專利名稱：信號干擾比測量的裝置和方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于SIR測量的裝置和方法。
背景技術：
實現高精度的發(fā)送功率控制(TCP)需要以高精確度來測量SIR(信號干擾比信號功率與干擾功率的比率)。
例如，TD-SCDMA(時分-同步碼分多址)系統(tǒng)在下行鏈路時隙的消除干擾(例如JD解調)之后以高精確度來測量SIR，并且使用上述測量結果來計算發(fā)送功率控制(TPC)比特。聯合檢測(Joint Detection，JD)是其中一種消除干擾技術，并且是一種被人們所接受的方案，它使用根據延遲業(yè)務文檔(delayprofiles)和擴展碼(spreading codes)獲得的矩陣(系統(tǒng)矩陣)經過計算執(zhí)行高精度的消除干擾。
在該情況下，傳統(tǒng)的SIR測量方法在JD解調之后根據數據段測量SIR。
然而，在傳統(tǒng)的SIR測量方法中，由于需要對JD解調之后的SIR進行測量，所以使用此結果來計算TPC比特對于發(fā)送下一個上行鏈路時隙來說可能太遲了。也就是說，由于JD解調需要大量計算并且花費很多時間，所以，及時為下一個上行鏈路時隙計算發(fā)送功率控制比特要求高速執(zhí)行SIR測量處理或者JD解調處理。然而，加速SIR測量處理或者JD解調處理具有某些限制。在對于發(fā)送下一個上行鏈路時隙來說TPC比特的計算太遲的情況下，無法以高速跟上傳送環(huán)境中的變化，由此導致對改進發(fā)送功率控制精確度方面的某些限制。
因此，TD-SCDMA系統(tǒng)非常需要在消除干擾之后，以高精確度來測量下行鏈路時隙的SIR，并且使用上述測量結果及時為下一個上行鏈路時隙計算TPC比特。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于提供一種在不需要執(zhí)行JD解調的情況下，在接收具有高精確度的SIR之后，立刻測量消除干擾后的SIR的裝置和方法。
本發(fā)明的實質在于使用中置碼段來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔，使用此延遲業(yè)務文檔測量SIR、估計路徑位置并且由此確定在沒有執(zhí)行JD解調情況下的消除干擾之后的SIR。這樣允許在接收下行鏈路時隙之后立即計算發(fā)送功率控制(TPC)比特，并且允許為發(fā)送下一個上行鏈路時隙而及時計算TPC比特。
依照本發(fā)明實施例的SIR測量裝置包括創(chuàng)建部件，用于使用所接收信號中包括的已知信號來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔；選擇部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔來選擇實際路徑；RAKE組合部件，用于將所接收的信號進行RAKE組合；以及測量部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔、所選路徑位置以及RAKE組合后的接收功率來測量消除干擾之后的SIR。
依照本發(fā)明另一個實施例的SIR測量方法包括創(chuàng)建步驟，用于使用所接收信號中包括的已知信號創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔；選擇步驟，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔選擇實際路徑；RAKE組合步驟，用于將所接收的信號進行RAKE組合；以及測量步驟，用于使用RAKE組合后的接收功率測量消除干擾之后的SIR。
附圖簡述

圖1是示出了依照本發(fā)明實施例1的SIR測量裝置的結構的框圖；圖2是示出了圖1中SIR測量部件的結構例子的框圖；圖3舉例說明了通用中置碼時隙的例子；圖4舉例說明了缺省中置碼時隙的例子；圖5舉例說明了UE特定中置碼時隙的例子；圖6舉例說明了通用中置碼的延遲業(yè)務文檔的例子；圖7舉例說明了仿真條件的例子；圖8舉例說明了作為SIR測量仿真結果的基本SIR測量特性的例子；圖9舉例說明了路徑之間的干擾；圖10舉例說明了糾錯之后、作為SIR測量仿真結果的SIR測量特性的例子；圖11舉例說明了滾降濾波器的影響；圖12舉例說明了濾波器的脈沖響應波形；圖13舉例說明了相對于被假定為相同的路徑范圍中的芯片數目，相同路徑中的功率與總功率的比率(相同的路徑范圍中的功率比)；圖14舉例說明了校正滾降濾波器之后、作為SIR測量仿真結果的SIR測量特性的例子；圖15舉例說明了由于傳播路徑特性方面的差異而作為SIR測量仿真結果的SIR測量特性(動態(tài)特性例子1)的例子；圖16舉例說明了由于傳播路徑特性方面的差異而作為SIR測量仿真結果的SIR測量特性(動態(tài)特性例子2)的例子；圖17舉例說明了由于傳播路徑特性方面的差異而作為SIR測量仿真結果的SIR測量特性(動態(tài)特性例子3)的例子；圖18舉例說明了圖15到圖17中的例子1到3的傳播路徑特性；圖19舉例說明了當擴大干擾功率測量范圍時通用中置碼的延遲業(yè)務文檔的例子；圖20舉例說明了根據延遲業(yè)務文檔長度方面的差異的作為SIR測量仿真結果的SIR測量特性的例子；圖21舉例說明了當擴大干擾功率測量范圍時缺省(UE特定)中置碼的延遲業(yè)務文檔的例子；圖22舉例說明了依照為每個中置碼計算SIR以及求SIR平均數的方法的更特殊的延遲業(yè)務文檔的例子；圖23舉例說明了依照為每個中置碼計算信號功率和干擾功率并且求它們的平均數的方法的更特殊的延遲業(yè)務文檔的例子；以及圖24是示出了依照本發(fā)明實施例2的SIR測量裝置的SIR測量部件的結構的框圖。
具體實施例方式
現在參考附圖，將在下文詳細解釋本發(fā)明的實施例。這里，將本發(fā)明應用于TD-SCDMA系統(tǒng)的例子作為一個例子來解釋。
(實施例1)圖1是示出了依照本發(fā)明實施例1的SIR測量裝置的結構的框圖。
圖1中所示的SIR測量裝置100大致包括天線110、無線電接收部件120、JD解調部件130以及SIR測量部件140。所述JD解調部件130包括相關性處理部件131、延遲業(yè)務文檔創(chuàng)建部件132、路徑選擇部件133、RAKE組合部件134以及JD計算部件135。
由天線110收到的無線電信號歷經預定的接收過程，諸如由無線電接收部件120進行的下變頻，并且被轉換為基帶信號。所述無線電接收部件120具有接收濾波器(未示出)(例如滾降濾波器)。將無線電接收部件120獲得的基帶信號輸入到JD解調部件130。
所述JD解調部件130對所接收的信號執(zhí)行JD解調。更具體地說，所述相關性處理部件131使用所接收的信號中包括的已知信號(這里指的是下行鏈路時隙的中置碼段)執(zhí)行相關性過程，所述延遲業(yè)務文檔創(chuàng)建部件132使用此相關性處理結果來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔，所述路徑選擇部件133使用此延遲業(yè)務文檔來執(zhí)行預定閾值處理以便選擇(估計)實際路徑。將此路徑選擇結果輸入到RAKE組合部件134和JD計算部件135中。所述RAKE組合部件134使用路徑選擇結果來將所接收的信號進行RAKE組合。所述JD計算部件135使用RAKE組合結果和路徑選擇結果來執(zhí)行JD計算，以便獲得已消除干擾的已解調信號。將JD計算部件135處獲得的消除干擾之后的已解調信號發(fā)送到譯碼部件(未示出)。
所述SIR測量部件140使用延遲業(yè)務文檔來測量消除干擾之后的SIR，在無需等到JD解調處理的情況下，完成從JD解調部件130處獲得RAKE組合后的所選路徑位置和接收功率。將來自于延遲業(yè)務文檔創(chuàng)建部件132的延遲業(yè)務文檔、來自于路徑選擇部件133的所選路徑位置和來自于RAKE組合部件134的RAKE組合后的接收功率饋送到所述SIR測量部件140。另一方面，除擴頻因子和分配模式之外，還將來自于JD計算部件135的代碼信息饋送到SIR測量部件140。在JD計算當中獲得代碼信息。將SIR測量部件140的測量結果發(fā)送到發(fā)送功率控制(TPC)比特計算部件(未示出)。
圖2是示出了SIR測量部件140的結構例子的框圖。
如圖2所示，所述SIR測量部件140包括信號功率測量部件142、干擾功率測量部件144、信號功率校正部件146、干擾功率校正部件148和SIR計算部件150。所述信號功率測量部件142使用延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置測量信號功率，而所述干擾功率測量部件144使用延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置測量干擾功率。所述信號功率校正部件146和干擾功率校正部件148執(zhí)行校正以提高測量精度。因此，將代碼信息輸入到信號功率校正部件146，并且將自相關值輸入到干擾功率校正部件148。所述SIR計算部件150計算信號功率與干擾功率的比率，并且將其轉換為數據段的SIR。更具體地說，所述SIR計算部件例如使用信號功率、干擾功率、RAKE組合后的接收功率、分配模式和擴頻因子，依照預定計算公式來計算SIR。
而后，將詳細解釋由SIR測量部件140依照上述結構來實現的SIR測量方法。
首先，解釋用于TD-SCDMA系統(tǒng)的中置碼分配模式(此后簡稱為“分配模式”)。如稍后將詳細說明的那樣，所述SIR測量方法(計算公式)從一種分配模式到另一種分配模式是不同的。
在TD-SCDMA系統(tǒng)中存在三種分配模式通用中置碼、缺省中置碼、UE特定中置碼。
圖3舉例說明了通用中置碼的時隙的例子。在通用中置碼的例子中，如圖3所示，在一個時隙中只存在一個中置碼，并且將一個或者多個用戶數據與數據段中的一個或者多個代碼多路復用。這時，多路復用的數據段的功率等于中置碼段的功率。
圖4舉例說明了缺省中置碼的時隙的例子。在缺省中置碼的例子中，如圖4所示，在一個時隙中存在多個中置碼，并且多個用戶使用多個中置碼。此外，將數據與每個中置碼的一個或者多個代碼多路復用，并且數據段的功率等于中置碼的功率。
圖5舉例說明了UE特定中置碼的時隙的例子。在UE特定中置碼的例子中，如圖5所示，在一個時隙中存在多個中置碼，而多個用戶使用一個中置碼。此外，將數據與每個中置碼的一個或者多個代碼多路復用，并且數據段的功率等于中置碼段的功率。
下面將更具體地解釋在每個分配模式中使用中置碼段的SIR測量方法。這里，首先解釋時隙結構相對簡單的通用中置碼的例子，然后逐個解釋其它分配模式。
這里，假設了如下條件1)當計算中置碼相關性時，將干擾分量平均抑制為1/pg。pg是被計算相關性的中置碼的長度(中置碼段的芯片數目)，并且在TD-SCDMA的例子中是128。
2)干擾分量出現在不同于中置碼相關性路徑的位置的位置處。
3)可以由JD完全消除自身單元中的干擾?？紤]到JD消除干擾的不足，可以引入消除干擾速率(例如0.8)。
在此實施例中，使用中置碼段測量SIR，但是本發(fā)明不局限于此。除了中置碼段，還可以使用其它引導信號。
使用通用中置碼的SIR測量首先，將解釋基本SIR計算方法。
圖6舉例說明了延遲業(yè)務文檔的例子。此延遲業(yè)務文檔由延遲資料創(chuàng)建部件132使用中置碼段創(chuàng)建。在圖6中，可以將P1、P2和P3認為是信號分量，而將N1到N6認為是干擾分量。
這里，假定Np是路徑的數目，W是延遲業(yè)務文檔的長度，DP(i)是延遲業(yè)務文檔的第i個芯片的功率，DP(j)是延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的功率，P是一組實際路徑。然后，通過以下公式(1)計算中置碼段的SIRSIR=Σi∈PNpDP(i)Σj∈P‾W-NpDP(j)/(W-NP)---(1)]]>在圖6的例子中，作為公式(1)的分子的信號功率是P1、P2和P3的和，它們是實際路徑的位置，而作為分母的干擾功率是非實際路徑位置的N1到N6的平均數。此外，Np＝3，W＝9。因為干擾功率彼此不同相，因而對其進行平均。
然后，為了將在中置碼段測量的SIR轉換為數據段的SIR，需要將中置碼段的信號功率轉換為每1代碼1碼元的信號功率。通用中置碼的時隙例如是如上面圖3所示的那樣。
首先，將中置碼段的信號功率轉換為數據段的每1代碼的信號功率。如上所示，將數據段與多個擴展碼多路復用，并且多路復用信號的功率功率等于中置碼段的功率。因此，能夠使用所使用的代碼的RAKE組合的結果比率、根據中置碼段的功率來計算用戶自身的接收代碼功率，其中所使用的代碼是在JD計算部件135判定代碼時創(chuàng)建的。也就是說，將中置碼段的信號功率乘以PRAKE_own/PRAKE_total因子。這里，PRAKE_own是使用用戶自身的擴展碼的RAKE組合后的功率，PRAKE_total是對應于各個擴展碼的RAKE組合后的功率的所有擴展碼的總功率。在用戶自身使用多個擴展碼的情況中，假定用戶自身使用的所有代碼的接收代碼功率的平均數是PRAKE_own。
然后，將功率轉換為按1碼元的信號功率。所述中置碼段具有pg的處理增益，而數據段只具有擴頻因子SF的處理增益。因此，將結果乘以SF/pg系數。
由此，數據段的SIR由以下公式(2)表示SIR=Σi∈PNpDP(i)Σj∈P‾W-NpDP(j)/(W-NP)×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg---(2)]]>這是SIR測量用于基本公式。
這里，當使用公式(2)在圖7中所示的仿真條件下進行SIR測量仿真時，獲得圖8中所示的仿真結果(基本SIR測量特性)。
然后，進行不同的校正以提高測量精度。校正包括信號功率的校正(除去所選路徑之間的干擾影響)，干擾功率的校正(除去自相關分量的影響)，干擾功率的校正(除去滾降濾波器的影響)，干擾功率測量范圍的擴大(改進具有動態(tài)特性的傳播路徑)。這些內容將在下文逐一解釋。
首先，使用圖9解釋信號功率的校正(除去所選路徑之間的干擾影響)。圖9舉例說明了路徑之間的干擾。
如圖9所示，每個路徑的測量信號功率包括來自于其它路徑的干擾分量。例如，所述功率是來自于路徑1中包括的路徑2的干擾分量P2×1/pg來自于路徑1中包括的路徑3的干擾分量P3×1/pg由于這些干擾分量的相位是隨機的，所以來自于其它路徑的干擾分量的和只需要在這些功率值的級別上進行計算。因此，路徑1的實際功率是P1-(P2×1/pg+P3×1/pg)同樣，路徑2的實際功率和路徑3的實際功率是P2-(P3×1/pg+P1×1/pg)P3-(P1×1/pg+P2×1/pg)因此，校正后的信號功率是P1+P2+P3-(P1+P2+P3)×1/pg×(Np-1)＝(P1+P2+P3)×(1-(Np-1)/pg)
據此，信號功率校正后的SIR通用公式依照以下公式(3)表示SIR=Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)Σj∈P‾W-NPDP(j)/(W-NP)×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg---(3)]]>由此，依照這樣一種方式的校正信號功率可以提高信號功率的測量精度并且提高SIR的測量精度，其中所述方式為去除所選路徑之間的干擾的影響。
然后，將解釋干擾功率的校正(除去自相關分量的影響)。
如圖9所示，測量的干擾功率包括通過自相關來產生的功率。因此，在自身單元中的消除干擾之后計算干擾功率需要將信號功率分量(優(yōu)選的是，校正后的信號功率分量)從測量的干擾功率中減去。例如，所述信號功率分量是干擾信號功率中包括的路徑1的分量P1×1/pg干擾信號功率中包括的路徑2的分量P2×1/pg干擾信號功率中包括的路徑3的分量P3×1/pg因此，實際干擾信號功率是(N1到N6的平均數)-(P1+P2+P3)×1/pg此外，考慮到上述信號功率，由(P1+P2+P3)×(1-(Np-1)/pg)來代替(P1+P2+P3)，然后獲得(N1到N6的平均數)-(P1+P2+P3)×(1-(Np-1)/pg)。
然后，除信號功率的校正之外，干擾功率校正(除去自相關分量的影響)之后的SIR的通用公式由以下公式(4)表示SIR=Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)Σj∈P‾W-NPDP(j)/(W-NP)-Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg---(4)]]>由此，依照這樣一種方式的校正干擾功率，可以提高干擾功率的測量精度并且還提高SIR的測量精度，其中所述方式為去除自相關分量的影響。
信號功率分量對干擾信號功率的影響實際上不力圖取決于1/pg，而是取決于中置碼，因此根據基本中置碼來計算自相關值。
這里，當校正之后使用公式(4)進行SIR測量仿真時，獲得圖10中所示的仿真結果(校正之后的SIR測量特性)。如圖10所示，可以觀察到高SIR附加的偏差。這可歸因于這樣一個實事，即滾降濾波器扭曲了信號功率，這樣對干擾功率具有影響。
然后，將使用圖11解釋干擾功率的進一步校正(除去滾降濾波器的影響)。圖11舉例說明了滾降濾波器的影響。
如圖11所示，在輻條(speaks)(路徑位置)旁邊，由于滾降濾波器在重復取樣的延遲業(yè)務文檔中的影響，還出現了信號分量。這些信號分量包括在干擾分量中，因此應該對其進行校正。
由于在對應于所選路徑位置(例如圖11中的P1′，P2′，P3′)附近的幾個芯片的范圍中出現了滾降濾波器的較大影響，所以，采用了避免所選路徑位置附近的干擾功率被包括在干擾功率計算中的方法作為特定校正方法的。這里，假定Np′是被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目，干擾功率校正之后SIR的通用公式(去除了滾降濾波器的影響)由以下公式(5)表示SIR=Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)Σj∈P‾W-NP′DP(j)/(W-NP′)-Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg---(5)]]>這里，在判定被假定為相同路徑的范圍的過程中，檢查濾波器的脈沖響應范圍。圖12示出了濾波器的脈沖響應的波形，并且圖13示出了相對于被假定為相同路徑的范圍中的芯片的數目、相同路徑中的功率與總功率的比率(相同路徑范圍中的功率比)。如圖13所示，被假定為相同路徑的范圍越廣，濾波器的影響變得越小。另一方面，被假定為相同路徑的范圍越廣，測量干擾功率的范圍變得越窄，因此需要使去除范圍最小化，以便去除濾波器的影響。例如，在圖13的例子的情況下，優(yōu)選的是假設有三個芯片屬于相同的路徑范圍。
當假定三個芯片構成相同路徑范圍的校正之后使用公式(5)進行SIR測量仿真時，獲得圖14中所示的仿真結果(校正滾降濾波器之后的SIR測量特性)。很明顯，根據此仿真結果，與先前的仿真結果(參見圖8、圖9)相比較，在高SIR附近的偏差得以校正，并且SIR測量特性總體上接近理論值。
由此，校正干擾功率，以便去除滾降濾波器的影響，以進一步提高干擾功率的測量精度，并且由此進一步提高SIR的測量精度。
此外，檢查在取決于傳播路徑的SIR測量特性方面的差異。圖15、圖16和圖17示出了當傳播路徑具有動態(tài)特性時，使用公式(5)進行的SIR測量仿真的結果。圖15示出了取決于傳播路徑特性方面的差異的SIR測量特性(動態(tài)特性例子1)的例子，圖16示出了取決于傳播路徑特性方面的差異的SIR測量特性(動態(tài)特性例子2)的例子，而圖17示出了取決于傳播路徑特性方面差異的SI R測量特性(動態(tài)特性例子3)的例子。圖18示出了各個例子1到3的傳播路徑特性。由此可見，圖16中所示的例子2中存在測量精度惡化。這可能歸因于這樣一個事實，即在加寬延遲信號間距的多路狀態(tài)下，測量干擾功率(W-Np′)的范圍很小，因此降低了干擾功率的測量精度。
下面，將解釋干擾功率測量范圍的擴大(具有動態(tài)特性的傳播路徑的改進)。
如上所述，由于在加寬延遲信號間距的多路狀態(tài)下平均干擾功率(W-Np′)的范圍很小，因此降低了干擾功率的測量精度。所以，為增加平均干擾功率的范圍，除由用戶自身使用的中置碼移位創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔之外，還使用用戶自身未使用的中置碼移位創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔。
在分配模式是通用中置碼的情況下，在延遲業(yè)務文檔中出現一個中置碼移位的相關值。在一個時隙中的中置碼移位(中置碼)由一個基本中置碼生成。為此，當創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔時，每次都可創(chuàng)建所有中置碼移位的延遲業(yè)務文檔。
圖19舉例說明了通用中置碼的延遲業(yè)務文檔的例子。如圖19所示，當所使用的中置碼移位是中置碼(2)時，僅僅在創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔的中置碼(2)區(qū)域內出現相關值。在未使用的中置碼移位(中置碼(1)、中置碼(3)到中置碼(8))中除了僅出現干擾功率以外，不出現信號功率。因此，通過平均由其它中置碼移位創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔的干擾功率，可以擴大測量干擾功率的范圍。
這允許校正之后的SIR的通用公式由以下公式(6)來表示
SIR=Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)Σk∈KallNKallΣj∈P‾W-NPk′DPk(j)/Σk∈KallNKall(W-NPk′)-Σl∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg---(6)]]>其中，NKall是中置碼移位的數目，Kall是一組中置碼移位，Npk′是被假定為相同路徑的范圍中的中置碼k處的路徑數目，DPk(j)是中置碼K的延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率。
這里，在傳播路徑特性是動態(tài)特性的例子2中，當校正之后使用公式(6)進行SIR測量仿真時，獲得圖20中所示的仿真結果(SIR測量特性取決于延遲業(yè)務文檔長度方面的差異)。從圖20可以明顯看出，隨著干擾功率的測量范圍的擴大，SIR的測量精度也不斷提高。
由此，除使用由用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔之外，還使用用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔測量干擾功率，擴大了干擾功率的測量范圍，并且還提高了在動態(tài)特性的傳播路徑的例子中的干擾功率的測量精度，并且能夠借此提高SIR的測量精度。
此方法不僅可以用于通用中置碼的例子，而且也可用于其它分配模式中。圖21舉例說明了缺省(UE特定)中置碼的延遲業(yè)務文檔的例子。在此例子中，如圖21所示，在一個時隙中使用了多個中置碼，并且干擾功率出現在于每一中置碼中創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔的所選路徑的范圍以外。由此，可以在于其它中置碼中創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔的所選路徑的范圍以外來測量干擾功率。這樣擴大了干擾功率的測量范圍，并且提高了干擾功率的測量精度(參見將在稍后描述的公式(7)到公式(10)，)。
使用缺省中置碼的SIR測量在缺省中置碼的例子中，一個用戶同樣可以使用多個中置碼(參見圖4)。在這種情況下，一般說來，有以下兩種有效用作SIR計算方法的方法，這兩個方法是a)計算用于每一中置碼的SIR并且求SIR的平均數的方法b)計算每一中置碼的信號功率，求信號功率的平均數，并且當對每一中置碼計算干擾功率時，將平均結果看作S，求干擾功率的平均數并且將平均結果看作I，計算它們之間的比率(S與I的比率)的方法。
可以依照與使用所有延遲業(yè)務文檔的路徑的通用中置碼的例子相同的方法來計算SIR，其中，所述延遲業(yè)務文檔包括其它用戶。此后，將逐一解釋相應的方法。
a)計算用于每一中置碼的SIR并且求所述SIR的平均數的方法在此方法中，以與通用中置碼例子同樣的方式計算用于每一中置碼的SIR。這時，分子的干擾功率的校正項的路徑中還包括其它中置碼路徑(其它用戶的信號分量)。
這里，假定SIRk是中置碼k的SIR，Nk是多路復用的中置碼移位的總數，K是一組總的多路復用的中置碼移位，Npk是中置碼k的路徑數目，Npk′是中置碼k中被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目，Ncode，k是分配給中置碼k的擴展碼的數目，W是延遲業(yè)務文檔的長度，DPk(i)是中置碼k的延遲業(yè)務文檔的第i個芯片的電功率，P是一組實際路徑，SF是擴頻因子，pg是中置碼段的芯片數目，NKall是中置碼移位的數目而Kall是一組中置碼移位。然后，由中置碼k計算的SIR通過以下公式(7)表示SIRk=Σi∈PNPkDPk(i)·(1-NPk-1pg)/Ncode,kΣk∈KallNKallΣj∈P‾W-NPk′DPk(j)/Σk∈KallNKall(W-NPk′)-Σm∈KNKΣi∈PNPmDPm(i)·(1-NPm-1pg)·1pg×SFpg---(7)]]>通過對用戶自身使用的所有中置碼代碼計算此SIR并且求SIR的平均數，即，通過以下公式(8)SIR=Σk∈KownNKownSIRk/NKown---(8)]]>可以計算缺省中置碼的SIR。這里，NKown是用戶自身使用的中置碼移位的數目，Kown是用戶自身使用的一組中置碼移位。公式(7)和公式(8)依照此方法成為SIR測量的通用公式(如通用中置碼例子中的上述不同的校正后的公式)。
例如，在圖4中所示的缺省中置碼時隙的例子中，圖22示出了依照此方法的更特殊的延遲業(yè)務文檔的例子。這里，假定用戶自身使用中置碼(2)和中置碼(4)。在此例子中，使用中置碼(2)和中置碼(4)計算SIR。在這種情況下，當多個代碼被一個中置碼多路復用時，信號功率必須除以代碼數目，以便獲得每一代碼的平均信號功率。計算相應的SIRK之后，求其平均數。
b)計算用于每一中置碼的信號功率并且求所述信號功率的平均數的方法依照此方法，分子的信號分量變成由用戶自身使用的每一中置碼代碼的平均信號功率。此外，通過從用戶自身所使用的每一中置碼代碼的平均干擾功率中減去所有用戶的已校正信號功率分量，來獲得分母的干擾功率。
也就是說，依照此方法的SIR測量的通用公式(不同于上述通用中置碼例子中校正過程之后的公式)可以由以下公式(9)來表示SIR=Σk∈KownNKownΣi∈PNPkDPk(i)·(1-NPk-1pg)/Ncode,kΣk∈KallNKallΣj∈P‾W-NPk′DPk(j)/Σk∈KallNKall(W-NPk′)-Σk∈KNKΣi∈PNPmDPm(i)·(1-NPm-1pg)·1pg×SFpg---(9)]]>其中NKown是用戶自身使用的中置碼移位的數目，Kown是一組用戶自身所使用的中置碼移位，NKall是中置碼移位的數目，Kall是一組中置碼移位，Npk是中置碼k的路徑數目，Npk′是中置碼k中被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目，Ncode，k是分配給中置碼k的擴展碼的數目，W是延遲業(yè)務文檔的長度，DPk(i)是中置碼k的延遲業(yè)務文檔的第i個芯片的電功率，DPK(j)是中置碼k的延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率，P是一組實際路徑，SF是擴頻因子，pg是中置碼段的芯片數目。
圖23舉例說明了依照此方法的更特殊的延遲業(yè)務文檔的例子。這里，假定信號功率是中置碼(2)和中置碼(4)的信號功率的和。假定所述干擾功率是所有中置碼的干擾功率的和。通過根據中置碼(2)、中置碼(4)、中置碼(6)和中置碼(7)的信號功率計算在路徑之中的干擾分量，并且從干擾功率的上述和中減去該干擾分量來執(zhí)行校正。然后，通過計算此處計算的信號功率與干擾功率的比率來計算SIR。
使用UE特定中置碼的SIR測量在UE特定中置碼的例子中，一個用戶使用一個中置碼。此外，由于僅僅使用用戶自身的代碼來執(zhí)行JD，所以不執(zhí)行對其它用戶的消除干擾，并且不需要用其它用戶的信號功率對干擾功率進行校正。因此，SIR測量的通用公式(在上述不同于通用中置碼例子中的校正之后的公式)可以由以下公式(10)來表示SIR=Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)/NcodeΣk∈KallNKallΣj∈P‾W-NP′DP(j)/Σk∈KallNKall(W-NP′)-Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×SFpg---(10)]]>其中，Np是路徑的數目，Np′是被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目，Ncode是指定的擴展碼的數目，W是延遲業(yè)務文檔的長度，DP(i)是延遲業(yè)務文檔的第i個芯片的電功率，DP(j)是延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率，P是一組實際路徑，SF是擴頻因子，pg是中置碼段的芯片數目，Nkall是中置碼移位的數目，和Kall是一組中置碼移位。
例如，如圖5中UE特定中置碼的時隙的例子中所示，在此例子中，將多個中置碼多路復用并且每一用戶使用一個中置碼，并且使用多個代碼多路復用數據段。
如上所示，依照此實施例，SIR可根據延遲業(yè)務文檔、所選路徑位置和RAKE組合之后的接收功率來測量，因此，可以在無需等到完成JD解調處理的情況下來測量所述SIR，也就是說，可以在接收下行鏈路時隙之后立即測量SIR，并且可以及時為下一個上行鏈路時隙計算發(fā)送功率控制比特。此外，使用該例子中的中置碼段來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔，與使用數據段的傳統(tǒng)SIR測量方法相比，這樣做能夠增大處理增益，以高精確度測量SIR并且依照所選路徑位置將信號分量從干擾分量中區(qū)分出來，由此測量消除干擾之后的SIR。也就是說，能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在接收之后立刻測量消除干擾后的SIR。
作為此實施例的修改過程的例子，SIR的測量方法可以因每種分配模式的不同而改變。更具體地說，對應于每種分配模式(通用中置碼、缺省中置碼和UE特定中置碼)的計算公式(例如上述的公式(6)到公式(10))被預先存儲，為每個時隙選擇對應于指定的分配模式的計算公式，并且使用所選擇的計算公式來計算SIR。這樣甚至允許一臺裝置來測量SIR，即便其分配模式是不同的。
(實施例2)圖24是示出了依照本發(fā)明實施例2的SIR測量裝置的SIR測量部件的結構框圖。此SIR測量裝置(以及SIR測量部件)具有類似于對應于圖1和圖2中所示的實施例1的SIR測量裝置(以及SIR測量部件)的基本結構，因此，將相同部件指定了相同的參考標記并且省略了對這部分內容的描述。
此實施例的特征在于使用當測量SIR時獲得的參數同時計算所接收的信號代碼功率(RSCP)和干擾信號代碼功率(ISCP)。為此目的，SIR測量部件140a還包括RSCP計算部件210和ISCP計算部件220。如上所示，P-CCPCH的RSCP是3GPP TDD的測量項，并且時隙ISCP也是3GPP TDD的測量項。
所述RSCP計算部件210根據測量的SIR的信號功率分量來測量RSCP。更具體地說，依照分配模式、即依照通用中置碼、缺省中置碼、UE特定中置碼利用公式(11)、公式(12)和公式(13)來計算所述RSCP，所述公式為RSCP=Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)×PRAKE_ownPRAKE_total×1pg---(11)]]>RSCP=Σk∈KownNKownΣj∈PNPkDPk(i)·(1-NPk-1pg)/Ncode,k·1pg---(12)]]>RSCP=Σj∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)/Ncode·1pg---(13)]]>ISCP計算部件220根據所測量的SIR的干擾功率分量測量ISCP。更具體地說，使用以下公式(14)、公式(15)和公式(16)依照分配模式、即依照通用中置碼、缺省中置碼、UE特定中置碼來計算所述ISCP，所述公式為
ISCP=Σk∈KallNKallΣj∈P‾W-NP′DP(j)/Σk∈KallNKall(W-NP′)-Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg---(14)]]>ISCP=Σk∈KallNKallΣj∈PW-NPk′DPk(j)/Σk∈KallNKall(W-NPk′)-Σm∈KNKΣi∈PNPmDPm(i)·(1-NPm-1pg)·1pg---(15)]]>ISCP=Σk∈KallNKallΣj∈P‾W-NP′DP(j)/Σk∈KallNKall(W-NP′)-Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg---(16)]]>由此，此實施例允許使用SIR的測量結果并根據延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置同時測量RSCP和ISCP。
依照此實施例，使用SIR的測量結果同時測量RSCP和ISCP，但是本發(fā)明不局限于此。例如，只測量RSCP或者I SCP的其中一個也是可能的。此外，除了使用SIR測量結果同時測量它們外，還能夠獨立于SIR的測量結果來測量RSCP和ISCP中的一個或者兩個。
可以將依照上述實施例的SIR測量裝置安裝在移動站裝置和/或基站裝置上。
如上所述，本發(fā)明可以在不執(zhí)行JD解調的情況下，在接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR。
也就是說，本發(fā)明的SIR測量裝置包括創(chuàng)建部件，用于使用包括在接收信號中的已知信號來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔；選擇部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔選擇實際路徑；RAKE組合部件，用于將所接收的信號進行RAKE組合；以及測量部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔、所選路徑位置以及RAKE組合后的接收功率來測量消除干擾之后的SIR。
依照此結構，可根據延遲業(yè)務文檔、所選路徑位置和RAKE組合之后的接收功率來測量SIR，因此可以例如在無需等到完成JD解調處理的情況下測量所述SIR，也就是說，可以在接收下行鏈路時隙之后立即測量SIR，并且可以及時為下一個上行鏈路時隙計算發(fā)送功率控制比特。此外，依照所選路徑的位置還能夠將信號分量從干擾分量中區(qū)別出來，并借此測量消除干擾之后的SIR。也就是說，能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收后立刻測量消除干擾后的SIR。
在上述結構中，當已知的信號是各個時隙的中置碼段時，使用所述中置碼段來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔，因此，與使用數據段的傳統(tǒng)SIR測量方法相比，可以獲得較大的處理增益，并且能夠以高精確度來測量SIR。
此外，當測量部件包括用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置來測量信號功率的信號功率測量部件、用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置來測量干擾功率的干擾功率測量部件和用于使用所測量的信號功率來計算SIR的計算部件時，可以根據延遲業(yè)務文檔和所選路徑的位置來測量信號功率和干擾功率，并且根據每個測量結果和RAKE組合之后的接收功率來測量SIR，因此能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻測量消除干擾后的SIR。
此外，當所述測量部件還包括用于按消除所選路徑中的干擾影響的方式來校正所測量的信號功率的信號功率校正部件、以及用于使用由信號功率校正部件校正的信號功率而不是使用所測量的信號功率來計算SIR的計算部件時，對信號功率進行校正，以便去除所選路徑(包括在每條路徑的信號功率中)之中的干擾影響，因此能夠提高信號功率的測量精度并且提高SIR的測量精度。
此外，當所述測量部件還包括用于校正所測量的干擾功率以便去除自相關分量的影響的第一干擾功率校正部件、并且當計算部件使用由第一干擾功率校正部件校正的干擾功率而不是所測量的干擾功率來計算SIR時，對干擾功率進行校正，以便去除自相關分量的影響(干擾功率包括由信號分量的自相關產生的功率)，因此能夠提高干擾功率的測量精度并且進一步地提高SIR的測量精度。
此外，當所述測量部件還包括用于校正所測量的干擾功率、以便去除接收濾波器的影響的第二干擾功率校正部件、并且當計算部件使用由第二干擾功率校正部件校正的干擾功率而不是所測量的干擾功率來計算SIR時，對干擾功率進行校正，以便去除接收濾波器(例如，滾降濾波器)的影響(因滾降濾波器扭曲每條路徑的信號而使干擾功率包括信號功率)，因此能夠提高干擾功率的測量精度并且進一步地提高SIR的測量精度。
此外，當已知信號是各個時隙的中置碼段時，創(chuàng)建部件創(chuàng)建由用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔以及用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔，第二測量部件使用由用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔和用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔來測量干擾功率，由于不僅使用用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔，而且使用用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔來測量干擾功率，因此可以擴大干擾功率的測量范圍，并且能夠提高在具有動態(tài)特性的傳播路徑的例子中、干擾功率的測量精度，還可以提高SIR的測量精度。
此外，當已知信號是各個時隙的中置碼段時，如果用于計算部件的計算公式適用于每個分配模式，那么所述計算公式適用于每個分配模式，或者更具體地說，適用于通用中置碼、缺省中置碼和UE特定中置碼，因此能夠在每種分配模式中、在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR。
此外，當已知信號是各個時隙的中置碼段時，如果計算部件包括用于存儲對應于每種分配模式的計算公式的部件以及包括用于選擇對應于指定分配模式的計算公式的部件并且依照所選擇的計算公式來計算SIR的部件，那么預先存儲對應于每種分配模式的計算公式，依照對應于指定分配模式的計算公式來計算SIR，也就是說，SIR測量方法因每種分配模式的不同而改變，因此能夠使用一臺裝置來測量SIR，即便所述分配模式是不同的。
此外，當所述測量部件還包括用于使用信號功率測量部件測量的信號功率來測量所接收的信號代碼功率的RSCP測量部件時，使用所測量的信號功率來測量所接收的信號代碼功率(RSCP)，能夠使用SIR的測量結果同時根據延遲業(yè)務文檔和所選路徑的位置來測量P-CCPCH(原始集中控制物理通道，Primary Common Control Physical Channel)的RSCP，其中所述P-CCPCH的RSCP例如是3GPP TDD的測量項。
此外，當所述測量部件還包括用于使用干擾功率測量部件測量的干擾功率來測量干擾信號代碼功率的ISCP測量部件時，使用所測量的干擾功率來測量干擾信號代碼功率(ISCP)(3GPP TDD稱為“time slot ISCP”)，因此，能夠根據延遲業(yè)務文檔和所選路徑的位置、使用SIR的測量結果來同時測量3GPP TDD的測量項。
此外，本發(fā)明的SIR測量方法包括創(chuàng)建步驟，用于使用所接收的信號中包括的已知信號來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔；選擇步驟，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔來選擇實際路徑；RAKE組合步驟，用于將所接收的信號進行RAKE組合；以及測量步驟，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔、所選路徑位置和RAKE組合后的接收功率來測量消除干擾之后的SIR。
依照此方法，可根據延遲業(yè)務文檔、所選路徑位置和RAKE組合之后的接收功率來測量SIR，因此可以例如在無需等到完成JD解調處理的情況下來測量所述SIR，也就是說，可以在接收下行鏈路時隙之后立即測量SIR，并且可以及時為下一個上行鏈路時隙計算發(fā)送功率控制比特。此外，依照所選路徑的位置還能夠將信號分量從干擾分量中區(qū)別出來，并借此測量消除干擾之后的SIR。也就是說，能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收后立刻測量消除干擾后的SIR。
在上述方法中，當測量方法因每種分配模式而所有不同時，測量方法因每種分配模式的不同而改變，因此即使分配模式不同，也能夠使用一臺裝置來測量SIR。
此外，當分配模式是通用中置碼時，如果由上文的公式(2)來測量消除干擾之后的SIR，那么能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR。
此外，在上述方法中(當分配模式是通用中置碼時)，如果進一步校正信號功率以便去除路徑之中的干擾影響，并且由上文公式(3)來測量信號功率的校正后的SIR時，那么按去除所選路徑中的干擾影響的方法來校正信號功率，因此能夠提高信號功率的測量精度并且提高SIR的測量精度。
此外，在上述方法中(當分配模式是通用中置碼時)，如果進一步校正干擾功率以便去除自相關分量的影響，并且由上文公式(4)來測量干擾功率的校正后的SIR時，那么對干擾功率進行校正，以便去除自相關分量的影響，因此能夠提高信號干擾功率的測量精度并且提高SIR的測量精度。
此外，在上述方法中(當分配模式是通用中置碼時)，如果進一步校正干擾功率以便去除接收濾波器的影響，并且由上文公式(5)來測量干擾功率校正后的SIR時，對干擾功率進行校正，以便去除接收濾波器(例如滾降濾波器)的影響，因此能夠提高干擾功率的測量精度并且進一步提高SIR的測量精度。
此外，在上述方法中(當所述分配模式時通用中置碼時)，當使用用戶自身使用的中置碼移位以及用戶自身未使用的中置碼移位來測量干擾功率時，由于不僅使用用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔、而且使用用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔來測量干擾功率，因此可以擴大干擾功率的測量范圍，并且能夠提高在具有動態(tài)特性的傳播路徑的例子中、干擾功率的測量精度，還可以提高SIR的測量精度。
此外，當分配模式是缺省中置碼時，如果為每個中置碼計算SIR并且將所獲得的計算結果求平均數以便依照上文的公式(7)和公式(8)來測量消除干擾之后的SIR，那么能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR。
此外，當分配模式是缺省中置碼時，如果為每個中置碼計算信號功率以及干擾功率、并且對相應計算結果求平均，以便依照上文的公式(9)來測量消除干擾之后的SIR時，那么在分配模式是缺省中置碼的例子中，能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR。
此外，當分配模式是UE特定中置碼時，如果依照上文的公式(10)來測量消除干擾之后的SIR，那么能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR。
此申請以2002年4月19日申請的、第2002-117081號日本專利申請為基準，全部內容引用于此，以供參考。
工業(yè)實用性本發(fā)明適用于移動通信系統(tǒng)中的移動站裝置或者基站裝置等等。
權利要求
1.一種SIR測量裝置，包括創(chuàng)建部件，用于使用包括在接收信號中的已知信號創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔；選擇部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔選擇實際路徑；RAKE組合部件，用于對所接收的信號進行RAKE組合；以及測量部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔、所選路徑的位置以及RAKE組合之后的接收功率測量消除干擾后的SIR。
2.如權利要求1所述的SIR測量裝置，其中，所述已知信號是各個時隙的中置碼段。
3.如權利要求1所述的SIR測量裝置，其中，所述測量部件包括信號功率測量部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置測量信號功率；干擾功率測量部件，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置測量干擾功率；和計算部件，用于依照預定計算公式，使用所測量的信號功率、干擾功率和RAKE組合后的接收功率來計算SIR。
4.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中所述測量部件還包括信號功率校正部件，該部件用于校正測量信號功率，以便去除所選路徑之中干擾的影響，和所述計算部件使用由所述信號功率校正部件校正的信號功率、而不是所測量的信號功率來計算SIR。
5.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，所述測量部件還包括用于校正所測量的干擾功率以去除自相關分量的影響的第一干擾功率校正部件，所述計算部件使用由所述第一干擾功率校正部件校正的干擾功率、而不是所測量的干擾功率來計算SIR。
6.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，所述測量部件還包括用于校正所測量的干擾功率以去除接收濾波器的影響的第二干擾功率校正部件，并且所述計算部件使用由所述第二干擾功率校正部件校正的干擾功率、而不是所測量的干擾功率來計算SIR。
7.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，當所述已知信號是各個時隙的中置碼段時，所述創(chuàng)建部件創(chuàng)建用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔以及用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔，并且所述第二測量部件使用用戶自身使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔以及用戶自身未使用的中置碼移位的延遲業(yè)務文檔來測量干擾功率。
8.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，當所述已知信號是各個時隙的中置碼段時，用于所述計算部件的計算公式適用于每種分配模式。
9.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，當所述已知信號是各個時隙的中置碼段時，所述計算部件包括用于存儲對應于每種分配模式的計算公式的部件，以及包括用于選擇對應于指定分配模式、并且依照所選擇的計算公式來計算SIR的計算公式的部件。
10.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，所述測量部件還包括用于使用所述信號功率測量部件測量的信號功率來測量所接收的信號代碼功率的RSCP測量部件。
11.如權利要求3所述的SIR測量裝置，其中，所述測量部件還包括用于使用所述干擾功率測量部件測量的干擾功率來測量干擾信號代碼功率的ISCP測量部件。
12.一種包括如權利要求1所述的SIR測量裝置的移動站裝置。
13.一種包括如權利要求1所述的SIR測量裝置的基站裝置。
14.一種SIR測量方法，包括創(chuàng)建步驟，用于使用包括在所接收信號中的已知信號來創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔；選擇步驟，使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔來選擇實際路徑；RAKE組合步驟，用于對所接收的信號進行RAKE組合；以及測量步驟，用于使用所創(chuàng)建的延遲業(yè)務文檔、所選路徑的位置以及RAKE組合之后的接收功率來測量消除干擾后的SIR。
15.如權利要求14所述的SIR測量方法，其中，所述測量方法因每種分配模式不同而改變。
16.一種用于當所述分配模式是通用中置碼時依照以下公式測量消除干擾之后的SIR的SIR測量方法，所述公式為SIR=Σi∈PNPDP(i)Σj∈PW-NPDP(j)/(W-NP)×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg...(2)]]>其中Np路徑的數目W延遲業(yè)務文檔長度DP(i)延遲業(yè)務文檔的芯片的電功率DP(j)延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率P實際路徑集PRAKE_own由用戶自身的擴展碼進行RAKE組合之后的電功率PRAKE_total對應于由擴展碼進行RAKE組合之后的電功率的所有擴展碼的總功率SF擴頻因子pg中置碼段中芯片的數目
17.如權利要求16所述的SIR測量方法，其中，校正信號功率以去除路徑之中的干擾影響，并且依照以下公式來測量信號功率的校正之后的SIR，所述公式為SIR=Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)Σj∈PW-NPDP(j)/(W-NP)×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg...(3)]]>
18.如權利要求17所述的SIR測量方法，其中，校正干擾功率以去除自相關分量的影響，并且依照以下公式來測量干擾功率校正之后的SIR，所述公式為SIR=Σi∈PNPDP(i)··(1-NP-1pg)Σj∈PW-NPDP(j)/(W-NP)-Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg...(4)]]>
19.如權利要求18所述的SIR測量方法，其中，校正干擾功率以去除接收濾波器的影響，并且依照以下公式來測量干擾功率校正之后的SIR，所述公式為SIR=Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)Σj∈PW-NP′DP(j)/(W-NP′)-Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg...(5)]]>其中Np′被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目
20.如權利要求19所述的SIR測量方法，其中，使用用戶自身使用的中置碼移位以及用戶自身未使用的中置碼移位來測量干擾功率，并且依照以下公式測量消除干擾之后的SIR，所述公式為SIR=Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)Σk∈KallNKallΣj∈PW-NPK′DPk(j)/Σk∈KallNKall(W-NPK′)-Σi∈PNpDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×PRAKE_ownPRAKE_total×SFpg...(6)]]>其中NKall中置碼移位的數目Kall一組中置碼移位Npk′在中置碼k中，被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目DPk(j)中置碼k的延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率
21.一種用于當分配模式是缺省中置碼時根據下述公式計算用于每個中置碼的SIR并且平均所獲得的計算結果以便測量消除干擾之后的SIR的SIR測量方法，所述公式為SIRk=Σi∈PNPkDPk(i)·(1-NPk-1pg)/Ncode,kΣk∈KallNKallΣj∈PW-NPk′DPk(j)/Σk∈KallNKall(W-NPk′)-Σm∈KNkΣj∈PNPmDPm(i)·(1-NPm-1pg)·1pg×SFpg...(7)]]>SIR=Σk∈KownNKownSIRk/NKown...(8)]]>其中SIRk中置碼k的SIRNK多路復用的中置碼移位總數K一組總的多路復用的中置碼移位Npk中置碼k的路徑數目Npk′在被假定為相同路徑范圍中、中置碼k中的路徑數目Ncode，d分配給中置碼k的擴展碼的數目W延遲業(yè)務文檔長度DPk(i)中置碼k中的延遲業(yè)務文檔的第i個芯片的電功率DPk(j)中置碼k的延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率P一組實際路徑SF擴頻因子pg中置碼段的芯片數目NKall中置碼移位的數目Kall一組中置碼移位NKown用戶自身使用的中置碼移位的數目Kown用戶自身使用的一組中置碼移位
22.一種用于當分配模式是缺省中置碼時根據下述公式計算每個中置碼的信號功率和干擾功率并且平均相應的計算結果以便測量消除干擾之后的SIR的SIR測量方法，所述公式為SIR=Σk∈KownNKownΣi∈PNPKDPk(i)·(1-NPK-1pg)/Ncode,kΣk∈KallNKallΣj∈PW-NPK′DPK(j)/Σk∈KallNKall(W-NPK′)-Σk∈KNxΣi∈PNPmDPm(i)·(1-NPm-1pg)·1pg×SFpg...(9)]]>其中NKown用戶自身使用的中置碼移位的數目Kown用戶自身使用的一組中置碼移位NKall中置碼移位的數目Kall一組中置碼移位Npk中置碼k的路徑數目Npk′在被假定為相同路徑范圍中、中置碼k中的路徑數目Ncode，k分配給中置碼k的擴展碼的數目W延遲業(yè)務文檔長度DPk(i)中置碼k中的延遲業(yè)務文檔的第i個芯片的電功率DPK(J)中置碼K的延遲業(yè)務文檔的第J個芯片的電功率P一組實際路徑SF擴頻因子pg中置碼段的芯片數目
23.一種用于當所述分配模式是UE特定中置碼時根據下述公式測量消除干擾之后的SIR的SIR測量方法，所述公式為SIR=Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)/NcodeΣk∈KallNKallΣj∈PW-NP′DP(j)/Σk∈KallNKall(W-NP′)-Σi∈PNPDP(i)·(1-NP-1pg)·1pg×SFpg...(10)]]>其中Np路徑的數目Np′被假定為相同路徑的范圍中的路徑數目Ncode分配的擴展碼的數目W延遲業(yè)務文檔長度DP(i)延遲業(yè)務文檔的芯片的電功率DP(j)延遲業(yè)務文檔的第j個芯片的電功率P一組實際路徑SF擴頻因子pg中置碼段的芯片數目NKall中置碼移位的數目Kall一組中置碼移位
全文摘要
能夠在不執(zhí)行JD解調的情況下，在其接收之后立刻以高精確度測量消除干擾后的SIR的SIR測量裝置。該裝置使用中置碼段創(chuàng)建延遲業(yè)務文檔，并且使用此延遲業(yè)務文檔和所估計的路徑位置測量SIR。也就是說，所述信號功率測量部件(142)根據延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置測量信號功率，而所述干擾功率測量部件(144)根據延遲業(yè)務文檔和所選路徑位置來測量干擾功率。然后，所述信號功率校正部件(146)和干擾功率校正部件(148)執(zhí)行必要的校正，并且SIR計算部件(150)依照預定計算公式計算SIR。
文檔編號H04B7/26GK1572064SQ0380132
公開日2005年1月26日 申請日期2003年4月21日 優(yōu)先權日2002年4月19日
發(fā)明者瀬戶義隆, 西尾昭彥 申請人:松下電器產業(yè)株式會社