專利名稱：正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置及其方法
技術領域：
本發(fā)明涉及正交頻分復用通信系統(tǒng)的通信裝置及其方法，特別涉及正交頻分復用通信系統(tǒng)中實現(xiàn)頻率同步的裝置及其方法。
背景技術：
近些年來，以正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，簡稱“OFDM”)為代表的多載波傳輸技術受到了人們的廣泛關注。多載波傳輸把數(shù)據(jù)流分解為若干個獨立的子數(shù)據(jù)流，每個子數(shù)據(jù)流將具有低得多的比特速率。用這樣低比特率形成的低速率符號去調(diào)制相應的子載波，就構(gòu)成了多個低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。
OFDM作為一種多載波數(shù)字調(diào)制技術，將數(shù)據(jù)經(jīng)編碼后在頻域傳輸。不像常規(guī)的單載波技術，如調(diào)幅/調(diào)頻(Amplitude Modulation/FrequencyModulation，簡稱“AM/FM”)，在某一時刻只用單一頻率發(fā)送單一信號，OFDM在經(jīng)過特別計算的正交頻率上同時發(fā)送多路信號。
OFDM又作為一種復用技術，將多路信號復用在不同正交子載波上。傳統(tǒng)的頻分復用(Frequency Division Multiplexing，簡稱“FDM”)技術將帶寬分成幾個子信道，中間用保護頻帶來降低干擾，它們同時發(fā)送數(shù)據(jù)。OFDM系統(tǒng)比傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)要求的帶寬要少得多。由于使用無干擾正交載波技術，子載波間無需保護頻帶。這樣使得可用頻譜的使用效率更高。另外，OFDM技術可動態(tài)分配在子信道上的數(shù)據(jù)。為獲得最大的數(shù)據(jù)吞吐量，多載波調(diào)制器可以智能地分配更多的數(shù)據(jù)到信噪比高的子信道上。
OFDM將經(jīng)過編碼的待傳輸數(shù)據(jù)作為頻域信息，將其調(diào)制為時域信號，并在信道上傳輸，而在接收端則進行逆過程解調(diào)。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由逆離散傅立葉變換(Inverse Discrete Fourier Transform，簡稱“IDFT”)和離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform，簡稱“DFT”)來代替。通過N點IDFT運算，把頻域數(shù)據(jù)符號變換為時域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過載波調(diào)制之后，發(fā)送到信道中。在接收端，將接收信號進行相干解調(diào)，然后將基帶信號進行N點DFT運算，即可獲得發(fā)送的數(shù)據(jù)符號。在實際應用中，IDFT/DFT采用逆快速傅立葉變換(Inverse Fast Fourier Transform，簡稱“IFFT”)和快速傅立葉變換(Fast Fourier Transform，簡稱“FFT”)來實現(xiàn)。FFT技術的采用使得OFDM系統(tǒng)的復雜度大大降低，再加上高性能信息處理器件比如可編程邏輯器件(Programmable Logic Device，簡稱“PLD”)、數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor，簡稱“DSP”)、微處理器(MicroProcessor，簡稱“μP”)等的發(fā)展和應用，使得OFDM系統(tǒng)的實現(xiàn)更加容易，成為應用最廣的一種多載波傳輸方案。
OFDM技術可以有效地對抗多徑傳播所造成的符號間干擾(Inter SymbolInterference，簡稱“ISI”)，其實現(xiàn)復雜度比采用均衡器的單載波系統(tǒng)小很多。另外，OFDM系統(tǒng)可以根據(jù)每個子載波的信噪比來優(yōu)化分配每個子載波上傳送的信息比特，從而大大提高系統(tǒng)傳輸信息的容量。與傳統(tǒng)的單載波傳輸系統(tǒng)相比，OFDM的主要缺點在于OFDM對于載波頻率偏移的敏感程度比單載波系統(tǒng)要高。由于定時誤差引起的載波相位偏移，及多普勒頻移或頻率同步誤差引起的正交性破壞、載波間干擾，是OFDM急需解決的問題。因此OFDM同步技術就成了關鍵技術。OFDM通信系統(tǒng)的同步分為時間同步和頻率同步。
OFDM系統(tǒng)的時域信號分段進行調(diào)制，并在每段信號的前面加上循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，簡稱“CP”)，CP是指將一段時域信號的最后一小段復制到前面，使得多徑時延在小于循環(huán)前綴的長度的前提下避免ISI的產(chǎn)生，但是時間偏移會造成解調(diào)以后的OFDM頻域信號產(chǎn)生相位偏移，所以系統(tǒng)仍需要進行時間同步。時間同步可以分為幀定時和符號定時。
對于OFDM系統(tǒng)來說，頻率偏差會造成頻域響應的平移，而OFDM信號在頻域是離散化的，因此頻偏分為整數(shù)頻偏和分數(shù)頻偏。子載波間隔整數(shù)倍的頻偏稱為整數(shù)頻偏，小于子載波間隔的頻偏稱為分數(shù)頻偏，整數(shù)頻偏加上分數(shù)頻偏等于總的頻偏。整數(shù)頻偏和分數(shù)頻偏分別需要整數(shù)頻率同步和分數(shù)頻率同步來糾正。
圖1示出了OFDM通信系統(tǒng)的各組成部分。其中，在發(fā)送端首先將數(shù)據(jù)進行編碼，然后進行數(shù)字調(diào)制，這里的數(shù)字調(diào)制為普通的調(diào)制，比如正交幅度調(diào)制(Quarduture Amplitude Modulation，簡稱“QAM”)，此后將數(shù)據(jù)流分段進行串并轉(zhuǎn)換，對每段數(shù)據(jù)做IFFT得到時域信息，接著進行并串轉(zhuǎn)換，同時加上CP，然后通過發(fā)送模塊發(fā)送到通信信道；在接收端則相反，首先通過接收模塊接收信號，接著是去CP、串并轉(zhuǎn)換、FFT、并串轉(zhuǎn)換、數(shù)字解調(diào)、解碼。
目前，OFDM主要應用于數(shù)字視頻廣播系統(tǒng)(Digital Audio Broadcasting，簡稱“DAB”)、陸地數(shù)字視頻廣播(Terrain Digital Video Broadcasting，簡稱“DVB-T”)、多信道多點分布服務(Multi-channel Multi-point DistributionService，簡稱“MMDS”)、無線局域網(wǎng)(Wireless Local Area Network，簡稱“WLAN”)服務、下一代陸地移動通信系統(tǒng)以及高比特率數(shù)字用戶線中。在2003年發(fā)布的國際電氣電子工程師協(xié)會(Institute of Electrical andElectronics Engineers，簡稱“IEEE”)的802.11a標準中采用了OFDM作為調(diào)制方式。
IEEE 802.16協(xié)議是為了實現(xiàn)寬帶無線接入(Broadband Wireless Access，簡稱“BWA”)的無線城域網(wǎng)標準。IEEE 802.16a協(xié)議是針對IEEE 802.16在2-11GHz頻段上對媒體接入控制(Media Access Control，簡稱“MAC”)層的修改和對物理層的補充，制定在2-11GHz之間留給公眾網(wǎng)接入的許可頻段上的高數(shù)據(jù)率BWA系統(tǒng)的空中接口物理層和MAC層的規(guī)范。規(guī)范的應用范圍主要面向住宅、小辦公室/家庭辦公室(Small Office Home Office，簡稱“SOHO”)、遠程工作者以及中小型企業(yè)(Small to Medium Enterprises，簡稱“SME”)市場。
正交頻分多址接入(Orthogonal Frequency Multiple Access，簡稱“OFDMA”)是在802.16a中提出的3種主要的物理層之一，它本質(zhì)上仍然屬于OFDM系統(tǒng)，只是其多址方式是不同用戶分配不同的子載波，所以被稱為OFDMA。802.16a中OFDMA物理層采用的FFT點數(shù)多達2048點，因此對于相同帶寬，其子載波之間的頻率間隔更小，因此對于頻率偏差的忍受能力也較小。在協(xié)議中規(guī)定，殘留頻偏必須小于子載波間隔的2％。此外，OFDMA物理層下行鏈路沒有前導碼(Preamble)和訓練序列，因此頻率同步能夠依據(jù)的信息只有CP、導頻(Pilot)和虛擬載波(Null Carrier)信息。其中，虛擬載波是OFDM系統(tǒng)為了降低對鄰近頻段的干擾而引入的，虛擬載波處于頻帶的兩端，不發(fā)送任何數(shù)據(jù)，作為不同頻段之間的保護間隔。
目前各種OFDM同步技術中，一般都是利用前導碼來實現(xiàn)的，這在沒有前導碼的OFDM系統(tǒng)比如OFDMA中應用起來比較困難，如果加入額外的前導碼的話，會降低系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率；有的同步技術僅僅使用虛擬載波來進行頻率同步，由于虛擬載波經(jīng)過信道以后很難做到精確定位，會引入較大的同步誤差；有的同步技術對插入的導頻直接作移動相關來進行頻率同步，這使得頻率同步對于時間同步誤差很敏感，而OFDM系統(tǒng)本身的特點決定了其時間同步誤差可以比較大，另外，導頻的移動相關計算復雜度高，實現(xiàn)困難。
在實際應用中，上述方案存在以下問題OFDM同步子系統(tǒng)計算量大、處理時延大、實現(xiàn)難度高，并且系統(tǒng)數(shù)據(jù)傳輸效率低、同步誤差大、同步性能不穩(wěn)定，導致整個OFDM通信系統(tǒng)性能下降。
造成這種情況的主要原因在于，現(xiàn)有技術中僅僅采用前導碼、虛擬載波或者導頻相關等常用手段進行OFDM系統(tǒng)的時間同步和頻率同步。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置及其方法，使得系統(tǒng)在低復雜度和高數(shù)據(jù)傳輸效率的前提下精確實現(xiàn)時間同步和頻率同步。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置，包含，時間同步模塊，用于對待同步的輸入信號進行時間同步；分數(shù)頻率同步模塊，用于對來自所述時間同步模塊的信號進行分數(shù)頻率同步；離散傅立葉變換模塊，用于對來自所述分數(shù)頻率同步模塊的信號進行離散傅立葉變換解調(diào)；整數(shù)頻率同步模塊，用于對來自所述離散傅立葉變換模塊的信號進行整數(shù)頻率同步，輸出同步結(jié)果。
其中，所述整數(shù)頻率同步模塊還用于根據(jù)所述同步結(jié)果估計并反饋時間同步誤差給所述時間同步模塊；所述時間同步模塊根據(jù)所述時間同步誤差對時間同步參數(shù)進行修正。
本發(fā)明還提供了一種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，包含以下步驟A將待同步的輸入信號進行時間同步；B將經(jīng)過所述時間同步之后的信號進行分數(shù)頻率同步；C將經(jīng)過所述分數(shù)頻率同步的信號進行離散傅立葉變換解調(diào)；D將經(jīng)過所述解調(diào)的信號進行整數(shù)頻率同步。
其中，所述分數(shù)頻率同步是利用循環(huán)前綴和與其重復的尾段信號的相位差實現(xiàn)的。
所述步驟D還進一步包含以下子步驟D1對通過所述離散傅立葉變換得到的頻域數(shù)據(jù)進行平滑，根據(jù)平滑結(jié)果中虛擬載波中心的最小值確定對導頻進行移動相關的起點；D2從所述移動相關的起點開始進行移動相關，并通過峰值檢測確定整數(shù)頻偏，完成整數(shù)頻率同步。
在所述步驟D2中，所述移動相關是對等間隔的導頻共軛相乘的結(jié)果進行的。
所述等間隔的導頻可以是相鄰的導頻。
還包含以下步驟E根據(jù)所述整數(shù)頻率同步后的結(jié)果估計時間同步誤差，并使用該時間同步誤差修正時間同步的參數(shù)。
通過比較可以發(fā)現(xiàn)，本發(fā)明的技術方案與現(xiàn)有技術的區(qū)別在于，先采用循環(huán)前綴的重復特性進行分數(shù)頻率同步；然后根據(jù)虛擬載波幅度最小的特性采用平滑的方法進行整數(shù)頻率粗同步；接著在粗同步確定的范圍內(nèi)采用對等間隔的導頻共軛相乘的結(jié)果移動相關方法進行整數(shù)頻率細同步，最終完成整數(shù)頻率同步；并根據(jù)同步結(jié)果估計時間同步誤差，用于反饋給時間同步模塊進行修正。
這種技術方案上的區(qū)別，帶來了較為明顯的有益效果，即通過整數(shù)頻率粗同步和細同步的結(jié)合，實現(xiàn)高精確度的頻率同步，并大大降低了同步計算量、實現(xiàn)復雜度和處理時延；通過時間同步誤差的估計和修正，方便地實現(xiàn)了高精確度的時間同步；從而提升了OFDM通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率，降低了實現(xiàn)復雜度，提高了系統(tǒng)性能。


圖1是OFDM通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的OFDM通信系統(tǒng)的同步裝置示意圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的OFDM時域信號和頻域信號結(jié)構(gòu)示意圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的OFDM通信系統(tǒng)的整數(shù)頻率同步方法流程圖。
具體實施例方式
為使本發(fā)明的目的、技術方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步地詳細描述。
本發(fā)明首先對OFDM信號進行時間同步，然后利用CP的重復特性進行分數(shù)頻率同步，接著分粗同步和細同步兩個步驟進行整數(shù)頻率同步，最后根據(jù)整數(shù)頻率同步結(jié)果反饋時間同步誤差，使得時間同步更加精確。其中整數(shù)頻率同步過程中，首先采用粗同步大致確定頻偏大小和細同步的起始位置，然后利用細同步精確跟蹤，這樣不但可以減少實現(xiàn)復雜度，而且達到高精度的頻率同步效果。在細同步步驟中，本發(fā)明采用了共軛后再移動相關的技術，不但避免了時間同步誤差的影響，而且精確獲得了時間同步誤差，用于反饋修正時間同步。
下面參照圖2詳細闡述本發(fā)明的一個實施例的OFDM通信系統(tǒng)的同步裝置。
在本發(fā)明的一個較佳實施例中，OFDM通信系統(tǒng)的同步裝置包含時間同步模塊201，用于實現(xiàn)時間同步，并根據(jù)反饋修正值進行同步誤差修正；分數(shù)頻率同步模塊202，用于實現(xiàn)分數(shù)頻率同步；整數(shù)頻率同步模塊203，用于實現(xiàn)整數(shù)頻率同步，并根據(jù)同步結(jié)果估計時間同步誤差。其中，時間同步模塊201接收待同步信號的輸入，將完成時間同步的信號輸出給分數(shù)頻率同步模塊202，同時還接收整數(shù)頻率同步模塊203反饋的時間同步誤差204；分數(shù)頻率同步模塊202輸出經(jīng)國分數(shù)頻率同步的信號給FFT模塊205；整數(shù)頻率同步模塊203接收來自FFT模塊205的經(jīng)過FFT的信號，并反饋估計所得的時間同步誤差204給時間同步模塊201，其輸出即為同步結(jié)果信號。
在如圖2所示的OFDM同步裝置中，首先輸入信號進入時間同步模塊201中進行時間同步，得到大致的時間同步結(jié)果，只要滿足時間同步誤差不大于CP的長度，即解調(diào)窗口沒有覆蓋到相鄰的符號，就不會產(chǎn)生ISI。初步時間同步完成后，輸入到分數(shù)頻率同步模塊202進行分數(shù)頻率同步。在本發(fā)明的一個較佳實施例中，分數(shù)頻率同步是通過CP的循環(huán)特性實現(xiàn)的，即根據(jù)CP和在尾段與其重復的信號之間的相位差確定分數(shù)頻偏，并進行分數(shù)頻率同步。分數(shù)頻率同步結(jié)果再經(jīng)過FFT解調(diào)，將時域信號轉(zhuǎn)換到頻域，得到原調(diào)制信號。這時的頻域信號還會存在整數(shù)倍的頻點偏移，需要進行整數(shù)頻率同步。此后，在整數(shù)頻率同步模塊203中，采用對等間隔導頻共軛相乘的結(jié)果進行移動相關的方法，確定整數(shù)頻偏的大小，同時根據(jù)相關操作的結(jié)果估計時間同步誤差205，并反饋給時間同步模塊進行修正。
下面參照圖3詳細說明在本發(fā)明的一個實施例中OFDM系統(tǒng)的時域信號和頻域信號結(jié)構(gòu)。在圖3(a)中，所示OFDM時域信號包含原符號和CP兩部分。原符號即通過IFFT直接得到的時域信號，在加CP過程中，將原符號的尾段復制301一段長度與CP相等的數(shù)據(jù)到符號的前面即為CP。這樣使得該符號在信道中傳輸時，只要多徑時延不超過CP的傳輸長度，即FFT窗口落在符號范圍之內(nèi)，就仍能采樣到符號的完整信息，只是會帶來相位的偏移量。
在圖3(b)中，所示OFDM頻域信號為一些離散子載波頻點，稱為bin。為了保證信號在頻帶兩端有一定衰減的保護帶，系統(tǒng)在頻域信號的兩端設置一定寬度的值為零的虛擬載波。另外，系統(tǒng)等間隔地插入一個導頻信號，相鄰導頻間距為D。在本發(fā)明的一個實施例中，導頻的值由已知的偽隨機數(shù)發(fā)生器產(chǎn)生。由于導頻的確定性，使其可以用于移動相關進行整數(shù)頻率同步。而導頻之間的bin為數(shù)據(jù)載波頻點，用于傳輸數(shù)據(jù)。在802.16a OFDMA系統(tǒng)中，F(xiàn)FT點數(shù)為2048點，導頻間隔12點，共有148個導頻頻點，345個虛擬載波頻點。
在OFDM系統(tǒng)中，僅使用CP相關一般無法做到準確的時間同步，這樣就不可避免地會產(chǎn)生時間同步誤差。另外仿真結(jié)果表明，時間同步位置提前帶來的影響遠小于時間同步位置滯后帶來的影響，這也是因為CP處于每段信號的前面引起的。為了使得OFDM的解調(diào)窗口不覆蓋到相鄰符號，在本發(fā)明的一個實施例中，時間同步時加入一個時間提前量，從而確保FFT解調(diào)時采樣到的是同一個符號或者同一段時域信號之內(nèi)。
在本發(fā)明的一個實施例中，分數(shù)頻率同步是根據(jù)時域信號中CP與每個符號的尾段數(shù)據(jù)的重復特性實現(xiàn)的，系統(tǒng)通過提取CP與尾段重復信號之間的相位差，確定分數(shù)頻偏，并進行分數(shù)頻率同步。
在完成分數(shù)頻率同步之后的頻域信號中，整數(shù)頻率偏移即OFDM bin的偏移點數(shù)。在時間同步誤差存在的情況下，利用導頻的相關性，系統(tǒng)可以精確定位整數(shù)頻偏，并且還能估計時間同步誤差的值。下面詳細推導這一方法。假設時域信號中發(fā)送信號為s(k)，接收信號為r(k)，時間同步誤差為L，則有r(k)＝s(k-L)。根據(jù)離散傅立葉變換原理，發(fā)送信號和接收信號對應的頻域信號分別為S(n)=Σn=0N-1s(k)e-j2πNkn,]]>R(n)=Σn=0N-1r(k)e-j2πNkn=Σn=0N-1s(k-L)e-j2πNkn=Σn=0N-1s(k′)e-j2πN(k′+L)n=S(n)e-j2πNLn]]>
可以看出時間同步誤差L帶來的影響因子 是隨著n的變化而相位線性變化的復數(shù)旋轉(zhuǎn)因子，因此直接使用導頻進行同步時得到峰值不能反映頻偏，使得頻率同步對時間同步誤差敏感。在本發(fā)明的一個實施例中，設定導頻間隔是均勻的，并將相鄰導頻進行共軛相乘來得到一組序列，從而使得時間同步誤差的影響成為一個固定因子。假設某導頻位置為p，其與相鄰導頻共軛相乘得到乘積為R′(p)=R(p)×R*(p+1)=S(p)S*(p+1)ej2πNLD]]>其中D是相鄰導頻的間隔，是一個恒定的值，比如在802.16a的OFDMA系統(tǒng)中規(guī)定為12?？梢?， 可以作為一個幅度為1的共同因子提取出來，因而相關乘積R′(p)不再受到旋轉(zhuǎn)因子的影響，從而可以通過峰值檢測進行頻率同步。在相關操作中，系統(tǒng)將待同步頻域信號和移動后信號共軛相乘，并求和得到相關結(jié)果。在這個相關結(jié)果出現(xiàn)峰值時，確定頻率偏移量，實現(xiàn)整數(shù)頻率同步。在整數(shù)頻率同步完成后，根據(jù)R′(p)和S(p)S*(p+1)的值可以求出一組 的值，再由已知的D和N可以求出L的平均值，提供了一種估計時間同步誤差的方法。仿真實驗證明，這種方法可以使時間同步誤差在1-3個點以內(nèi)，從而把時間同步對系統(tǒng)性能的影響降低幾乎可以忽略的程度，比如在802.16a OFDMA系統(tǒng)中，時間同步誤差3個點時，在誤比特率(BitError Rate，簡稱“BER”)為10-4時，性能下降約0.1dB。
熟悉本領域的技術人員可以理解，上述移動相關的整數(shù)頻率同步的方法中，也可以對不相鄰而間隔相同的導頻進行共軛相乘，只需修正導頻間隔即可實現(xiàn)頻率同步和時間同步誤差估計，而不影響本發(fā)明的實質(zhì)和范圍。
上面所述的整數(shù)頻率同步方法中需要對頻域信號進行移動相關，如果在整個信號范圍內(nèi)進行移動相關，則大量的乘法操作會使得同步裝置復雜度劇增。為了降低復雜度，在本發(fā)明的一個較佳實施例中，首先利用虛擬載波進行粗同步，然后在小范圍內(nèi)采用移動相關的方法進行細同步。粗同步通過為對頻域信號進行平滑實現(xiàn)。考慮到虛擬載波在經(jīng)過信道噪聲影響之后其幅值仍然很低，系統(tǒng)對頻域信號進行滑動平均，實驗證明在滑動平均得到的結(jié)果中可以發(fā)現(xiàn)在虛擬載波的中心會出現(xiàn)最小值，根據(jù)這個特性可以粗步估計整數(shù)頻偏值，實現(xiàn)粗同步。將粗同步得到的結(jié)果作為細同步中移動相關的起點。實驗證明粗同步可以較為準確的獲得頻偏值，使得細同步的移動相關范圍大大縮小，比如對于802.16a OFDMA系統(tǒng)的一個實施例中，在系統(tǒng)規(guī)定的最大頻偏下，其相關操作次數(shù)從原來的80次下降到1-2次。由于滑動平均不需要乘法運算，從而大大降低了實現(xiàn)的復雜度。
熟悉本領域的技術人員可以理解，所述粗同步中的滑動平均方法也可以由其他平滑方法代替，同樣可以粗略估計整數(shù)頻偏值，而不影響本發(fā)明的實質(zhì)和范圍。
下面參照圖4詳細描述根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的OFDM通信系統(tǒng)的整數(shù)頻率同步方法。
首先如圖所示，在步驟401中，系統(tǒng)對頻域信號進行平滑操作，并確定對導頻進行移動相關的起點。系統(tǒng)通過平滑操作，根據(jù)在虛擬載波中心出現(xiàn)的最小值可以粗略估計整數(shù)頻偏值，并以此作為移動相關的起點，以縮小移動相關的范圍。
接著進入步驟402，系統(tǒng)對頻域信號進行移動相關，通過峰值檢測確定整數(shù)頻偏。所述移動相關操作如前所述，利用等間隔的導頻共軛相乘體現(xiàn)的特性，根據(jù)峰值位置得到整數(shù)頻偏的精確估計值。
接著進入步驟403，根據(jù)同步結(jié)果估計時間同步誤差。根據(jù)前述方法，由整數(shù)頻率同步的結(jié)果，比如導頻共軛乘積，即可估計時間同步誤差值。將該時間同步誤差值反饋，對時間同步參數(shù)進行修正，即可實現(xiàn)精確的時間同步。
下面給出根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的OFDM通信系統(tǒng)的同步方法流程。
首先，將輸入信號進行時間同步，并根據(jù)反饋的時間同步誤差進行修正；然后，將時間同步以后的信號進行分數(shù)頻率同步，之后進行FFT解調(diào)；最后，將FFT解調(diào)之后的信號進行整數(shù)頻率同步，得到同步信號，并根據(jù)同步結(jié)果估計時間同步誤差，將其反饋給時間同步模塊。
雖然通過參照本發(fā)明的某些優(yōu)選實施例，已經(jīng)對本發(fā)明進行了圖示和描述，但本領域的普通技術人員應該明白，可以在形式上和細節(jié)上對其作各種各樣的改變，而不偏離所附權(quán)利要求書所限定的本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置，其特征在于，包含，時間同步模塊，用于對待同步的輸入信號進行時間同步；分數(shù)頻率同步模塊，用于對來自所述時間同步模塊的信號進行分數(shù)頻率同步；離散傅立葉變換模塊，用于對來自所述分數(shù)頻率同步模塊的信號進行離散傅立葉變換解調(diào)；整數(shù)頻率同步模塊，用于對來自所述離散傅立葉變換模塊的信號進行整數(shù)頻率同步，輸出同步結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置，其特征在于，所述整數(shù)頻率同步模塊還用于根據(jù)所述同步結(jié)果，估計并反饋時間同步誤差給所述時間同步模塊；所述時間同步模塊根據(jù)所述時間同步誤差對時間同步參數(shù)進行修正。
3.一種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，包含以下步驟A將待同步的輸入信號進行時間同步；B將經(jīng)過所述時間同步之后的信號進行分數(shù)頻率同步；C將經(jīng)過所述分數(shù)頻率同步的信號進行離散傅立葉變換解調(diào)；D將經(jīng)過所述解調(diào)的信號進行整數(shù)頻率同步。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，所述分數(shù)頻率同步是利用循環(huán)前綴和與其重復的尾段信號的相位差實現(xiàn)的。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，所述步驟D還進一步包含以下子步驟D1對通過所述離散傅立葉變換得到的頻域數(shù)據(jù)進行平滑，根據(jù)平滑結(jié)果中虛擬載波中心的最小值確定對導頻進行移動相關的起點；D2從所述移動相關的起點開始進行移動相關，并通過峰值檢測確定整數(shù)頻偏，完成整數(shù)頻率同步。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，在所述步驟D2中，所述移動相關是對等間隔的導頻共軛相乘的結(jié)果進行的。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，所述等間隔的導頻可以是相鄰的導頻。
8.根據(jù)權(quán)利要求3至7中任意一條所述的正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，還包含以下步驟E根據(jù)所述整數(shù)頻率同步后的結(jié)果估計時間同步誤差，并使用該時間同步誤差修正時間同步的參數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明涉及正交頻分復用通信系統(tǒng)的通信裝置及其方法，公開了一種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置及其方法，使得系統(tǒng)在低復雜度和高數(shù)據(jù)傳輸效率的前提下精確實現(xiàn)時間同步和頻率同步。這種正交頻分復用通信系統(tǒng)的同步裝置包含，時間同步模塊，用于對待同步的輸入信號進行時間同步；分數(shù)頻率同步模塊，用于對來自時間同步模塊的信號進行分數(shù)頻率同步；離散傅立葉變換模塊，用于對來自分數(shù)頻率同步模塊的信號進行離散傅立葉變換解調(diào)；整數(shù)頻率同步模塊，用于對來自離散傅立葉變換模塊的信號進行整數(shù)頻率同步，輸出同步結(jié)果。
文檔編號H04J11/00GK1652491SQ20041000514
公開日2005年8月10日 申請日期2004年2月4日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月4日
發(fā)明者湯劍斌, 蔣朱成 申請人:華為技術有限公司