本發(fā)明屬于信息與通信工程技術(shù)領(lǐng)域，涉及一種光無線通信信號(hào)處理中的訓(xùn)練序列疊加及信道估計(jì)過程的方法，具體是一種可用于光無線通信的基于疊加訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法。

背景技術(shù)：

目前，各種無線通信業(yè)務(wù)持續(xù)增長(zhǎng)，無線頻譜需求量越來越大，對(duì)頻段的利用率要求也越來越高。然而，該問題并未得到很好地解決，且日趨嚴(yán)重。為降低頻譜資源壓力，傳輸方式方面采用了正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)。這是多載波并行傳輸調(diào)制方式之一。且，因其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較低，故應(yīng)用最廣。從無線傳輸?shù)慕橘|(zhì)角度出發(fā)，光無線通信作為一項(xiàng)新技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。相應(yīng)的，對(duì)光無線通信的調(diào)制方式、同步方式及信道估計(jì)等關(guān)鍵技術(shù)研究也有了快速發(fā)展。

OFDM調(diào)制技術(shù)有許多優(yōu)點(diǎn)，如信道利用率高、抗干擾、衰減性強(qiáng)及適用范圍較大、較廣等。但本發(fā)明中需對(duì)光強(qiáng)調(diào)制。因光強(qiáng)不能為負(fù)值，而OFDM技術(shù)只能對(duì)雙極性信號(hào)調(diào)制。針對(duì)該問題，需對(duì)OFDM技術(shù)改進(jìn)，出現(xiàn)了多載波非對(duì)稱限幅光-正交頻分復(fù)用(ACO-OFDM)技術(shù)。該技術(shù)可適應(yīng)光無線通信中僅有單極性信號(hào)的調(diào)制過程。且其還有收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、調(diào)制深度高及受非線性影響小等優(yōu)點(diǎn)。所以，如何解決在調(diào)制系統(tǒng)中較為有效的將雙極性信號(hào)轉(zhuǎn)換為非負(fù)單極性信號(hào)，是ACO-OFDM調(diào)制的關(guān)鍵技術(shù)之一。

信道估計(jì)技術(shù)是光無線通信中的關(guān)鍵技術(shù)之一，該技術(shù)是從接收數(shù)據(jù)中將假定的某個(gè)信道模型參數(shù)估計(jì)出來的過程，可分為盲信道估計(jì)、導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)及基于疊加訓(xùn)練序列的信道估計(jì)等。而由于ACO-OFDM系統(tǒng)對(duì)輸入快速傅里葉逆變換(IFFT)的向量有特殊要求，使基于導(dǎo)頻輔助的信道估計(jì)方法在該系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)較為困難。此時(shí)，使用基于疊加訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法更為有效。但由于光強(qiáng)信號(hào)都為正值，信息序列均值不為零。所以，對(duì)接收信號(hào)一階統(tǒng)計(jì)平均后，會(huì)出現(xiàn)不能將所疊加的訓(xùn)練序列提取出來的問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)高速發(fā)展的無線光通信提供一種高效的、穩(wěn)定的調(diào)制方式和信道估計(jì)方法——基于疊加訓(xùn)練序列的ACO-OFDM信道估計(jì)方法，用以促使光信息能更為準(zhǔn)確、快速地傳輸，以便無線光通信技術(shù)能廣泛應(yīng)用于生活、生產(chǎn)及科研等方面的數(shù)字通信領(lǐng)域中。

本發(fā)明提出了一種基于疊加訓(xùn)練序列的多載波非對(duì)稱限幅光-正交頻分復(fù)用ACO-OFDM信道估計(jì)方法，其主要包括用于訓(xùn)練序列的單極性非負(fù)周期實(shí)序列生成方法、本地矩陣的生成方法及信道估計(jì)方法，具體按以下步驟：

步驟一，需對(duì)偽噪聲序列處理以得到單極性非負(fù)周期實(shí)序列。

其中，該步驟將涉及對(duì)偽噪聲序列的共軛對(duì)稱、IFFT、并串變換、限幅及拆分組合等過程，主要是將偽噪聲序列轉(zhuǎn)變?yōu)榭捎糜诨鶐鬏斍乙着c數(shù)據(jù)信號(hào)分離的正實(shí)數(shù)序列。

步驟二，生成本地矩陣。

優(yōu)選的，通過對(duì)ACO-OFDM系統(tǒng)的時(shí)域信號(hào)分析，以元素全為實(shí)數(shù)b的Q×Q維實(shí)數(shù)矩陣B和循環(huán)矩陣T'來構(gòu)成本地矩陣T。Q的取值為生成周期正實(shí)數(shù)序列的周期值，T'是由訓(xùn)練序列構(gòu)成的Q×Q維的循環(huán)矩陣，且T為Q×Q維的實(shí)數(shù)矩陣，b為時(shí)域信號(hào)s_c(n)的均值。

步驟三，以此為計(jì)算必要所需參數(shù)條件，按上述信道估計(jì)方法，完成信道估計(jì)。

另外，在信道估計(jì)仿真實(shí)驗(yàn)中，本發(fā)明加入子載波數(shù)量和功率分配因子兩個(gè)可控因素，并以均方誤差(MSE)來評(píng)價(jià)信道估計(jì)效果，使整個(gè)系統(tǒng)具有可調(diào)性和完整性。

優(yōu)選的，步驟一，由偽噪聲序列(PN序列)生成復(fù)向量，再經(jīng)快速傅里葉逆變換(IFFT)變?yōu)閷?shí)數(shù)序列，序列多次重復(fù)后最終生成周期正實(shí)數(shù)序列。

優(yōu)選的，步驟一依次通過以下步驟實(shí)現(xiàn)：

步驟1.1.對(duì)長(zhǎng)為Q的PN序列星座映射及并串變換，且Q的取值可為4的整倍數(shù)的數(shù)；此時(shí)，所得序列長(zhǎng)度為原PN序列的四分之一，即長(zhǎng)為Q/4的復(fù)向量p，且p是一個(gè)1×Q/4維的向量；

步驟1.2.將經(jīng)步驟1.1所得復(fù)向量p作共軛對(duì)稱變換，得向量p'；向量p'只有奇數(shù)項(xiàng)承載信息，而偶數(shù)項(xiàng)都為零，即當(dāng)變量m為偶數(shù)時(shí)，有p'(m)＝0；由于系統(tǒng)信號(hào)需基帶傳輸，故需將復(fù)信號(hào)共軛對(duì)稱，再經(jīng)IFFT處理后轉(zhuǎn)變?yōu)閷?shí)數(shù)序列，再將其傳輸；當(dāng)且僅當(dāng)p'向量具有共軛對(duì)稱性時(shí)，才能執(zhí)行IFFT處理，否則，重復(fù)步驟1.2，使生成向量具有共軛對(duì)稱性；

步驟1.3.將步驟1.2中的向量p'作IFFT處理后，轉(zhuǎn)變?yōu)閷?shí)數(shù)序列；再對(duì)其依次執(zhí)行并串變換、限幅處理，且限幅處理主要使實(shí)數(shù)序列的元素值不小于零，即可生成長(zhǎng)度為Q的單極性非負(fù)實(shí)數(shù)序列t'(n)；為了具備周期性，在上述生成實(shí)數(shù)序列t'(n)基礎(chǔ)上，將其重復(fù)N_Q次，N_Q為自然數(shù)，得到單極性非負(fù)周期實(shí)數(shù)序列t(n)；且t(n)為一個(gè)1×Q·N_Q維、周期為Q，元素值都為正值的實(shí)數(shù)序列；n為自然數(shù)，取值為(1,Q·N_Q)范圍的整數(shù)。

優(yōu)選的，步驟二采用以下步驟實(shí)現(xiàn)：

步驟2.1.實(shí)數(shù)矩陣B的生成過程；實(shí)數(shù)矩陣是指矩陣內(nèi)的所有元素都為實(shí)數(shù)，矩陣B是一個(gè)Q×Q維的全實(shí)數(shù)對(duì)稱矩陣，且Q為步驟1.3中訓(xùn)練序列的周期值；將輸入的正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)基帶信號(hào)表示為：s(n)，且s(n)滿足均值為零的正態(tài)分布，即s(n)～N(0,σ²)，其均值為0，方差為σ²；對(duì)s(n)作限幅處理，即限制每個(gè)信號(hào)幅值不低于零，得到時(shí)域信號(hào)：s_c(n)；

步驟2.2.對(duì)于步驟2.1所得序列s_c(n)及s(n)，因s(n)滿足均值為零的正態(tài)分布，得s_c(n)均值為：令即可構(gòu)造Q×Q階元素都為b的實(shí)數(shù)矩陣B，即有：

步驟2.3.在步驟2.2中生成的實(shí)數(shù)矩陣B上，疊加一個(gè)循環(huán)矩陣，即可完成本地矩陣構(gòu)建，該循環(huán)矩陣以步驟1.3生成的訓(xùn)練序列t(n)為矩陣元素，即有：

步驟2.4.將步驟2.2與步驟2.3所得實(shí)數(shù)矩陣B和循環(huán)矩陣T'相加，得本地矩陣T，即有：

優(yōu)選的，步驟三的信道估計(jì)方法由時(shí)域離散模型得到發(fā)送信號(hào)x(n)及接收信號(hào)r(n)，將接收信號(hào)分為Q路，依次對(duì)其Q倍下采樣，之后對(duì)每路分別求均值，得量化結(jié)果y(n)；再對(duì)其無偏估計(jì)，結(jié)合本地矩陣的逆矩陣，完成信道估計(jì)過程。

優(yōu)選的，步驟三采用以下步驟完成：

步驟3.1.該系統(tǒng)的發(fā)送信號(hào)x(n)為步驟2.1中所得的時(shí)域信號(hào)s_c(n)和步驟1.3中得到的訓(xùn)練序列t(n)的和，其表達(dá)式如下：

x(n)＝s_c(n)+t(n) (4)

步驟3.2.步驟3.1中的發(fā)送信號(hào)x(n)經(jīng)信道后，接收端收到的信號(hào)是其經(jīng)光多徑路徑反射后，各接收信號(hào)分量的總和，其表達(dá)式如下：

其中，l表示光路徑的路徑數(shù)；h(l)表示第l條路徑的信道脈沖響應(yīng)系數(shù)；w(n)表示加性高斯白噪聲，其特點(diǎn)為幅值滿足均值為零的高斯分布；且功率譜密度滿足均勻分布，其均值與方差只與其頻率跨度有關(guān)；

步驟3.3.將步驟3.2所得的接收信號(hào)r(n)分為Q路，即依次對(duì)其Q倍下采樣；之后對(duì)每路分別求均值，得接收信號(hào)量化結(jié)果為：y(n)＝E[r(kQ+n)]。其中，k是取值為(0,N_Q)范圍的整數(shù)，Q為步驟1.3中訓(xùn)練序列的周期值；

步驟3.4.結(jié)合步驟3.1、3.2中所得的發(fā)送信號(hào)x(n)及接收信號(hào)r(n)的表達(dá)式，可計(jì)算步驟3.3的量化結(jié)果y(n)為：

其中，N_Q為步驟1.3所述的序列重復(fù)次數(shù)；

步驟3.5.因噪聲w(n)為加性高斯白噪聲，根據(jù)其幅值滿足均值為零的正態(tài)分布特點(diǎn)，且由步驟2.2所得的s_c(n)均值為b的結(jié)果，則步驟3.4中y(n)的計(jì)算可簡(jiǎn)化為：

步驟3.6.求解步驟3.5所得y(n)；當(dāng)且僅當(dāng)Q＝L時(shí)，L表示信道階數(shù)，且其系數(shù)矩陣滿秩時(shí)，該式具有唯一解；否則，需重新調(diào)整參數(shù)，使其具有唯一解；因信道階數(shù)只能為估計(jì)值上限，則可令周期Q等于信道階數(shù)所能取得的上限值；最后，步驟3.5所得y(n)表達(dá)式可由向量計(jì)算表示為：

y＝T·h (8)

其中，T為步驟2.4中構(gòu)造的本地矩陣；y和h都是Q×1維的列向量。T·h即為本地矩陣與信道系數(shù)向量的乘法計(jì)算過程；

步驟3.7.因步驟3.6中的量化序列具有平穩(wěn)遍歷性；即對(duì)序列y作求均值運(yùn)算，結(jié)果與時(shí)間參數(shù)無關(guān)，故可計(jì)算該序列y的無偏估計(jì)為：

其中，N_Q為步驟1.3所述的序列重復(fù)次數(shù)，r(n)為步驟3.2所得的接收信號(hào)。

步驟3.8.由步驟2.4所得的本地矩陣T，計(jì)算其逆矩陣T^-1；結(jié)合步驟3.7中所得序列y的無偏估計(jì)結(jié)果可通過下式完成最終信道估計(jì)結(jié)果h；向量h中的每個(gè)元素即為該估計(jì)方法所得的各信道濾波器系數(shù)

本發(fā)明通過對(duì)ACO-OFDM系統(tǒng)的調(diào)制過程原理入手，分析了該系統(tǒng)信道中信號(hào)的傳輸特點(diǎn)，采用基于疊加訓(xùn)練序列的方法完成該系統(tǒng)的信道估計(jì)過程，構(gòu)造出了一種可應(yīng)用于無線光通信的信道估計(jì)方法。本發(fā)明方法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較低且準(zhǔn)確性較高，具有較高應(yīng)用價(jià)值。

針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的前述技術(shù)問題，本發(fā)明基于疊加訓(xùn)練序列的信道估計(jì)方法，對(duì)訓(xùn)練序列和本地矩陣開展了合理生成，其不但可解決接收端信號(hào)一階統(tǒng)計(jì)平均后不能將疊加序列分離的情況，且其整體算法簡(jiǎn)單、估計(jì)精度高。另外，所添訓(xùn)練序列不會(huì)單獨(dú)占有時(shí)隙或信道，具有較高系統(tǒng)傳輸效率，且還具有帶寬、時(shí)間和功率分配的靈活性。故其在無線光通信領(lǐng)域有重要應(yīng)用價(jià)值。

附圖說明

圖1為本發(fā)明中ACO-OFDM系統(tǒng)的原理結(jié)構(gòu)圖。

圖2為本發(fā)明中基于疊加訓(xùn)練序列的ACO-OFDM系統(tǒng)時(shí)域離散模型。

圖3為本發(fā)明中單極性非負(fù)周期實(shí)序列生成的過程示意圖。

圖4為本發(fā)明中本地矩陣生成過程示意圖。

圖5為本發(fā)明中信道估計(jì)算法過程示意圖。

圖6為信道估計(jì)算法過程中y(n)序列無偏估計(jì)過程示意圖。

圖7為本發(fā)明中循環(huán)矩陣和實(shí)數(shù)矩陣相加過程示意圖。

圖8為本發(fā)明中本地矩陣與信道系數(shù)向量乘法計(jì)算過程示意圖。

圖9為本發(fā)明功率分配因子與信道估計(jì)均方誤差(MSE)性能的關(guān)系圖。

具體實(shí)施方式

以下通過具體實(shí)施例并結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)描述。

本發(fā)明所提供的基于疊加訓(xùn)練序列的ACO-OFDM信道估計(jì)方法可應(yīng)用于以光強(qiáng)作為調(diào)制對(duì)象的無線光通信系統(tǒng)中，并不限于以下實(shí)施例所詳細(xì)說明的領(lǐng)域。

本發(fā)明依次經(jīng)過下述主要步驟得以實(shí)現(xiàn)：

利用已有正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)調(diào)制方法，依照以光強(qiáng)作為調(diào)制對(duì)象的特點(diǎn)，對(duì)其發(fā)展及改造。即構(gòu)建了可用于光無線通信的ACO-OFDM調(diào)制系統(tǒng)。在確定調(diào)制系統(tǒng)后，為更好完成對(duì)該系統(tǒng)的信道估計(jì)，建立了該系統(tǒng)的時(shí)域離散模型。進(jìn)而分析信號(hào)從輸入到輸出的具體路徑及處理過程，從而得到輸入信號(hào)x(n)、信道h(l)和輸出信號(hào)r(n)間的初步關(guān)系。其中，為了保證信道估計(jì)的準(zhǔn)確性和穩(wěn)定性。本發(fā)明中，對(duì)用于疊加的訓(xùn)練序列及求解信道參數(shù)的本地矩陣作了改進(jìn)與創(chuàng)新。由偽噪聲序列構(gòu)造單極性非負(fù)周期實(shí)序列用作訓(xùn)練序列，由循環(huán)矩陣T'和實(shí)數(shù)矩陣B相加的方式構(gòu)造本地矩陣。最后，對(duì)接收信號(hào)量化處理得y(n)，對(duì)其化簡(jiǎn)變形及估計(jì)運(yùn)算得并結(jié)合本地矩陣的逆矩陣，完成本系統(tǒng)信道估計(jì)。由實(shí)驗(yàn)仿真結(jié)果知：本發(fā)明方法在ACO-OFDM系統(tǒng)有較好應(yīng)用前景，為無線光通信的信號(hào)傳輸提供了一種可行高效的信道估計(jì)方法。

本發(fā)明的具體實(shí)施方式，可依次通過以下實(shí)施例附圖來詳細(xì)說明。

圖1為ACO-OFDM系統(tǒng)的原理結(jié)構(gòu)圖。如圖1所示，ACO-OFDM調(diào)制系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)原理與OFDM類似。首先，對(duì)輸入的二進(jìn)制序列星座映射，將其轉(zhuǎn)化為復(fù)信號(hào)。其次，對(duì)該復(fù)信號(hào)添加共軛數(shù)據(jù)以構(gòu)成Hermitian對(duì)稱，Hermitian對(duì)稱是指序列的共軛、轉(zhuǎn)置序列都為本身的特性。此時(shí)，前N/2的信號(hào)值與后N/2的信號(hào)值首尾對(duì)應(yīng)構(gòu)成共軛關(guān)系，N為輸入信號(hào)的長(zhǎng)度。對(duì)以光強(qiáng)作為調(diào)制對(duì)象的ACO-OFDM系統(tǒng)來說，信號(hào)輸入快速傅里葉逆變換(IFFT)處理前必須具備共軛對(duì)稱性。再對(duì)其串并變換后，可對(duì)其IFFT處理。此時(shí)，信號(hào)則為雙極性實(shí)數(shù)序列。然后，對(duì)其非對(duì)稱限幅、門限判決及頻域?yàn)V波，即可得基帶信號(hào)。最后，再對(duì)所得信號(hào)添加CP并完成并串變換，這就是本發(fā)明中ACO-OFDM系統(tǒng)的完整調(diào)制過程。

圖2為基于疊加訓(xùn)練序列的ACO-OFDM系統(tǒng)時(shí)域離散模型。該模型具體詳細(xì)的描繪了時(shí)域信號(hào)從基帶信號(hào)s(n)到輸出序列r(n)的處理及運(yùn)算過程。其中，第一個(gè)加法器處加入的單極性非負(fù)周期實(shí)序列，即訓(xùn)練序列t(n)，將于圖3處具體介紹其生成過程。由該圖也可得到發(fā)送序列、信道及接收序列間的關(guān)系表達(dá)式，可作估計(jì)信道信息計(jì)算過程所需的參數(shù)條件。

圖3為訓(xùn)練序列，即單極性非負(fù)周期實(shí)序列生成過程示意圖。由圖3可知，訓(xùn)練序列是以偽噪聲序列為基礎(chǔ)，經(jīng)過一系列信號(hào)處理方式生成的。首先，偽噪聲序列(PN序列)需經(jīng)星座映射及并串變換變?yōu)閺?fù)序列p。此時(shí)，對(duì)該復(fù)序列共軛對(duì)稱處理，得向量p'。該向量只有奇數(shù)項(xiàng)承載信息，而偶數(shù)項(xiàng)都為零。其次，對(duì)向量p'作IFFT處理，使其轉(zhuǎn)變?yōu)閷?shí)數(shù)序列。再對(duì)其依次執(zhí)行并串變換、限幅處理，即可得一個(gè)單極性非負(fù)實(shí)序列t'(n)。最后，為了使訓(xùn)練序列具有周期性，則將其重復(fù)多次可得所需單極性非負(fù)周期實(shí)序列t(n)。

圖4為應(yīng)用于該系統(tǒng)的本地矩陣生成過程示意圖。由圖中可知，本發(fā)明中的本地矩陣T是由循環(huán)矩陣T'及實(shí)數(shù)矩陣B相加后構(gòu)成的。即有T＝T'+B。其中，循環(huán)矩陣T'是由圖3中形成的訓(xùn)練序列t(n)排列組成，且該循環(huán)矩陣的階數(shù)為Q×Q階，具體表達(dá)式如下：

為了配合循環(huán)矩陣以生成本地矩陣，實(shí)數(shù)矩陣B的階數(shù)也應(yīng)為Q×Q階。此時(shí)，只需取得實(shí)數(shù)b，即可得到本地矩陣。

圖4中說明了實(shí)數(shù)b的取值過程。首先，將基帶信號(hào)s(n)限幅得到ACO-OFDM時(shí)域信號(hào)序列s_c(n)。其次，根據(jù)基帶信號(hào)幅值服從正態(tài)分布的特點(diǎn)，即有：s(n)～N(0,σ²)。經(jīng)過限幅處理后，求取時(shí)域信號(hào)序列的均值。即取值為b，所以，實(shí)數(shù)矩陣B的表達(dá)式如下：

通過相加器將矩陣T'和矩陣B相加，可得本地矩陣T。其表達(dá)式如下：

圖5為本發(fā)明中信道估計(jì)算法過程示意圖。本發(fā)明中的信道估計(jì)結(jié)果，是通過本地矩陣及接收信號(hào)量化處理后所得向量乘法計(jì)算所得。首先，系統(tǒng)的發(fā)送信號(hào)x(n)是時(shí)域信號(hào)s_c(n)和訓(xùn)練序列t(n)的和?？杀硎緸椋?/p>

x(n)＝s_c(n)+t(n) (5.1)

發(fā)送信號(hào)經(jīng)信道h后，須與信道脈沖響應(yīng)系數(shù)相卷積。即在該圖中信號(hào)先乘法后累加的過程。此時(shí)，在信號(hào)中會(huì)混入高斯白噪聲w(n)，輸出信號(hào)即為r(n)。表達(dá)式為：

其中，l表示光路徑的路徑數(shù)；h(l)表示第l條路徑的信道脈沖響應(yīng)系數(shù)；w(n)表示加性高斯白噪聲。

其次，將輸出信號(hào)分為Q路，依次對(duì)其Q倍下采樣，之后對(duì)每路分別求均值。結(jié)合發(fā)送信號(hào)，可得量化結(jié)果：y(n)。其表達(dá)式為：

而w(n)幅值滿足均值為零的正態(tài)分布且E(s_c(n))＝b。由此，量化結(jié)果可簡(jiǎn)化為：

當(dāng)且僅當(dāng)Q＝L時(shí)，上式才有唯一解。此時(shí)，式(5.3)可表示為向量形式：

y＝T·h (5.5)

最后，對(duì)量化結(jié)果y(n)無偏估計(jì)得序列表達(dá)式為：

其中，變量i的取值為(0,N_Q-1)范圍內(nèi)的整數(shù)。并以所得估計(jì)結(jié)果結(jié)合本地矩陣T的逆矩陣T^-1，即可估計(jì)信道參數(shù)。

圖6為信道估計(jì)算法過程中y(n)序列無偏估計(jì)過程示意圖。y(n)序列是接收信號(hào)經(jīng)處理后的量化結(jié)果。在一個(gè)基帶信號(hào)周期內(nèi)，采樣序列長(zhǎng)度有限，且序列y(n)具有平穩(wěn)遍歷性，故可對(duì)其無偏估計(jì)。首先，由接收序列r(n)，n取值為(0,Q-1)范圍的整數(shù)，Q為訓(xùn)練序列周期。其次，將接收數(shù)據(jù)分Q路，依次對(duì)其Q倍下采樣。以r(0)為例，依次采樣的元素分別為r(0)、r(Q)、...、r((N_Q-1)Q)。以此類推，所得序列個(gè)數(shù)則為Q個(gè)，分別為r(iQ),r(iQ+1),...,r(iQ+Q-1)，變量i的取值為(0,N_Q-1)范圍的整數(shù)。最后，各序列元素分別累加，并除以序列元素個(gè)數(shù)值N_Q。則Q個(gè)序列即變?yōu)镼個(gè)數(shù)值，分別為以此組成無偏估計(jì)序列n的取值為(0,Q-1)范圍的整數(shù)。

圖7與圖8分別為本發(fā)明中循環(huán)矩陣T'和實(shí)數(shù)矩陣B相加及矩陣T與向量h乘法計(jì)算過程示意圖。本地矩陣的生成是通過循環(huán)矩陣T'和實(shí)數(shù)矩陣B經(jīng)加法器后得到的，具體表現(xiàn)為兩個(gè)Q×Q階矩陣對(duì)應(yīng)位置元素相加得到一個(gè)新矩陣的過程。而本地矩陣與信道向量的乘法計(jì)算，表現(xiàn)為Q×Q階矩陣每行與列向量分別相乘，得到一個(gè)數(shù)值的過程。最后，得到Q個(gè)向量元素，即得到列向量：y。

圖9為功率分配因子與信道估計(jì)均方誤差(MSE)性能的關(guān)系圖。在本實(shí)施例中，如取子載波數(shù)為定值N＝512，得功率分配因子與信道估計(jì)間的關(guān)系圖。由分析可知，當(dāng)SNR和N不變，SNR為信號(hào)信噪比。在P＝0.7左右時(shí)，P即為ACO-OFDM系統(tǒng)發(fā)送端生成發(fā)送信號(hào)時(shí)，分配的功率因子，MSE值最小。此時(shí)，信道估計(jì)準(zhǔn)確率最優(yōu)。從圖8也可看出隨P值逐漸變大，均方誤差呈現(xiàn)先變大后減小的趨勢(shì)。另外，當(dāng)信噪比SNR低于15dB時(shí)，信道估計(jì)的均方誤差落差較大。而當(dāng)信噪比高于15dB后，信道估計(jì)均方誤差趨于平穩(wěn)。且當(dāng)信噪比大于15dB，訓(xùn)練序列與數(shù)據(jù)信號(hào)相對(duì)功率基本保持不變。因訓(xùn)練序列的能量越高，信道估計(jì)性能就越好。所以，此時(shí)數(shù)據(jù)信號(hào)就成了影響信道估計(jì)性能的主要因素。

本發(fā)明基于疊加訓(xùn)練序列的多載波非對(duì)稱限幅光-正交頻分復(fù)用(ACO-OFDM)信道估計(jì)方法。在寬帶無線光通信中，為了適應(yīng)光強(qiáng)調(diào)制，信號(hào)取值只能為正值，可采用ACO-OFDM調(diào)制。該發(fā)明涉及一種光無線通信調(diào)制及信道估計(jì)方法，其中，調(diào)制方法主要包括信號(hào)映射、構(gòu)成哈密爾頓對(duì)稱、快速離散傅里葉逆變換及非對(duì)稱限幅等步驟；而信道估計(jì)方法包括單極性非負(fù)周期實(shí)序列生成、本地矩陣生成及一階統(tǒng)計(jì)信道估計(jì)等步驟。通過對(duì)所提ACO-OFDM信道估計(jì)方法的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，可得該方法接近理想性能的信道估計(jì)效果。且該方法還可通過調(diào)節(jié)功率分配因子和子載波數(shù)目等，來改進(jìn)其信道估計(jì)性能。因上述特點(diǎn)，該方法適用于無線光傳輸高精度信道估計(jì)，且可避免因接收信號(hào)多變而引起的檢測(cè)效果不穩(wěn)定等缺陷，有較大應(yīng)用價(jià)值。

盡管已描述本發(fā)明的實(shí)施例，但對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，可在不脫離本發(fā)明方法原理和精神的情況下對(duì)這些實(shí)施例開展多種變化、修改、替換和變型，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求及其等同限定。即通過改變本發(fā)明所述方法中基本原理圖、本地矩陣的維數(shù)、功率分配因子數(shù)值等基本圖例及算法參數(shù)，仍屬本發(fā)明所述方法的范疇，仍受本專利保護(hù)。