時(shí)域信號x(n)的comb碼元執(zhí)行快速逆傅立葉變換(FFT)，并發(fā)送所述時(shí)域信號x(n)，n是時(shí)間索引，其中由也被稱為子載波組的預(yù)定數(shù)量子載波組成的comb碼元被以預(yù)定間隔放置在全部可用頻帶上，并且，在全部可用頻帶上子載波的數(shù)量被表示為N=ΣiNcNsi=NC*NS,]]>(Nsi＝Ns＝常數(shù))其中，Nc表示能在全部可用頻帶上分配的comb碼元的數(shù)量；Nsi表示第i個(gè)comb碼元內(nèi)子載波數(shù)量，第i個(gè)comb碼元的大小，或者構(gòu)成第i個(gè)comb碼元的子載波組的大小，以及 pi=0,1,···,Nsi-1qi=0,1,···,NC-1.]]>
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中如果有N個(gè)子載波，且N是2的乘方(N＝2n)，n是非負(fù)整數(shù)，那么步驟a)包括步驟a1)形成由1到2n個(gè)子載波組成的comb碼元樹，其中，具有2n個(gè)子載波的comb碼元X1，0是父節(jié)點(diǎn)，而具有2n-a個(gè)子載波且具有頻率偏移量b的comb碼元包括作為子節(jié)點(diǎn)的和，每個(gè)具有2n-a-1個(gè)子載波且分別具有頻率偏移量b和b+2a，而具有一個(gè)子載波的comb碼元是末節(jié)點(diǎn)，以及a2)將大小適合移動站的要求傳輸速率的comb碼元分配給移動站，并且通過不將與樹T2n中comb碼元的子節(jié)點(diǎn)對應(yīng)的comb碼元分配給該移動站所屬小區(qū)中的其它移動站，直到從分配中釋放出具有適當(dāng)大小的comb碼元為止，以防止comb碼元之間的沖突。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中，如果由于在全部可用頻帶上N個(gè)子載波中存在空載波，能承載數(shù)據(jù)的子載波數(shù)量不是2的乘方，N是2的乘方(N＝2n，n是非負(fù)整數(shù))，那么，與所述空載波對應(yīng)的數(shù)據(jù)部分在步驟a)中被收縮(punctured)。
4.如權(quán)利要求2所述的方法，其中，如果由于在全部可用頻帶上N個(gè)子載波中存在空載波，能承載數(shù)據(jù)的子載波數(shù)量不是2的乘方，N是2的乘方(N＝2n，n是非負(fù)整數(shù))，那么，通過將空數(shù)據(jù)插入到數(shù)據(jù)的與空載波對應(yīng)的位置上，并在步驟a)中將不是空載波的子載波分配給與空載波對應(yīng)的數(shù)據(jù)，能防止數(shù)據(jù)傳輸速率中的任何丟失。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，如果在全部可用頻帶上有N個(gè)子載波(2n-1＜N＜2n)，那么步驟a)包括步驟a3)形成由1到2n′個(gè)子載波組成的comb碼元子樹T2i，其中，具有2n′個(gè)子載波的comb碼元X1，0是父節(jié)點(diǎn)，而具有2n′-a個(gè)子載波且具有頻率偏移量b的comb碼元X2a，b包括作為子節(jié)點(diǎn)的X2a-1，b和X2a-1，b+2a，每個(gè)具有2n′-a-1個(gè)子載波且分別具有頻率偏移b和b+2a，而具有一個(gè)子載波的comb碼元是末節(jié)點(diǎn)；a4)對每個(gè)i，通過執(zhí)行步驟a3)來形成具有ai個(gè)comb碼元子樹和總共N個(gè)子載波的復(fù)合樹；以及a5)從復(fù)合樹的一個(gè)子樹上選擇大小適合移動站請求傳輸速率的comb碼元，并將所述comb碼元分配給移動站，并通過不將與在所選擇子樹中comb碼元子節(jié)點(diǎn)對應(yīng)的comb碼元收集到該移動站所屬小區(qū)中的其它移動站，直到從分配中釋放出具有適當(dāng)大小的comb碼元為止，以防止comb碼元之間的沖突。其中由多個(gè)子樹形成的復(fù)合樹的comb碼元被重新定義為 其中st是子樹索引；Kst表示子樹的開始頻率索引；p＝0，1，...，(Nst/Nc)-1，Nst是子樹的子載波的數(shù)量；以及q＝0，1，2，...，Nc-1。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中，在步驟a5)中，從復(fù)合樹的子樹中未分配comb碼元的子樹中，最好選擇大小適合移動站請求傳輸速率的comb碼元。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其中步驟a)包括步驟a6)將存在于全部可用頻帶上的N個(gè)子載波分成M個(gè)子帶；a7)形成由1到2n′個(gè)子載波組成的comb碼元子樹T2i，其中，具有2n′個(gè)子載波的comb碼元X1，0是根節(jié)點(diǎn)，而具有2n′-a個(gè)子載波且具有頻率偏移量b的comb碼元X2a，b包括作為子節(jié)點(diǎn)的X2a-1，b和X2a-1，b+2a，每個(gè)具有2n′-a-1個(gè)子載波且分別具有頻率偏移量b和b+2a，而具有一個(gè)子載波的comb碼元是末節(jié)點(diǎn)；a8)對于每個(gè)子帶，通過執(zhí)行步驟a7)來形成具有M個(gè)comb碼元子樹和總共N個(gè)子載波的復(fù)合樹；以及a9)從復(fù)合樹的一個(gè)子樹上選擇大小適合移動站請求傳輸速率的comb碼元，并將所述comb碼元分配給移動站，并通過不將與在所選擇子樹中具有適當(dāng)大小的comb碼元的子節(jié)點(diǎn)對應(yīng)的comb碼元分配給該移動站所屬小區(qū)中的其它移動站，直到從分配中釋放出具有適當(dāng)大小的comb碼元為止，以防止comb碼元之間的沖突。其中由M個(gè)子樹形成的復(fù)合樹的comb碼元被重新定義為 其中st表示子樹索引；Kst表示子樹的開始頻率索引；p＝0，1，...，(Nst/Nc)-1，Nst是子樹的子載波的數(shù)量；以及q＝0，1，2，...，Nc-1。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其中，在步驟b)中，基于分配給移動站的comb碼元所屬的子樹，對comb碼元執(zhí)行跳頻。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在步驟b)中，根據(jù)作為跳頻模式并表示如下的頻率指示器函數(shù)Ya，b(k；l)，對分配給小區(qū)中移動站的comb碼元Xa，b(k)執(zhí)行跳頻Ya，b(k；l)＝Xa，b((k+P(l))modN)其中，P(l)(0≤P(l)≤N)是時(shí)隙l中小區(qū)內(nèi)的comb碼元的跳頻模式；以及N表示子載波的全部數(shù)量。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻到具有大小相同但不同頻率偏移量的comb碼元。
11.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻，以使所有的comb碼元隨機(jī)地具有跳頻模式。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻，以便給相同小區(qū)內(nèi)所有移動站提供相同的跳頻模式。
13.如權(quán)利要求12的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻，以使不同小區(qū)間的移動站能有不同的跳頻模式。
14.如權(quán)利要求12所述的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻，以便小區(qū)之間具有不同的跳頻間隔。
15.如權(quán)利要求12所述的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻，以使跳頻的方向能根據(jù)每個(gè)小區(qū)而不同。
16.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，如果當(dāng)接到移動站的請求而另外分配comb碼元，那么就另外分配由子載波組形成的comb碼元，這些子載波組與當(dāng)前分配的comb碼元的子載波組相鄰。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，如果另外的comb碼元由從這樣子載波組中選擇的子載波組組成，這些子載波組每個(gè)與構(gòu)成當(dāng)前分配的comb碼元的子載波組大小相同。
18.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，在步驟b)中，另外分配的comb碼元在子載波組中執(zhí)行跳頻，這些子載波組每個(gè)與構(gòu)成當(dāng)前分配的comb碼元的子載波組大小相同。
19.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，在步驟b)中，通過利用構(gòu)成所分配comb碼元的子載波組總和作為跳頻的最小單位，對由子載波組組成的comb碼元進(jìn)行跳頻，所述子載波組對應(yīng)于從下式獲得的數(shù)量G＝(gn+P(l)×i)modNc其中，G表示在時(shí)隙l中的組數(shù)；P(l)表示跳頻模式函數(shù)；i表示所分配組的數(shù)量；以及gn表示在初始時(shí)隙中的組數(shù)，以及其中，當(dāng)另外分配comb碼元時(shí)，子載波組的總和與構(gòu)成初始分配的comb碼元和另外分配的comb碼元的所有子載波組的總和相同。
20.如權(quán)利要求16所述的方法，其中，在步驟b)中，構(gòu)成初始分配的comb碼元的子載波組被用作跳頻的最小單位，并且所分配的comb碼元執(zhí)行跳頻。
21.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，在步驟c)中，基于頻域消去(DIF)算法執(zhí)行快速逆傅立葉變換，并且，步驟c)包括步驟c1)通過順序地將快速傅立葉變換(FFT)單元的輸入地址映射到頻率索引k，來輸入頻域信號X(k)。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其中步驟c)還包括步驟c2)如果0被輸入到形成IFFT單元的所有蝶型的輸入端，則不執(zhí)行蝶型計(jì)算。
23.如權(quán)利要求1所述的方法，其中基于時(shí)域消去(DIT)算法執(zhí)行IFFT，并且步驟c)包括步驟c3)通過將IFFT單元輸入地址的反位值映射到頻率索引k，來輸入頻域信號X(k)。
24.如權(quán)利要求23所述的方法，其中步驟c)還包括步驟c4)如果0被輸入到形成IFFT單元的所有蝶型的輸入端，則不執(zhí)行蝶型計(jì)算。
25.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括步驟d)接收與步驟c)中發(fā)送的comb碼元對應(yīng)的時(shí)域信號y(n)；e)將時(shí)域信號y(n)恢復(fù)為初始建立的頻率偏移量；以及f)通過對要轉(zhuǎn)換成頻域信號Y(k)的時(shí)域信號y(n)執(zhí)行FFT，來解調(diào)調(diào)制的數(shù)據(jù)序列，k是頻率索引。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其中基于步驟f)中的DIF算法執(zhí)行FFT，且步驟f)包括步驟f1)通過將FFT單元的輸出地址的反位值映射到頻率索引k，來輸出頻域信號Y(k)。
27.如權(quán)利要求26所述的方法，其中步驟f)還包括步驟f2)根據(jù)從FFT單元輸出的頻域信號Y(k)，控制蝶型，F(xiàn)FT單元的一部分，以執(zhí)行或不執(zhí)行計(jì)算。
28.如權(quán)利要求25所述的方法，其中，在步驟f)中，基于DIT算法來執(zhí)行FFT，并且步驟f)包括步驟f3)通過順序地映射FFT單元的輸出地址和頻率索引k，來輸出頻域信號Y(k)。
29.如權(quán)利要求28所述的方法，其中步驟f)包括步驟f4)根據(jù)從FFT單元輸出的頻域信號Y(k)，控制蝶型，一部分FFT單元的一部分，以執(zhí)行或不執(zhí)行計(jì)算。
30.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，數(shù)據(jù)序列與導(dǎo)頻信號或控制信號對應(yīng)。
31.如權(quán)利要求30所述的方法，其中，在步驟b)中，comb碼元執(zhí)行跳頻以維持包括0的預(yù)定頻率偏移量。
32.如權(quán)利要求31的方法，其中，在步驟a)中，最高優(yōu)先順序給予包括來自IFFT單元的輸入地址和FFT單元的輸出地址的0地址的子載波組，并且，下一優(yōu)先順序給予鄰近這些具有優(yōu)先順序的子載波組的子載波組，并且根據(jù)優(yōu)先順序，將comb碼元分配給導(dǎo)頻信號或控制信號。
全文摘要
本發(fā)明涉及使用comb模式碼元提供跳頻OFDMA的方法，所述方法包括步驟a)將comb模式(comb碼元)的頻域信號X(k)(k是頻率索引)分配給調(diào)制的數(shù)據(jù)序列，所述comb碼元包括以預(yù)定間隔放置在全部可用頻帶中的預(yù)定數(shù)量的子載波(子載波組)；b)使comb碼元跳過comb碼元以具有獨(dú)立頻率偏移量；以及c)將comb碼元通過快速逆傅立葉變換成時(shí)域信號x(n)(n是時(shí)間索引)，并發(fā)射所述信號。
文檔編號H04L1/00GK1723647SQ02830111
公開日2006年1月18日 申請日期2002年11月26日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月26日
發(fā)明者張慶熙, 金光淳, 趙鏞洙, 河皙元 申請人:韓國電子通信研究院, 中央大學(xué)校