專利名稱：一種載頻同步的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信系統(tǒng)，尤其涉及數(shù)字通信系統(tǒng)的載頻同步方法及實(shí)施該方法的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。
背景技術(shù)：
傳統(tǒng)的用于載頻同步的方法有基于PN(pseudo noise，偽噪聲)的方法，基于導(dǎo)頻信號(hào)的方法，基于前綴的方法等。而基于PN的方法必須要使接收信號(hào)與本地PN序列相關(guān)，并用差分法計(jì)算頻率偏移。這樣做非常復(fù)雜，而且用差分法計(jì)算不是很精確。傳統(tǒng)的用于載頻同步的裝置有一個(gè)匹配濾波器，使接收信號(hào)與本地已知序列相關(guān)。傳統(tǒng)的匹配濾波器具有FIR結(jié)構(gòu)，這個(gè)FIR結(jié)構(gòu)的分接頭數(shù)與PN序列的長(zhǎng)度相同。傳統(tǒng)的匹配濾波器在Z域內(nèi)的系統(tǒng)函數(shù)用H(z)=Σi=0N-1cN-1-i·z-i]]>表示。對(duì)于長(zhǎng)PN序列來說，用傳統(tǒng)的匹配濾波器計(jì)算復(fù)雜度太高，因?yàn)槊總€(gè)抽樣值都需要N次的乘和加，對(duì)硬件設(shè)備來說就難以執(zhí)行。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為了解決上述問題，其目的在于提出了一種新的數(shù)字通信系統(tǒng)中載頻同步的方法和實(shí)施該方法的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)，該方法計(jì)算簡(jiǎn)單，能簡(jiǎn)化接收機(jī)中匹配濾波器的結(jié)構(gòu)，同步精度高。本發(fā)明在發(fā)送端的發(fā)送信號(hào)中產(chǎn)生特定的PN序列進(jìn)行發(fā)送。在接收端通過變換后，輸入匹配濾波器。當(dāng)匹配的峰值出現(xiàn)時(shí)，它就輸出若干包含頻率偏移信息的復(fù)數(shù)信號(hào)。然后，以最大似然方法為基礎(chǔ)，采用Chirp-Z變換和二次插值方法計(jì)算頻率偏移 利用該頻率偏移 去控制高頻振蕩器，使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，達(dá)到載頻同步本發(fā)明的數(shù)字通信系統(tǒng)中載頻同步的方法，其特征在于，包含以下步驟1)在發(fā)送端，每隔一段數(shù)字調(diào)制后的通信信號(hào)插入特定的PN序列并加以發(fā)送，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘；
2)在接收端，對(duì)下變頻后含有所述特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波，輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，其中P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度；3)通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將所述P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并從中找到最大幅值的粗略位置Ω0；4)利用Chirp-Z變換在Ω0-1到Ω0+1的范圍內(nèi)更加精確地搜尋頻譜，找到位置增量信息Ω1；5)對(duì)位置增量信息Ω1進(jìn)行二次插值找到最大幅值精確位置的位置增量 6)利用公式f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>算出頻率偏移，其中，fs為PN序列的碼片速率，M為對(duì)Ω0-1到Ω0+1的范圍進(jìn)行搜尋所劃分的段數(shù)，P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度，K對(duì)應(yīng)上述子序列u的長(zhǎng)度；7)用該頻率偏移 控制受控振蕩器使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，以達(dá)到頻率同步。
本發(fā)明的數(shù)字通信系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)，包含對(duì)通信信號(hào)進(jìn)行數(shù)字調(diào)制的數(shù)字調(diào)制器和對(duì)調(diào)制后的通信信號(hào)進(jìn)行發(fā)送的無線前端，其特征在于，所述發(fā)射機(jī)還包含產(chǎn)生特定PN序列的PN序列產(chǎn)生裝置，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘；連接在所述數(shù)字調(diào)制器與所述無線前端之間、每隔一段調(diào)制后的通信信號(hào)插入所述特定PN序列C的復(fù)接裝置。
本發(fā)明的數(shù)字通信系統(tǒng)中的接收機(jī)，包含對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行下變頻的下變頻器，對(duì)變頻后的信號(hào)進(jìn)行定時(shí)同步的定時(shí)同步器，產(chǎn)生高頻振蕩供所述下變頻器變頻用的高頻振蕩器，其特征在于，還包含對(duì)下變頻后含有特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波的匹配濾波器，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘，所述匹配濾波器輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，其中P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度；通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將所述P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并找到最大幅值粗略位置Ω0的最大幅值粗略位置計(jì)算裝置；利用Chirp-Z變換在Ω0-1到Ω0+1的范圍內(nèi)更加精確地搜尋頻譜、找到位置增量信息Ω1的位置增量信息計(jì)算裝置；對(duì)位置增量信息Ω1進(jìn)行二次插值找到最大幅值精確位置的位置增量Ω的精確位置增量計(jì)算裝置；利用公式f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>算出頻率偏移 的頻率偏移計(jì)算裝置，其中，fs為PN序列的碼片速率，M為對(duì)Ω0-1到Ω0+1的范圍進(jìn)行搜尋所劃分的段數(shù)，P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度，K對(duì)應(yīng)上述子序列u的長(zhǎng)度，所述頻率偏移計(jì)算裝置輸出該頻率偏移 控制高頻振蕩器使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，以達(dá)到頻率同步。
按照本發(fā)明的方法，使計(jì)算頻率偏移變得簡(jiǎn)單、精確，而且非常實(shí)用。本發(fā)明的匹配濾波器與傳統(tǒng)的匹配濾波器相比，能減少88％的乘法單元，能更有效的完成時(shí)間同步和信道估算的任務(wù)。本發(fā)明的匹配濾波器由兩個(gè)級(jí)聯(lián)的匹配濾波器組成，與傳統(tǒng)的匹配濾波器相比，這種匹配濾波器的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化了很多。


圖1示出本發(fā)明一實(shí)施例發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的部分結(jié)構(gòu)原理圖；圖2示出本發(fā)明一實(shí)施例匹配濾波器的結(jié)構(gòu)原理圖；圖3示出在AWGN信道中本發(fā)明方法與差分法的仿真效果比較曲線；圖4示出在多徑衰落信道中本發(fā)明方法與差分法的仿真效果比較曲線。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖所示實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說明。
參見圖1，圖1虛線上半部分示出一通信裝置中發(fā)射機(jī)的部分結(jié)構(gòu)原理圖。本發(fā)明的發(fā)射機(jī)在作為已有技術(shù)部分的數(shù)字調(diào)制器1和無線前端2之間插入了本發(fā)明改進(jìn)部分PN序列產(chǎn)生裝置3和復(fù)接裝置4。發(fā)射機(jī)的其余部分屬已有技術(shù)，這里不再圖示并省略其說明。
圖1虛線下半部分示出另一通信裝置(即通信對(duì)端的通信裝置)中接收機(jī)的部分結(jié)構(gòu)原理圖。其中，定時(shí)同步器5，下變頻器6，高頻振蕩器13和環(huán)路濾波器12屬已有技術(shù)，而匹配濾波器7，最大幅值粗略位置計(jì)算裝置8，位置增量信息計(jì)算裝置9，精確位置增量計(jì)算裝置10和頻率偏移計(jì)算裝置11屬本發(fā)明的改進(jìn)部分。接收機(jī)的其余部分屬已有技術(shù)，與本發(fā)明的改進(jìn)部分不直接關(guān)聯(lián)，因而未圖示，并省略其說明。
本發(fā)明的頻率同步方法，首先在發(fā)射機(jī)產(chǎn)生特定的PN序列，每隔一段數(shù)字調(diào)制后的通信信號(hào)插入該特定的PN序列并加以發(fā)送。該P(yáng)N序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘。
對(duì)這種PN序列而言，在寬帶碼分多址(WCDMA)內(nèi)的主同步碼(PSC)是一個(gè)具體例子。在該具體例中，取R＝1+j，PSC碼的兩個(gè)PN子序列是u＝(1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1)和v＝(1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，1，1)，若將v的具體數(shù)據(jù)代入C，則PSC碼能被表示為C＝(1+j)(vu)＝(1+j)(u，u，u，-u，-u，u，-u，-u，u，u，u，-u，u，-u，u，u)，其長(zhǎng)度為256。
若采用已有技術(shù)同步裝置中的匹配濾波器，使接收信號(hào)與當(dāng)?shù)匾阎蛄邢嚓P(guān)，傳統(tǒng)的匹配濾波器具有FIR結(jié)構(gòu)，這個(gè)FIR結(jié)構(gòu)的分接頭數(shù)與PN序列的長(zhǎng)度相同。傳統(tǒng)的匹配濾波器的輸出yk=Σi=0N-1rk-i·cN-i,]]>這里的yk是在時(shí)間k的值，cl是分接頭l的值，分接頭值的序列等于發(fā)送PN序列C的共軛。在Z域內(nèi)的系統(tǒng)函數(shù)用H(z)=Σi=0N-1cN-1-i·z-i]]>表示。對(duì)長(zhǎng)PN序列來說，用傳統(tǒng)的匹配濾波器復(fù)雜度太高，因?yàn)槊總€(gè)抽樣值都需要N次的乘和加，對(duì)硬件設(shè)備來說就難以執(zhí)行。
然而在本發(fā)明中，對(duì)這種PN序列，匹配濾波器的結(jié)構(gòu)就能簡(jiǎn)化很多。這里我們定義N為C的長(zhǎng)，兩個(gè)PN子序列u和v分別為長(zhǎng)度K和P(N＝K×P)，ui和vi分別表示第i個(gè)u和第i個(gè)v。在Z域內(nèi)的匹配濾波器的系統(tǒng)函數(shù)根據(jù)PN結(jié)構(gòu)被推斷出如下H(z)=Σi=0N-1cN-1-i·z-i=Σi=0K-1cN-1-i·z-i+Σi=K2K-1cN-1-i·z-i+Σi=2K3K-1cN-1-i·z-i+···+Σi=(P-1)KP×K-1cN-1-i·z-i]]>=vP-1Σi=0K-1uK-1-i·z-i+vP-2Σi=K2K-1uK-1-i·z-i+vP-3Σi=2K3k-1uK-1-i·z-i+···+v0Σi=(P-1)KP×K-1uK-1-i·z-i]]>=vP-1z0Σi=0K-1uK-i·z-i+vP-2·z-KΣi=0K-1uK-i·z-i+vP-3·z2KΣi=0K-1uK-i·z-i+···+v0·zK-1Σi=0K-1uK-i·z-i]]>
=(vP-1·z0+vP-2·z-K+vP-3·z2K+···+v0·z(P-1)K)·Σi=0K-1uK-i·z-i=Σi=0K-1uK-1-i·z-i·Σi=0P-1vP-1-i·z-i·K]]>=Hu(z)Hv(zK)---(1)]]>方程式(1)證明傳統(tǒng)匹配濾波器能被分成兩個(gè)級(jí)聯(lián)的匹配濾波器，并分別與短的PN子序列相關(guān)，這個(gè)變換式能將分接頭數(shù)從N減少到K+P，因而，省略了乘法單元，例如，從256個(gè)減少到32個(gè)，當(dāng)N＝256，K＝P＝16時(shí)，改進(jìn)的匹配濾波器的結(jié)構(gòu)如圖2所示。
在圖2中，當(dāng)匹配濾波器與接收信號(hào)相關(guān)時(shí)，具體來說，與接收機(jī)下變頻器輸出的信號(hào)相關(guān)時(shí)，包含頻率偏移信息的P個(gè)復(fù)數(shù)據(jù)d0，...，dP-1將被算出。在下面部分，頻率偏移將從這些數(shù)據(jù)中計(jì)算出來。另外該匹配濾波器的峰值輸出被用作接收機(jī)中定時(shí)同步器的定時(shí)同步信號(hào)。
在傳統(tǒng)的解決方案中，差分法常被用來計(jì)算這些頻率偏移 這個(gè)檢測(cè)量由V=Σl=0P-2dl·dl+1*]]>給出， 由V的相位計(jì)算出來。
在本發(fā)明的方案中，頻率估算通過近似ML估算，用來獲得比差分法更高的精度，這個(gè)近似似然函數(shù)能被定義為Γ(fk)=|Σl=0NFFTdl·e-j2π·l·fk·K/fs|---(2)]]>在式(2)中的似然性函數(shù)能用離散估計(jì)的快速傅立葉變換FFT計(jì)算，定義NFFT為FFT的長(zhǎng)，NFFT應(yīng)該比P大(其他的數(shù)據(jù)能被零填充)。
y=(y0,y1,···,yNFFT-1)=DFT(d0,d1,···,dP-1,0,0,···0)----(3)]]>最大幅值的粗略位置的檢測(cè)量Ω0由Ω0=argmaxj|yj|]]>得出勤(4)而頻率偏移能由f^e=fs·(Ω0-NFFT/2)K-NFFT---(5)]]>
計(jì)算，頻率分辨率Δfe＝fs/(K·NFFT)。其中，fs為PN序列的碼片速率。
由(3)(4)(5)式，我們知道大NFFT的使用是為了增加精確度，然而，它也將增加設(shè)備的復(fù)雜性。為了能簡(jiǎn)單且更加精確，我們用Chirp-Z變換式和二次插值方法，在頻譜中精確尋找最大點(diǎn)，分兩個(gè)步驟進(jìn)行先用短N(yùn)FFT找到這個(gè)最大幅值的粗略位置點(diǎn)，再集中圍繞該點(diǎn)搜尋以便獲得更高精度的最大幅值位置點(diǎn)。所建議的方案降低了計(jì)算的復(fù)雜度，同時(shí)保持精確性。通過Chirp-Z變換和二次插值尋找最大幅值的精確位置的過程如下在Ω0-1到Ω0+1的小范圍內(nèi)進(jìn)行Chirp-Z變換，這里我們把這個(gè)范圍分成2M部分設(shè)L＝2m＞P+2M，W=ej2πN·M,]]>得到序列 H(k)＝FFT[hL(n)]，0≤k≤L-1 (7) Y(k)＝FFT[y(n)]，0≤k≤L-1(9)V(n)＝IFFT[Y(k)·H(k)]，0≤n≤L-1 (10)X(k)=V(k)·Wk2/2,0≤k≤2M-1---(11)]]>位置增量信息Ω1=argmaxk|X(k)|,]]>0≤k≤2M-1 (12)二次插值Ω^=Ω1+[3·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+|X(Ω1+1)|2·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+2·|X(Ω1+1)|-1]---(13)]]>從式(13)獲得最大幅值的精確位置增量 根據(jù)最大幅值的精確位置 計(jì)算頻率偏移f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>從式(13)，二次插值被用來獲得更精確的計(jì)算。這個(gè)被提議的方法比直接使用長(zhǎng)FFT長(zhǎng)度的傳統(tǒng)方法有更低的復(fù)雜度。例如，當(dāng)P＝32，K＝16和Ns＝1024，為得到0.0625的精確值，直接FFT必須選NFFT＝1024，該處理需要NFFT·log2(NFFT)/2＝5120次復(fù)數(shù)相乘(20480次實(shí)數(shù)相乘)和NFFT·log2(NFFT)＝10240次復(fù)數(shù)相加(20480次實(shí)數(shù)相加)。采用本發(fā)明的方法，必須選M＝32，L＝128，這個(gè)結(jié)果在(6)和(7)能被預(yù)先計(jì)算出來。在式(8)內(nèi)相應(yīng)的復(fù)雜性是32次相乘，在式(9)中448次復(fù)數(shù)相乘和896次復(fù)數(shù)相加，在式(10)中128次相乘，448次復(fù)數(shù)相乘和896次復(fù)數(shù)相加，同時(shí)，在式(11)32次相乘。總復(fù)雜度是3776次實(shí)數(shù)相乘和3548次實(shí)數(shù)相加，比傳統(tǒng)的方法小很多。
根據(jù)以上具體例的描述，本發(fā)明的數(shù)字通信系統(tǒng)中載頻同步的方法包含以下步驟1)在發(fā)送端，每隔一段數(shù)字調(diào)制后的通信信號(hào)插入特定的PN序列并加以發(fā)送，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘；2)在接收端，對(duì)下變頻后含有特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波，輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，其中P對(duì)應(yīng)子序列v的長(zhǎng)度；3)通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并從中找到最大幅值的粗略位置Ω0；4)利用Chirp-Z變換在Ω0-1到Ω0+1的范圍內(nèi)更加精確地搜尋頻譜，找到位置增量信息Ω1；5)對(duì)位置增量信息Ω1進(jìn)行二次插值找到最大幅值精確位置的位置增量 6)利用公式f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>算出頻率偏移，其中，Q為由不同系統(tǒng)確定的參數(shù)，M為對(duì)Ω0-1到Ω0+1的范圍進(jìn)行搜尋所劃分的段數(shù)，P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度，K對(duì)應(yīng)上述子序列u的長(zhǎng)度；7)用該頻率偏移 控制高頻振蕩器使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，以達(dá)到頻率同步。
下面描述實(shí)施上述本發(fā)明載頻同步方法的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。
參見圖1上半部分，數(shù)字通信系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)，包含對(duì)通信信號(hào)進(jìn)行數(shù)字調(diào)制的數(shù)字調(diào)制器1和對(duì)調(diào)制后的通信信號(hào)進(jìn)行發(fā)送的無線前端2，該發(fā)射機(jī)還包含產(chǎn)生特定PN序列的PN序列產(chǎn)生裝置3，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘；連接在數(shù)字調(diào)制器1與無線前端2之間每隔一段調(diào)制后的通信信號(hào)插入特定PN序列C的復(fù)接裝置4。
在一實(shí)施中數(shù)字通信系統(tǒng)可采用正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)，數(shù)字調(diào)制器1采用正交頻分復(fù)用調(diào)制器。
參見圖1下半部分，數(shù)字通信系統(tǒng)中的接收機(jī)，包含對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行下變頻的下變頻器6，對(duì)變頻后的信號(hào)進(jìn)行定時(shí)同步的定時(shí)同步器5，產(chǎn)生高頻振蕩供所述下變頻器6變頻用的高頻振蕩器13，該接收機(jī)還包含對(duì)下變頻后含有特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波的匹配濾波器7，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘，匹配濾波器7輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，其中P對(duì)應(yīng)子序列v的長(zhǎng)度，在一實(shí)施例中取R＝1＝j(luò)；通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并找到最大幅值粗略位置Ω0的最大幅值粗略位置計(jì)算裝置8；利用Chirp-Z變換在Ω0-1到Ω0+1的范圍內(nèi)更加精確地搜尋頻譜、找到位置增量信息Ω1的位置增量信息計(jì)算裝置9；對(duì)位置增量信息Ω1進(jìn)行二次插值找到最大幅值精確位置的位置增量 的精確位置增量計(jì)算裝置10；利用公式f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>算出頻率偏移 的頻率偏移計(jì)算裝置11。其中，fs為PN序列的碼片速率，M為對(duì)Ω0-1到Ω0+1的范圍進(jìn)行搜尋所劃分的段數(shù)，P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度，K對(duì)應(yīng)上述子序列u的長(zhǎng)度，頻率偏移計(jì)算裝置11輸出該頻率偏移 控制高頻振蕩器13使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，以達(dá)到頻率同步。
在最大幅值粗略位置計(jì)算裝置8中，似然函數(shù)定義為Γ(fk)=|Σl=0NFFTdl·e-j2π·l·fk·K/fs|]]>能用離散估計(jì)的快速傅立葉變換計(jì)算該似然函數(shù)，得出所述P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)的頻域表示；
y=(y0,y1,···,yNFFT-1)=FFT(d0,d1,···dP-1,0,0,···0)]]>，其中，F(xiàn)FT為快速傅立葉變換，d0，d1，...dP-1為步驟2)中匹配濾波后輸出的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，F(xiàn)FT的長(zhǎng)度NFFT比P大，因而，其中NFFT-P位后的各位被零填充。
在最大幅值粗略位置計(jì)算裝置8中，取位置信息Ω=argmaxj|yj|,]]>從中找到最大幅值粗略位置Ω0。
將范圍Ω0-1到Ω0+1分成2M段，進(jìn)行Chirp-Z變換，獲得位置增量信息Ω1=argmaxk|X(k)|,]]>0≤k≤2M-1，X(k)是Chirp-Z變換產(chǎn)生的序列函數(shù)，其中，M是根據(jù)精度要求進(jìn)行設(shè)定的值。
精確位置增量計(jì)算裝置10中的二次插值公式為位置增量Ω^=Ω1+[3·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+|X(Ω1+1)|2·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+2·|X(Ω1+1)|-1],]]>其中，X(Ω0-1)、X(Ω1)、X(Ω1+1)、X(Ω1-1)、X(Ω1)和X(Ω1+1)是根據(jù)序列函數(shù)X(k)=V(k)·Wk2/2]]>算出的。
匹配濾波器7還輸出峰值信號(hào)作為定時(shí)同步信號(hào)，定時(shí)同步器5利用該定時(shí)同步信號(hào)對(duì)下變頻器6輸出的基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)同步。
在頻率偏移計(jì)算裝置11的輸出與高頻振蕩器13的輸入之間連接有對(duì)頻率偏移計(jì)算裝置11輸出的頻率偏移進(jìn)行環(huán)路濾波的環(huán)路濾波器12。
本發(fā)明不僅用于正交頻分復(fù)用通信(OFDM)系統(tǒng)和WCDMA系統(tǒng)，只要是使用這種PN序列做時(shí)域?qū)ьl符號(hào)的系統(tǒng)都可以使用本發(fā)明來進(jìn)行頻率同步。
下面說明本發(fā)明的技術(shù)效果。
這里取簡(jiǎn)化的城區(qū)無山信道模型，它是DAB(Digital Audio Broadcasting數(shù)字音頻廣播)推薦的一個(gè)測(cè)試模型(pr EN 50248)，用于計(jì)算下面的方程h(n)＝0.707δ(n+2)+δ(n)+0.707δ(n-3)+0.5δ(n-13)+0.4δ(n-19)+0.31625δ(n-44).(15)OFDM系統(tǒng)參數(shù)被設(shè)為OFDM符號(hào)抽樣值Ns＝1024(FFT長(zhǎng)度)，防護(hù)間隔(CP)是Ncp＝216，頭部插入的PN序列與WCDMA中的PSC碼相同，也就是說，兩個(gè)PN子序列的長(zhǎng)度都是16，即K＝P＝16。PN的長(zhǎng)度是K·P＝256。在多徑衰落通道中Chirp-Z變換的M個(gè)不同參數(shù)的性能用仿真方法進(jìn)行試驗(yàn)。
圖3表示在AWGN信道中具有不同M的本發(fā)明方法與差分法仿真試驗(yàn)測(cè)試的殘留頻差與信噪比的曲線圖，其中，不取累積，相對(duì)頻偏設(shè)定為1.3。
圖4表示在多徑衰落信道中具有不同M的本發(fā)明方法與差分法仿真試驗(yàn)測(cè)試的殘留頻差與信噪比的曲線圖，其中，不取累積，相對(duì)多普勒擴(kuò)展為0.2％。
在圖3，4中的結(jié)果都表明在AWGN和多徑環(huán)境中本發(fā)明的運(yùn)算法比差分法更加精確。
在該仿真中，K＝16是小的，但兩種運(yùn)算法則(差分法和本發(fā)明方法)用更大K將有更好的性能，因?yàn)橛酶蟮腒能抑制更大的雜波。累積能消除一些噪聲，但本模擬不取累積。同時(shí)我們用最大的峰值估算。如果在多徑環(huán)境中使用多個(gè)峰值，那么將獲得更好的特性。
以上結(jié)合實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的方法及裝置進(jìn)行了詳細(xì)說明，本領(lǐng)域中普通技術(shù)人員根據(jù)以上說明能對(duì)本發(fā)明作出種種變化和修改，因此，所描述的細(xì)節(jié)不應(yīng)當(dāng)構(gòu)成對(duì)本發(fā)明的限定。本發(fā)明應(yīng)以所附權(quán)利要求書加以限定。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中載頻同步的方法，其特征在于，包含以下步驟1)在發(fā)送端，每隔一段數(shù)字調(diào)制后的通信信號(hào)插入特定的PN序列并加以發(fā)送，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘積；2)在接收端，對(duì)下變頻后含有所述特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波，輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，其中P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度；3)通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將所述P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并從中找到最大幅值的粗略位置Ω0；4)利用Chirp-Z變換在Ω0-1到Ω0+1的范圍內(nèi)更加精確地搜尋頻譜，找到位置增量信息Ω1；5)對(duì)位置增量信息Ω1進(jìn)行二次插值找到最大幅值精確位置的位置增量 6)利用公式f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>算出頻率偏移，其中，fs為PN序列的碼片速率，M為對(duì)Ω0-1到Ω0+1的范圍進(jìn)行搜尋所劃分的段數(shù)，P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度，K對(duì)應(yīng)上述子序列u的長(zhǎng)度；7)用該頻率偏移 控制高頻振蕩器使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，以達(dá)到頻率同步。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其進(jìn)一步特征在于，在步驟3)中，似然函數(shù)定義為Γ(fk)=|Σl=0NFFTdl·e-j2π·l·fk·K/fs|]]>能用離散估計(jì)的快速傅立葉變換計(jì)算該似然函數(shù)，得出步驟2)中P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)的頻域表示y＝(y0，y1，…，yNFFT-1)＝FFT(d0，d1，…dP-1，0，0，…0)，其中，F(xiàn)FT為快速傅立葉變換，d0，d1，…dP-1為步驟2)中匹配濾波后輸出的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，F(xiàn)FT的長(zhǎng)度NFFT比P大，因而，其中NFFT-P位后的各位被零填充。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其進(jìn)一步特征在于，在步驟3)中，取位置信息Ω=argmaxj|yi|,]]>從中找到最大幅值的粗略位置Ω0。
4.如權(quán)利要求1或3所述的方法，其進(jìn)一步特征在于，在步驟4)，將范圍Ω0-1到Ω0+1分成2M段，進(jìn)行Chirp-Z變換，獲得位置增量信息Ω1=argmaxk|X(k)|,]]>0≤k≤2M-1，X(k)是Chirp-Z變換產(chǎn)生的序列函數(shù)，其中，M是根據(jù)精度要求進(jìn)行設(shè)定的值。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其進(jìn)一步特征在于，所述步驟5)的二次插值公式為最大幅值精確位置的位置增量Ω^=Ω1+[3·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+|X(Ω1+1)|2·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+2·|X(Ω1+1)|-1],]]>其中，X(Ω1-1)、X(Ω1)、X(Ω1+1)、X(Ω1-1)、X(Ω1)和X(Ω1+1)是根據(jù)序列函數(shù)X(k)=V(k)·Wk2/2]]>算出的。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，其中，R＝1+j。
7.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)，包含對(duì)通信信號(hào)進(jìn)行數(shù)字調(diào)制的數(shù)字調(diào)制器和對(duì)調(diào)制后的通信信號(hào)進(jìn)行發(fā)送的無線前端，其特征在于，所述發(fā)射機(jī)還包含產(chǎn)生特定PN序列的PN序列產(chǎn)生裝置，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘；連接在所述數(shù)字調(diào)制器與所述無線前端之間、每隔一段調(diào)制后的通信信號(hào)插入所述特定PN序列C的復(fù)接裝置。
8.如權(quán)利要求7所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于，其中，R＝1+j。
9.如權(quán)利要求7或8所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于，所述數(shù)字通信系統(tǒng)是正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)，所述數(shù)字調(diào)制器是正交頻分復(fù)用調(diào)制器。
10.一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的接收機(jī)，包含對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行下變頻的下變頻器，對(duì)變頻后的信號(hào)進(jìn)行定時(shí)同步的定時(shí)同步器，產(chǎn)生高頻振蕩供所述下變頻器變頻用的高頻振蕩器，其特征在于，還包含對(duì)下變頻后含有特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波的匹配濾波器，該特定PN序列C＝R(vu)，其中，R為常量，v、u為兩個(gè)PN子序列，為克羅內(nèi)克(Kronecker)乘，所述匹配濾波器輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，其中P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度；通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將所述P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并找到最大幅值粗略位置Ω0的最大幅值粗略位置計(jì)算裝置；利用Chirp-Z變換在Ω0-1到Ω0+1的范圍內(nèi)更加精確地搜尋頻譜、找到位置增量信息Ω1的位置增量信息計(jì)算裝置；對(duì)位置增量信息Ω1進(jìn)行二次插值找到最大幅值精確位置的位置增量 的精確位置增量計(jì)算裝置；利用公式f^e=fs·(Ω^+Ω0-M·P/2)K·M·P]]>算出頻率偏移 的頻率偏移計(jì)算裝置，其中，fs為PN序列的碼片速率，M為對(duì)Ω0-1到Ω0+1的范圍進(jìn)行搜尋所劃分的段數(shù)，P對(duì)應(yīng)上述子序列v的長(zhǎng)度，K對(duì)應(yīng)上述子序列u的長(zhǎng)度，所述頻率偏移計(jì)算裝置輸出該頻率偏移 控制高頻振蕩器使其振蕩頻率跟隨該頻率偏移 變化，以達(dá)到頻率同步。
11.如權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，在最大幅值粗略位置計(jì)算裝置中，似然函數(shù)定義為Γ(fk)=|Σl=0NFFTdl·e-j2π·l·fk·K/fs|]]>能用離散估計(jì)的快速傅立葉變換計(jì)算該似然函數(shù)，得出所述P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)的頻域表示y＝(y0，y1，…，yNFFT-1)＝FFT(d0，d1，…dP-1，0，0，…0)，其中，F(xiàn)FT為快速傅立葉變換，d0，d1，…dP-1為步驟2)中匹配濾波后輸出的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)，F(xiàn)FT的長(zhǎng)度NFFT比P大，因而，其中NFFT-P位后的各位被零填充。
12.如權(quán)利要求11所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，在最大幅值粗略位置計(jì)算裝置中，取位置信息Ω=argmaxj|yj|,]]>從中找到最大幅值粗略位置Ω0。
13.如權(quán)利要求12所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，在位置增量信息計(jì)算裝置中，將范圍Ω0-1到Ω0+1分成2M段，進(jìn)行Chirp-Z變換，獲得位置增量信息Ω1=argmaxk|X(k)|,]]>0≤k≤2M-1，X(k)是Chirp-Z變換產(chǎn)生的序列函數(shù)，其中，M是根據(jù)精度要求進(jìn)行設(shè)定的值。
14.如權(quán)利要求13所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，精確位置增量計(jì)算裝置中的二次插值公式為位置增量Ω^=Ω1+[3·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+|X(Ω1+1)|2·|X(Ω1-1)|-4·|X(Ω1)|+2·|X(Ω1+1)|-1],]]>其中，X(Ω1-1)、X(Ω1)、X(Ω1+1)、X(Ω1-1)、X(Ω1)和X(Ω1+1)是根據(jù)序列函數(shù)X(k)=V(k)·Wk2/2]]>算出的。
15.如權(quán)利要求1或14所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，其中，R＝1+j。
16.如權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，所述匹配濾波器還輸出峰值信號(hào)作為定時(shí)同步信號(hào)，所述定時(shí)同步器利用該定時(shí)同步信號(hào)對(duì)下變頻器輸出的基帶信號(hào)進(jìn)行定時(shí)同步。
17.如權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其進(jìn)一步特征在于，在所述頻率偏移計(jì)算裝置的輸出與所述高頻振蕩器的輸入之間連接有對(duì)所述頻率偏移計(jì)算裝置輸出的頻率偏移進(jìn)行環(huán)路濾波的環(huán)路濾波器。
全文摘要
一種數(shù)字通信系統(tǒng)中載頻同步方法及實(shí)施該方法的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)，主要包含以下步驟和相應(yīng)裝置在發(fā)送端每隔一段數(shù)字調(diào)制后的通信信號(hào)插入特定PN序列并加以發(fā)送，特定PN序列C＝R(vu)；在接收端對(duì)下變頻后含有特定PN序列的基帶信號(hào)進(jìn)行匹配濾波，輸出包含頻率偏移的P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)；通過似然函數(shù)利用快速傅立葉變換將P個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)變換到頻域并從中找到最大幅值的粗略位置Ω
文檔編號(hào)H04L7/04GK1520081SQ03115108
公開日2004年8月11日 申請(qǐng)日期2003年1月23日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月23日
發(fā)明者黎光潔, 宋鵬鵬 申請(qǐng)人:上海貝爾阿爾卡特股份有限公司