專利名稱：數(shù)字無線通信系統(tǒng)中信道估計的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及數(shù)字無線通信系統(tǒng)，特別涉及用于這種系統(tǒng)的接收機估計傳輸信道的方法和裝置，所述接收機中由多重天線接收數(shù)據(jù)。
最好，但非絕對，本發(fā)明涉及在使用有時隙傳輸技術的移動通信系統(tǒng)的基站的接收機對上行鏈信道的估計，這將在優(yōu)選實施例中描述。舉例說來，下文中將參考諸如時分多址(TDMA)或時分-同步碼分多址(TD-SCDMA)的有時隙系統(tǒng)。
背景技術：
在移動通信系統(tǒng)中，移動終端傳輸?shù)男盘栐诮?jīng)受例如因多路徑傳播而產(chǎn)生的失真之后被接收天線接收。為允許適當?shù)亟獯a，需要對信道的估計。在大多數(shù)現(xiàn)有的及未來的諸如GSM和UMTS的移動通信系統(tǒng)中，從在幀的特殊位置中出現(xiàn)的公知順序(training)碼元的序列來估計多路徑衰減信道。
在實質(zhì)上相反的方式中，估計的精確度取決于要被估計的信道參數(shù)的數(shù)量和順序序列的長度之間的比值。在這一方面，考慮到傳輸效率，第一個問題是順序序列應該相對較短。第二個問題在于，在現(xiàn)行的和下一代無線通信網(wǎng)絡中，在接收機中，特別是在基站中，使用了多重天線。天線的增加明顯導致信道參數(shù)的數(shù)量成比例地變大。此外，要被估計的參數(shù)的數(shù)量越多，估計的計算復雜性越高。因此在相對較短的順序序列和有限的計算能力的情況下，設計精確的信道估計技術的問題具有極大的重要性。
一般通過使用逐時隙方法解決在時間有時隙系統(tǒng)中估計上行鏈的問題。
通常為此目的而使用的技術公知為“最小二乘估計”(LSE)。這一技術基于對只依賴于系統(tǒng)特性而不依賴于信道特性的參數(shù)的數(shù)量的確定(具體說來，天線單元的數(shù)量和脈沖響應的時間支持的長度)。對于給定用戶的估計結(jié)果是M×W個元素的矩陣，其中M是天線單元的數(shù)量，而W是脈沖響應的時間支持的長度。然而，在這個矩陣中，大量樣本只代表噪聲，而這將對估計的精確度有負面影響。
原理上，可以通過對多個時隙平均而增加估計的精確度，這等價于考慮明顯長于標準規(guī)定的順序序列。由于白高斯噪聲的平均值為零，求平均得到噪聲功率的大幅降低。然而，這一選擇導致也對脈沖響應平均，從而其只在對終端的移動性的非常嚴格的假定的情況下，才具有良好的性能。所以，這一選擇甚至不能應付相對慢的衰減變異，而這是移動通信中最普通的狀態(tài)。
改善這一技術的精確度的另一種方法基于通過開發(fā)時空信道的所謂復雜性降低(RC)屬性來降低位置參數(shù)的數(shù)量。簡而言之，復雜性降低方法目的在于在信道矩陣中從對應于噪聲的樣本中區(qū)分出實際對應于有用信號的樣本。一旦識別了這些樣本，就可以以某種方式將其取消。
已出版了涉及復雜性降低濾波實現(xiàn)方法的不同文件。這種技術之一基于對可被系統(tǒng)區(qū)分出的信號的可能方向和到達瞬間的確定。例如在論文“Low-rank adaptive filters(低級自適應濾波器)”，P.Strobach，IEEETransactions on Signal Processing，Vol.44，No.12，pages 2032至2947，1996年12月；“Fast，Rank Adaptive Subspace Tracking and Applications(快速、級別自適應子空間跟蹤及應用)”，D.J.Rabideau，ibid.，Vol.44，No.9，pages 2229至2244；以及“Projection Approximation Subspace Tracking(投影近似子空間跟蹤)”，B.Yang，ibid.，Vol.43，No.1，pages 95至107中公開了該技術。然而這些文件在出現(xiàn)噪聲的情況下，只處理信號識別的一般問題，而沒有跡象表明其允許在有如移動通信信號的信道的快速隨時間改變的信道中應用所述算法。
在論文“Estimation of Multipath Parameters in Wireless Communication”，M.C.Vanderveen等，IEEE Transactions on Signal Processing Vol.46，No.12，pages 682至690，1998年3月，中公開了基于相同技術、并為移動通信系統(tǒng)而設計的解決方案。該公知解決方案，通過在信號功率波動時，考慮到在多時隙上，可以認為到達方向(DOA)和到達延遲(到達時間，TOA)是平穩(wěn)的，應用多時隙觀測。因此，根據(jù)該文獻，計算DOA和TOA，并用于對LSE估計的結(jié)果作時空濾波。確定DOA和TOA需要非常繁重的計算量，因此該現(xiàn)有技術也是不能令人滿意的。

發(fā)明內(nèi)容
考慮到這些，本發(fā)明的目的是提供一種估計數(shù)字無線通信系統(tǒng)(具體地說，移動通信系統(tǒng)的上行鏈信道)的傳輸信道的改進方法，該方法結(jié)合了多時隙觀測和復雜性降低方法，并且不需要繁重的計算量。
通過所附權(quán)利要求1至14中公開的方法實現(xiàn)本目的。
更具體地，根據(jù)本發(fā)明，提供了一種在估計窗期間利用信號所占據(jù)的空間和時間子空間的平穩(wěn)性(或慢的改變)，并在不需要實際計算單個DOA和TOA的情況下，提供LSE估計在每個子空間上的投影。
本發(fā)明的另一個目的是提供用于執(zhí)行該方法的裝置，如權(quán)利要求15至30所述。
本發(fā)明的另一個目的是提供在數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收機對數(shù)據(jù)進行解碼的方法，其中所述數(shù)字無線通信系統(tǒng)中，通過使用本發(fā)明的信道估計方法和裝置對數(shù)據(jù)進行解碼。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種接收機，用于一時隙無線通信系統(tǒng)，具體地說，用于移動通信系統(tǒng)的基站，所述接收機中包括本發(fā)明的用于信道估計的裝置。


下面將參考附圖詳細地描述本發(fā)明，其中圖1與圖1A是應用本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)的簡化圖；圖2A至2D是到達多重天線的數(shù)據(jù)和信道矩陣的圖形表示，用于展示本發(fā)明的效果；圖3是本發(fā)明的方法的流程圖；圖4是用于執(zhí)行本發(fā)明的設備的概括方框圖；圖5是圖4中所示設備的多幀處理單元的方框圖；以及圖6中記錄了通過所提出的技術實現(xiàn)的任意基本操作的無約束信道估計的效果的三維表示。
具體實施例方式
在詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例之前，簡短地公開采用本發(fā)明實施例的環(huán)境條件及其數(shù)學基礎。為了清晰，必要時，參考TD-SCDMA傳輸。
圖1展示在移動通信系統(tǒng)的一單元中從移動臺到基站的傳輸路徑。用帶有M個天線單元(圖中展示了四個)的多重天線A表示基站。假設在該單元中同時激活多個移動終端，圖中展示了其中兩個，M1和MK。因為在多重天線A和移動站M及散射體O之間存在長距離，所以應當確定所有天線以相同的到達角接收從終端或散射體產(chǎn)生的射線，如圖1A所示。
在TDMA系統(tǒng)的情況下，對每個激活終端，以有時隙的幀組織信號傳輸。將每個時隙劃分為保護周期、分配給要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的第一部分的第一周期、分配給用戶指定的用于信道估計的順序序列(中間碼)的周期、以及分配給剩余數(shù)據(jù)部分的第二數(shù)據(jù)周期。如果應用CDMA技術，終端信號與不同的正交代碼卷積，導致信號帶寬擴展，并且只要正交代碼可用，其就可以共享相同的時隙。每個天線單元從每個終端接收已經(jīng)多個路徑傳播的信號。一個所述路徑(對終端M1為實線，而對終端MK為短劃線)是直接路徑，而另一個(對終端M1為虛線，而對終端MK為點劃線)則是因為障礙物對無線電波在其傳播期間的散射而產(chǎn)生。圖中展示了兩個這種障礙物，標為O1、O2，并且簡單展示了其對信號簡單反射的效果。每個路徑由其到達方向或到達角、延遲、以及復振幅來表征。可以認為在由終端在其時隙中傳輸脈沖期間振幅是準靜態(tài)的，而角度和延遲的變化可以在取決于時間流動性較大的時間標度中模擬為準靜態(tài)。換句話說，可以跨越L個時隙的間隔中角度和延遲的變化分別低于接收機的角度和時間分辨率。本發(fā)明利用這一準靜態(tài)來提供精確估計方法，其不需要過大的計算量。
需要注意角分辨率取決于多重天線的孔徑，而時間分辨率由信號帶寬的倒數(shù)近似給出。
作為對該方法的數(shù)學表達的簡化假設，我們將首先考慮每隔L個時隙，角度和延遲改變?yōu)樾碌莫毩⒅?。舉例說來，對于幀間隔持續(xù)10ms的TD-SCDMA系統(tǒng)的上行鏈，在8個以半波長間隔的單元和距離基站500m的移動終端的情況下，設若移動終端的移動速度低于500Km/h，則可以認為角度和延遲在L＝40個時隙內(nèi)是靜態(tài)的。
下面說明，在每個天線單元，并對于每個用戶，經(jīng)受碼片(chip)匹配過濾并以碼片率(chip rate)采樣的第l個幀中的基帶接收信號可以用下述矢量模擬y(t;l)=Σix(i;l)h(t-iT;l)+n(t;l)----(1)]]>其中，-t指示幀的時隙內(nèi)的時間變量；-x(i；/)指示以1/T的速率傳輸?shù)膫鬏斝蛄?信息或順序數(shù)據(jù))第i個碼元，T是碼片周期；-矢量h(t；/)是從移動終端到天線單元的空時信道的脈沖響應；而-矢量n(t；/)既指示信道間干擾又指示背景噪聲，后者為時間不相關而空間相關。
如已說明，依照中間碼執(zhí)行信道估計(通過忽略接收信號的第一W-1樣本，用W指示脈沖響應的時間支持的長度，將受到與數(shù)據(jù)的碼元間干擾的影響)。因此，在M個單元的多重天線和長度為N+W-1的順序序列(從而有用長度為N)的情況下，可以用下述標準關系表達接收數(shù)據(jù)Y(l)＝H(l)X(l)+N(l)(2)其中Y(l)是具有M行和N列的矩陣，H(l)是M×W時空信道矩陣，X(l)是信道與順序序列(長度為N)的W×N卷積矩陣，而N(l)是噪聲矩陣。上面對H(l)和X(l)的大小的表示涉及單個用戶。噪聲N(l)為高斯、時間不相關但是空間相關，其協(xié)方差為E[n(iT；l)n((i+m)T；l)]＝Qδ(m) (3)其中δ是單位脈沖函數(shù)。
本領域一般技術人員知道，從關系式(2)出發(fā)，可以將對信道的無約束(滿秩)最大似然性估計和噪聲協(xié)方差矩陣(從多時隙觀測執(zhí)行)可以表達為Hu(l)=Ryx(l)Rxx-1----(4)]]>Qu=1NLΣl=1L(Ryy(l)-Ryx(l)Rxx-1RyxH(l))----(5)]]>其中，Ryx(l)、Ryy(l)、Rxx是樣本協(xié)方差矩陣，其定義如下Rxx＝X(l)X(l)H/N，Ryx(l)＝Y(jié)(l)X(l)H/N而Ryy(l)＝Y(jié)(l)Y(l)H/N。需要注意，假設了順序序列協(xié)方差矩陣Rxx與時隙獨立。
照常，上標“H”表示相關矩陣的共軛轉(zhuǎn)置?！盁o約束”或“滿秩”意味著有關矩陣具有完整的大小，即M×W?？紤]到Rxx＝X(l)X(l)H/N，Ryx(l)＝Y(jié)(l)X(l)H/N，而Ryy(l)＝Y(jié)(l)Y(l)H/N，也可以將關系式(4)、(5)寫為Hu(l)=Y(l)X(l)H[X(l)X(l)H]-1----(4′)]]>Qu=1NLΣl=1L[Y(l)-H(l)X(l)]·[Y(l)-H(l)X(l)]H----(5′)]]>這一指示更好地展示了對接收信號執(zhí)行的操作。
在多用戶方法中(K個用戶)，如果用戶順序序列相關，由于存在多路存取干擾(MAI)，不能將MLE問題的最優(yōu)解決方案減少為K分離優(yōu)化，從而必須考慮聯(lián)合估計技術。可以從書藉“Multiuser detection(多用戶檢測)”，S.Verdu’Cambridge University Press，1998，中提出的有關數(shù)據(jù)的方案中，得到一種可能的基于連續(xù)取消(cancellation)的次最優(yōu)解決方案。
在所考慮的L個連續(xù)脈沖串中，可以將信道模擬為P個路徑的結(jié)合(參見圖1)，其中每一個由延遲τ、角度α、以及說明衰減變化的幅度β來表征。因此，脈沖響應矢量h(t；/)可以寫為h(t;l)=Σp=1Pβp(l)a(αp)g(t-τp)----(6)]]>其中a(α)是對以角度α照射的平面波的多重天線向應，而g(t)是傳輸脈沖和接收機中的匹配濾波器的卷積。從而，時空信道矩陣H(l)可以寫為H(l)=Σp=1Pβp(l)a(αp)gT(τp)=AB(l)GT----(7)]]>其中，照常，上標“T”表示相關矩陣的轉(zhuǎn)置。
如前所述，在模型(6)中，可以假設角度和延遲是與時隙獨立的，即假設其在L個時隙內(nèi)的變化小于角-時分辨率。傳播信道是隨時間變量的，因此根據(jù)衰減處理，振幅與時隙有關，所述衰減處理在一定數(shù)量的時隙上或者甚至在時隙之間不相關。由于從多時隙測量的角度和延遲的明確估計是不可計算的，所以本發(fā)明提供了將角度和延遲的時隙不變性轉(zhuǎn)化為對應的空間和時間子空間的平穩(wěn)性。為此目的，首先，通過有關L個已處理的時隙的最小二乘估計(LSE)計算空間和時間子空間。然后，通過將LSE投影到子空間上來獲得改進的多時隙估計。
為了模擬子空間，應當考慮多時隙信道的空間和時間相關矩陣RS(L)=1LΣl=1LH(l)·H(l)H----(8)]]>RT(L)=1LΣl=1LH(l)H·H(l)----(9)]]>假設矩陣RS(L)、RT(L)的秩分別為rS(L)、rT(L)，對應于實際上在L時隙觀測期間區(qū)分出的DOA和TOA的信號。給定相關矩陣的列空間的正交基US和UT，信道矩陣可以用參數(shù)表示為H(l)=USΓ(l)UTH----(10)]]>其中，US和UT分別是M×rS(L)和W×rT(L)維矩陣，分別是包含準靜態(tài)或與時隙無關的信息(即與角度和延遲相關的信息)的矩陣，而T(l)包含有關振幅的信息，其因為衰減處理而與時隙有關。矩陣US和UT是產(chǎn)生維數(shù)為rS(L)≤rS和rT(L)≤rT的空間和時間子空間R{US}、R{UT}的矩陣，其中，rS、rT代表系統(tǒng)在L幀間隔內(nèi)可以分辨的路徑和延遲的數(shù)量。
應該理解，對于有限數(shù)量的時隙L，樣本相關矩陣(并從而US和UT)的結(jié)構(gòu)不再可以只歸因于角度-延遲模式。已衰減的振幅之間的相互作用可以使空間和時間子空間相互干擾，從而其維數(shù)小于分集數(shù)量級。
通過使用US、UT，關系式(2)可以重寫為Y(l)=USΓ(l)UTHX(l)+N(l)----(11)]]>熱噪聲的空間協(xié)方差矩陣和單元間干擾未知。假設在L時隙上，Q和順序序列Rxx的相關性都是常數(shù)。
為了精確地確定子空間，要考慮順序序列的噪聲相關性和不完全正交性。這通過空間和時間白噪聲化處理實現(xiàn)，其導致已白噪聲化的估計表達為H~u(l)=Qu-H/2Hu(l)RxxH/2----(12)]]>子空間確定要求從數(shù)據(jù)開始執(zhí)行的模型階估計(model order estimation)。模型階選擇要求發(fā)現(xiàn)在因為在參數(shù)化下而產(chǎn)生的失真和有限的順序序列長度的協(xié)方差之間的折衷，以最小化均方誤差。
可以采用如Rissanen最小描述長度(MDL)規(guī)范或Akaike信息規(guī)范(AIC)的技術。
如在(8)、(9)中，從已白噪聲化的無約束信道估計(12)估計出已白噪聲化的空間和時間相關矩陣R~S(L)=1LΣl=1LH~u(l)·H~u(l)H----(13)]]>R~T(L)=1LΣl=1LH~u(l)H·H~u(l).----(14)]]>然后使用引出 的本征向量的rS(L)，和引出 的本征向量的rT(L)，來根據(jù)下述表達式產(chǎn)生空間和時間投影算子 上標 表示相關矩陣的偽逆(子空間矩陣不是方矩陣，所以不可能有真逆)。
通過將所估計出的投影算子應用到已白噪聲化的無約束信道估計，接著對投影所得的矩陣進行反白噪聲化，信道矩陣的多時隙時空(MS-ST)估計(改進估計)如下表達H^(l)=QuH/2Π^SH~u(l)Π^TRxx-H/2.----(17)]]>總之，本方法存在于將已白噪聲化的LSE向按照相關矩陣的已估計的空間 (以及時間 )的第一個rS(L)(以及rT(L))的本征向量張開的空間和時間子空間的投影。投影“壓低”了空間/時間特性與實際信號不同的所接收到的脈沖串中的所有元素。非常重要的是要注意，沒有執(zhí)行對角度和延遲的明確確定，從而該方法減少了計算量。
需要注意的是，在時間分集度可以與信道的支持一樣大(時間階升至rT(L)≌W)的密集多路徑無線環(huán)境中，不能方便地忽略時間投影。相應地，對于大角度傳播和/或少量天線單元M(rS(L)≌M)，建議不使用空間投影。
然而，在移動通信系統(tǒng)中，rS(L)＜M，并且，特別是在寬帶系統(tǒng)中，rT(L)＜＜W，從而將LSE向兩個子空間都投影將是最多的情況。
對于高速移動的移動用戶，需要在時隙間隔上更新從順序序列獲得的估計。這可以通過基于確定碼元跟蹤快速改變的信道成分來執(zhí)行。文獻中已有基于例如線性回歸的用于對衰減振幅的跟蹤的自適應技術。參考多時隙技術，可以在無約束信道估計 上進行時隙內(nèi)跟蹤，然后在由(15)和(16)獲得的相同子空間 和 上計算投影。
前文中所公開的多時隙技術的實現(xiàn)方案(批量實現(xiàn)方案)暗示提供信道估計時有一定的等待時間(大約L/2時隙，因為平均值應該以要解碼的時隙為中心，從而可利用先前的和后續(xù)的L/2時隙)，并且就計算復雜性而言，可能有太多要求。此外，假設了必須對每個L個時隙計算角度和延遲。
有一種允許消除延遲并減輕計算量的可選實現(xiàn)方案(子空間跟蹤實現(xiàn)方案)，其存在于通過子空間跟蹤技術在逐個時隙基上對空間和時間子空間的更新中。這樣，允許角度和延遲連續(xù)變化(但是仍然要緩慢)，無疑這是更現(xiàn)實的環(huán)境。在子空間跟蹤期間，也進行模型階更新。
逐時隙更新甚至可以應用到對空間協(xié)方差矩陣的計算中，在前面的方法中，認為空間協(xié)方差矩陣在估計窗上為常數(shù)。
從下面的簡短解釋中，可以理解子空間、秩約化以及投影的概念，下面的解釋中只考慮空間子空間，但是可以等同地應用到時間子空間上。假設多重天線覆蓋D°的扇形區(qū)，并具有d°的分辨率，理論上，信號可以占據(jù)D/d維子空間，即可以區(qū)分D/d個DOA。然而，如果考慮L個時隙，信號以有限數(shù)量rS個角度到達，那么實際占據(jù)的子空間是rS維。此外，如果在L時隙觀測窗期間，檢測到對于rS個角中的一些，信號被嚴重地削弱，并且趨于混淆于噪聲中，那么只需要考慮rS(L)維子空間?，F(xiàn)在假設由矢量代表每個方向，根據(jù)幾何解釋繼續(xù)，有可能說明，如果在某個方向上沒有接收到信號成分，那么標識信號DOA的矢量的投影在標識不對應任何實際DOA的方向的矢量上為零分量。通過投影，實際上，即使不要求對其計算，也可以識別出非零成分。
換句話說，在沒有噪聲的理想情況下，M個天線單元上所接收到的只是來自rS個方向的成分的線性組合。當計算RS(L)時，將獲得M×M矩陣，但是實際上只有rS個空間成分源自該信號。噪聲導致認為存在有M個成分，但是M-rS個是噪聲分量。因此，考慮到只有rS個矢量標識實際的DOA，將LSE估計(其應該考慮所有D/d個可區(qū)分的方向)投影到空間子空間上。從而考慮矩陣M×rS(US)。
可以從圖2A至2D中理解本發(fā)明的效果。圖2A展示到達M個天線單元的W＝16個碼片的序列。假設碼片1至4、6至8、10至12，以及14至16只是噪聲，而剩余碼片包含信號和噪聲。由此，圖2B展示了LSE估計矩陣H(M＝8的情況)，灰格子代表噪聲。通過應用本發(fā)明的投影(見圖2C)，可以識別并忽略噪聲碼片。由此，圖2D展示了改進的多時隙估計矩陣。
圖6中記錄了通過所提出的技術實現(xiàn)的任意基本操作的無約束信道估計的效果的三維表示。
下面參考圖3，以第l個時隙為例，描述本方法。第一步101是最小二乘估計。該估計以公知方式進行，例如如論文“Low Cost Channel Estimation in theUplink receiver of CDMA Mobile Radio Systems(CDMA移動無線電系統(tǒng)的上行鏈接收機中的低成本信道估計)”，B.Steiner和P.W.Baier，F(xiàn)requenz，47(1993)，11-12，第292-298頁中所述。在計算了LSE之后，如果認為時隙是第一個(第一循環(huán))，則從最小二乘估計的留數(shù)計算(步驟102)噪聲協(xié)方差矩陣(參見關系式5′)。在后續(xù)循環(huán)中，通過例如更新Cholesky因子，執(zhí)行對先前計算的協(xié)方差矩陣的更新(步驟103)。Cholesky是矩陣領域中的公知概念，見例如書藉“Matrix computations(矩陣計算)”，G.H.Golub和C.E.Van Loan，John Hopkins University Press，第三版，1996。
同時，計算順序序列的時間相關性RxxH/2(步驟104)。
然后根據(jù)關系式(12)計算已白噪聲化的估計 這由乘法器105、106表示，向乘法器105、106饋送了最小二乘估計 和所計算出的或已更新的協(xié)方差矩陣，或者分別饋送相關性。需要注意的是，空間白噪聲化不需要散射體均勻地分布在多重天線覆蓋的扇形區(qū)中。此外，在大多數(shù)情況下，時間白噪聲化所提供的性能改善與計算量的增加相比是不合理的，所以一般可以不進行這一步驟。
一旦獲得了已白噪聲化的估計，可以確定空間和時間子空間(步驟108至110)。相關算法接收所輸入的已白噪聲化的估計 及其厄米(Hermitian)轉(zhuǎn)置。“(…)H”表示共軛轉(zhuǎn)置(步驟107)。
為了確定子空間，從數(shù)據(jù)開始進行初始模型階估計(步驟108)。其結(jié)果為單位矩陣IS(0)、IT(0)，其大小為rS(L)×rS(l)、rT(l)×rT(l)。單位矩陣使得可以確定空間和時間子空間矩陣的初始值US(0)=IS(0)0,UT(0)=IT(0)0.]]>對每個時隙進行子空間跟蹤(步驟109、110)。
通過對每個觀測結(jié)果以從最近一個到最前一個指數(shù)下降的因子加權(quán)，這里采用的跟蹤算法考慮了對先前L個時隙所做的觀測。跟蹤也需要更新子空間的秩，因此，rS，rT是l的函數(shù)而不再是L的函數(shù)?？梢酝ㄟ^本領域公知的任何算法(特別地，參見發(fā)明介紹中提到的D.J.Rabideau的論文)進行適應秩階的子空間跟蹤。
接下來，計算空間和時間投影算子(步驟111、112)，然后將無約束的已白噪聲化的估計投影到子空間上。乘法器113、114示意性地表示投影步驟。
最后，如果進行了白噪聲化，那么就對從投影得到的改進的多時隙估計進行反白噪聲化(著色)(乘法器115、116)。當然，這要求使用自相關矩陣的逆矩陣和噪聲協(xié)方差矩陣，在步驟117、118中“(…)-1”表示求逆。
從而最終獲得公式(17)的所要求的改進估計。
下面參考圖4和圖5的方框圖公開執(zhí)行該方法的裝置的可能實現(xiàn)。
圖4展示采用本發(fā)明的移動通信系統(tǒng)的基站接收機的簡化方框圖。
接收機具有連接到輸入塊BB的M個單元A1…AM的多重天線，輸入塊BB對所接收到的脈沖信號進行基帶轉(zhuǎn)換、匹配濾波、以碼片率采樣以及中間碼提取等全部操作。
塊BB的輸出與解碼器DE和信道估計器CE(被虛線框包圍)連接，信道估計器CE是本發(fā)明的主題，其在每一幀為每一用戶，向解碼器DE提供改進的多時隙信道估計。
在塊CE中，第一處理單元(相關器)LSE執(zhí)行對信道的多用戶無約束估計，單元NC計算和更新噪聲協(xié)方差矩陣。由塊BB向這兩個單元饋送接收信號Y，從所有用戶共享的存儲器SM向這兩個單元饋送有關順序序列及其相關性[參見關系式(4′)和(5′)]的必要信息。由于來自所有用戶的順序序列的不完全正交性，這兩個塊對所有這些序列進行操作。
塊LSE和NC的輸出與多個多幀處理器MP1、MP2、…、MPK連接，其中每個多幀處理器與K個激活用戶之一相關聯(lián)，如在該方法中所公開，通過將最小二乘估計投影到空間和時間子空間上來執(zhí)行對最小二乘估計的改進，并向解碼器DE提供有關各個用戶的改善了的信道估計。
圖5中公開了一般處理器MPk的結(jié)構(gòu)。
共同由塊WH展示的空間和時間白噪聲化濾波器分別從塊LSE和NC(圖4)接收最小二乘估計和噪聲協(xié)方差，從共享存儲器SM接收各個用戶的順序序列的相關性，并發(fā)出有關各個用戶的已白噪聲化的、無約束的信道估計。將已白噪聲化的估計發(fā)送到空間和時間子空間跟蹤器SS、TS，其逐時隙地確定并更新空間和時間子空間及其各自的秩。為了其操作，子空間跟蹤器SS、TS與指定給用戶的存儲器UM合作。
將由塊SS、TS計算的子空間矩陣饋送給塊SP、TP，塊SP、TP分別用于計算空間和時間投影算子IIS(k)、IIT(k)?？紤]到投影算子的定義，塊SP、TP包括用于計算偽逆矩陣 的處理單元和執(zhí)行乘法 處理單元。塊SP、TP的輸出與投影計算單元PR連接，投影計算單元PR接收已白噪聲化的無約束估計，并將其投影到子空間上，產(chǎn)生改進估計 然后在投影計算單元PR之后是空間和時間反白噪聲化濾波器DW，其接收已白噪聲化的改進估計，并對其進行白噪聲化濾波器WH對無約束估計所進行的逆處理。同樣，分別從共享存儲器SM和噪聲協(xié)方差計算單元NC(圖4)提供白噪聲化濾波器WH使用的逆矩陣Rxx(k)-H/2，QuH/2。
當然，本領域一般技術人員應該明白，信道估計CE也可以是基站收發(fā)信機的處理單元的一部分。
很明顯，上面給出的描述只是非限定性的例子，在本脫離本發(fā)明的范圍的情況下可以做各種改變和修飾。具體地說，即使前面的描述中的時隙已從時分傳輸(TDMA或TD-SCDMA)的幀中識別出，也可以無需改變地應用本發(fā)明作信道估計，其中，信道估計考慮對多個信號周期(例如OFDM)的觀測。對多個信號周期的估計使得本發(fā)明也可以應用于不采用時分技術的其它數(shù)字傳輸系統(tǒng)，例如基于頻分多址、多載波調(diào)制、正交頻分多路復用等的系統(tǒng)。
此外，盡管參考了順序序列，無論何時在所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的預定位置包含了導頻碼元，也可以應用本發(fā)明。
權(quán)利要求
1.在數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收機中估計快速改變的數(shù)據(jù)傳輸信道的方法，其中由一個或多個激活站(M1…MK)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)根據(jù)多路徑傳播到達多重天線(A，A1…AM)，該方法包括下述步驟-通過使用數(shù)據(jù)流中預定位置中包括的順序碼元，獲取無約束信道估計；以及-通過使用有關所接收到的數(shù)據(jù)的空間和時間結(jié)構(gòu)的參數(shù)，改進所述無約束估計，以減少估計中所包含的噪聲內(nèi)容，所述參數(shù)在包括多個連續(xù)觀測周期的觀測窗上為準靜態(tài)或緩慢改變，該方法的特征在于，所述改進步驟包括，對每個激活用戶-在每個觀測周期，從所述無約束估計中提取與所述準靜態(tài)或緩慢改變的參數(shù)相關聯(lián)的空間和時間子空間，在觀測周期中執(zhí)行的提取要考慮在大量先前觀測周期中提取的子空間；-從所述空間和時間子空間確定空間和時間投影算子，所述空間和時間投影算子用于將所述無約束估計投影到所述空間和時間子空間；以及-將所述無約束估計投影到至少一個所述空間和時間子空間，從而基于對所述大量觀測周期的觀測，產(chǎn)生改進的估計。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述投影步驟包括-當空間和時間分集度分別明顯低于天線單元數(shù)(M)和脈沖響應的時間支持長度(W)時，將所述無約束估計投影既投影到所述空間子空間，又投影到所述時間子空間；-當時間分集接近信道的時間支持長度(W)時，將所述無約束估計只投影到所述空間子空間上；-當空間分集接近于天線單元數(shù)(M)時，將所述無約束估計只投影到所述時間子空間上。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述無約束信道估計步驟包括多路存取干擾(MAI)取消。
4.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述子空間提取步驟包括在每個觀測周期實現(xiàn)的子空間跟蹤(子空間跟蹤實現(xiàn)方案)。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述子空間提取步驟包括每個子空間的秩階的確定，而所述子空間跟蹤也包括所述秩階的跟蹤。
6.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，在每個觀測窗進行所述子空間提取步驟。
7.如前述任何一個權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，其包括在所述子空間提取步驟之前對無約束估計的空間白噪聲化，和在所述投影步驟之后對已改進的估計的空間反白噪聲化。
8.如權(quán)利要求7參考權(quán)利要求4至6中任何一個時所述的方法，其特征在于，通過使用有關在每個觀測周期更新的順序碼元的空間協(xié)方差的信息，進行所述空間白噪聲化。
9.如權(quán)利要求7參考權(quán)利要求6時所述的方法，其特征在于，通過使用有關在所述觀測窗上求平均后的噪聲協(xié)方差的信息，進行所述空間白噪聲化。
10.如前述任何一個權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，其包括在所述子空間提取步驟之前對無約束估計的時間白噪聲化，和在所述投影步驟之后對已改進的估計的時間反白噪聲化。
11.如前述任何一個權(quán)利要求所述的方法，其中，根據(jù)時分多址技術將所述無線傳輸信道分配給多個用戶，其特征在于，所述觀測窗口跨越多個連續(xù)的幀，而每個觀測周期對應于幀中分配給用戶的時隙。
12.如權(quán)利要求1至11中任何一個所述的方法，其特征在于，通過時隙內(nèi)跟蹤算法更新所述無約束估計。
13.如權(quán)利要求1至11中任何一個所述的方法，其特征在于，每個觀測周期對應于分配給用于在接收機中解碼的數(shù)據(jù)碼元的周期。
14.如前述任何一個權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，所述信道是數(shù)字移動通信系統(tǒng)的上行鏈信道。
15.用于在數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收機中估計快速改變的數(shù)據(jù)傳輸信道的裝置，其中由一個或多個激活站(M1…MK)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)根據(jù)多路徑傳播到達所述接收機的多重天線(A，A1…AM)，該裝置(CE)包括-相關裝置(LSE)，用于通過使用每個站(M1…MK)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中預定位置中包括的順序碼元，確定無約束信道估計；以及-改進裝置(MP1…MPK)，用于通過使用有關所接收到的數(shù)據(jù)的空間和時間分集的參數(shù)，改進所述無約束估計，所述參數(shù)在包括多個連續(xù)觀測周期的觀測窗上為準靜態(tài)或緩慢改變；其特征在于，所述改進裝置(MP1…MPK)包括-第一和第二處理裝置(SS、TS)，用于接收所述無約束信道估計，并在每個觀測周期為每個激活用戶(M1…MK)，從中提取與所述準靜態(tài)或緩慢改變的參數(shù)相關聯(lián)的空間和時間子空間，第一和第二處理裝置(SS、TS)在觀測周期中執(zhí)行的提取要考慮在大量先前觀測周期中提取的子空間；-第三和第四處理裝置(SP、TP)，分別與所述第一和第二處理裝置(SS、TS)的下游連接，用于接收所述空間和時間子空間的矩陣表示，并從中為各個用戶計算空間和時間投影算子；-第五處理裝置(PR)，其輸入端與所述第三和第四處理裝置(SP、TP)以及所述相關裝置(LSE)的輸出端連接，用于計算所述無約束估計在至少一個所述子空間中的投影，并向接收機中的解碼裝置(DE)提供對每個用戶的改進的信道估計。
16.如權(quán)利要求15所述的裝置，其特征在于，所述第五處理裝置(PR)能夠-當空間和時間分集度分別明顯低于天線單元數(shù)(M)和脈沖響應的時間支持長度(W)時，將所述無約束估計投影既投影到所述空間子空間，又投影到所述時間子空間；-當時間分集度接近信道的時間支持長度(W)時，將所述無約束估計只投影到所述空間子空間上；-當空間分集度接近于天線單元(A1…AM)數(shù)(M)時，將所述無約束估計只投影到所述時間子空間上。
17.如權(quán)利要求15或16所述的裝置，其特征在于，將第一和第二處理裝置(SS、TS)設置為在每個觀測周期提取子空間，并通過考慮先前觀測周期的子空間提取結(jié)果更新該子空間。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，將第一和第二處理裝置(SS、TS)設置為，在第一觀測周期為了子空間提取，而計算各個子空間的秩階的初始值，并在更新所述子空間時更新該秩階。
19.如權(quán)利要求15或16所述的裝置，其特征在于，將所述第一和第二處理裝置(SS、TS)設置為在每個觀測窗提取子空間。
20.如權(quán)利要求14至18中任何一個所述的裝置，其特征在于，還包括第六處理裝置(NC)，將其連接以接收經(jīng)信道到達的所述順序碼元和無約束估計的留數(shù)，并將其設置為計算接收信號的噪聲協(xié)方差矩陣及其逆矩陣。
21.如權(quán)利要求20所述的裝置，其特征在于，將所述第六處理裝置(NC)設置為在每個觀測周期更新噪聲協(xié)方差矩陣。
22.如權(quán)利要求20所述的裝置，其特征在于，將所述第六處理裝置(NC)設置為在每個觀測窗計算噪聲協(xié)方差矩陣，作為窗中所有觀測周期中的噪聲協(xié)方差。
23.如權(quán)利要求20至22中任何一個所述的裝置，其特征在于，所述改進裝置(MP1…MPK)還包括-第一濾波裝置(WH)，與所述第一、第二和第五處理裝置(SS、TS、PR)的上游連接，被設置為從所述第二處理裝置(NC)接收所述噪聲協(xié)方差矩陣，從所述相關裝置(LSE)接收所述無約束估計；執(zhí)行對所述無約束裝置的空間白噪聲化；向所述第一、第二和第五處理裝置(SS、TS、PR)提供已白噪聲化的無約束估計；以及-第二濾波裝置(DW)，與所述第五處理裝置(PR)的下游連接，被設置為從所述第六處理裝置(NC)接收所述噪聲協(xié)方差矩陣的逆矩陣，并執(zhí)行對所述已改進的估計的空間反白噪聲化，重新引入所接收的數(shù)據(jù)的譜特征。
24.如權(quán)利要求23所述的裝置，其特征在于，將所述第一濾波裝置(WH)設置為還對無約束估計進行時間白噪聲化，將第二濾波裝置(DW)設置為還對已改進的估計進行時間白噪聲化。
25.如權(quán)利要求15至24中任何一個所述的裝置，其中根據(jù)時分多址技術將所述無線傳輸信道分配給多個用戶，其特征在于，所述觀測窗口跨越多個連續(xù)的幀，而每個觀測周期對應于幀中分配給用戶的時隙。
26.如權(quán)利要求15至24中任何一個所述的裝置，其特征在于，每個觀測周期對應于分配給數(shù)據(jù)碼元的周期。
27.如權(quán)利要求15至26中任何一個所述的裝置，其特征在于，所述接收機是移動通信系統(tǒng)的基站收發(fā)信機的接收機。
28.在數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收機對數(shù)據(jù)進行解碼的方法，由一個或多個激活站(M1…MK)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)根據(jù)多路徑傳播到達多重天線(A，A1…AM)，其特征在于，所述解碼基于由權(quán)利要求1至13中任何一個所述的方法執(zhí)行的信道估計。
29.數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收機，包括-至少有多重天線(A1…AM)，用于接收來自多個激活用戶(M1…MK)的數(shù)據(jù)流，來自每個用戶(M1…MK)的數(shù)據(jù)在其流中預定位置包括順序碼元；-解調(diào)裝置(BB)，用于將所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換到基帶、對已轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)采樣并從中提取順序碼元；-信道估計器(CE)，用于通過使用所述順序碼元估計每個用戶和接收機之間的信道；以及-解碼器(DE)，與所述解調(diào)裝置(BB)和所述信道估計器(CE)連接，用于通過過濾與信道響應的數(shù)據(jù)對所接收的數(shù)據(jù)解碼，其特征在于，所述信道估計器(CE)是與權(quán)利要求15至26中任何一個所述一致的裝置。
30.如權(quán)利要求29所述的接收機，其特征在于，所述接收機是移動通信系統(tǒng)的基站收發(fā)信機的接收機。
全文摘要
有時隙無線通信系統(tǒng)信道估計方法，具體說來，移動通信系統(tǒng)確定(101)信道的最小二乘估計，并通過用復雜性降低方法作噪聲約化改進該估計(108至115)。改進包括確定空間和時間子空間(109、110)，并將最小二乘估計投影到所述子空間上(111至114)，其中所述空間和時間子空間分別包括在所有可區(qū)分的方向中信號的實際到達方向和在所有可區(qū)分的到達時間中信號的實際到達時間。
文檔編號H04B1/707GK1454019SQ03123238
公開日2003年11月5日 申請日期2003年4月22日 優(yōu)先權(quán)日2002年4月23日
發(fā)明者馬特奧·阿德羅萬迪, 莫妮卡·尼科利, 昂伯托·斯帕諾利尼, 奧斯瓦爾多·西米恩 申請人:西門子移動通訊公司