專利名稱：帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理領(lǐng)域內(nèi)一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法。
背景技術(shù)：
數(shù)字音頻廣播(DAB)是一種全數(shù)字方式多載波無線傳輸系統(tǒng)，它采用了先進的數(shù)字處理新技術(shù)實現(xiàn)無線信道信號傳輸。與傳統(tǒng)的模擬廣播相比，DAB具有極強的多徑衰落抑制能力、先進的糾錯性能、類激光唱盤(CD)音質(zhì)、系統(tǒng)容量大和覆蓋范圍廣等突出的優(yōu)點。由于廣播僅占用有限的頻率資源，DAB對頻率資源的不同占用方式導(dǎo)致了DAB不同的制式以歐洲Eureka-147 DAB為代表的專用頻率制式和以美國IBOCDAB為代表的帶內(nèi)同頻道(IBOC)制式。
IBOC DAB與當(dāng)前正在使用的模擬廣播電臺使用相同載波頻率，依靠頻率分隔和調(diào)制方式的不同，同播模擬和數(shù)字兩種節(jié)目。FM音頻廣播所使用的頻段是實現(xiàn)DAB的理想頻段。如圖1所示，F(xiàn)M IBOC DAB系統(tǒng)將數(shù)字信號(包括音頻業(yè)務(wù)和數(shù)據(jù)業(yè)務(wù))放在與模擬FM信號相同的頻帶內(nèi)，實現(xiàn)同一FM廣播節(jié)目的模擬信號和數(shù)字信號混合同播。
大量的模擬和分析表明，工作于混合(Hybrid)模式的FM IBOC DAB中的數(shù)字邊帶DAB信號位于距模擬主FM中心頻率129kHz到197kHz之間時，對其模擬主FM性能影響最小。但是，相鄰頻道之間的干擾卻總是存在的，尤其是第一臨頻道的干擾，如圖2所示。
研究表明，如果保證電臺的頻道分割和地理布局最優(yōu)化，則不可能同時出現(xiàn)±200KHz第一鄰頻道干擾，這就可以保證頻率分集傳輸中至少有一個邊帶未受其干擾。
如圖3所示的FM IBOCDAB接收機系統(tǒng)中，接收的信號(包括模擬調(diào)制載波和數(shù)字邊頻信號)經(jīng)過射頻前端處理、混頻處理、中頻濾波和分離器處理后，產(chǎn)生模擬調(diào)制載波和數(shù)字頻帶信號(經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換和數(shù)字下變頻后)，然后分別進入相應(yīng)的模擬電路處理模塊和數(shù)字信號電路處理模塊進行相應(yīng)的處理，但是分離后的數(shù)字頻帶信號中仍然存在模擬調(diào)制載波的干擾。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其主要用于消除帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中的模擬調(diào)制載波信號干擾。
本發(fā)明一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，在帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播接收端，接收的復(fù)合信號經(jīng)過射頻前端處理、混頻處理、中頻濾波和分離器處理后，產(chǎn)生模擬調(diào)制載波和數(shù)字頻帶信號經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換和數(shù)字下變頻后，然后分別進入相應(yīng)的模擬電路處理模塊和數(shù)字信號電路處理模塊進行相應(yīng)的處理，但是分離后的數(shù)字頻帶信號中仍然存在模擬調(diào)制載波的干擾，其特征在于，包括如下步驟1)接收復(fù)合信號，接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成；2)對接收復(fù)合信號進行幅度歸一化處理，歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值；3)將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值；4)將接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值；5)將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號。
其中接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成。
其中歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值。
其中將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值。
其中求取二者之差包括如下步驟a)接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；
b)將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；c)求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值。
其中將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號。


為進一步說明本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容，以下結(jié)合FM IBOC DAB中第一臨頻道模擬調(diào)制載波干擾消除(FAC)實施例及其附圖詳細說明如下，其中圖1是混合模式帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播信號的功率譜。其中，虛線表示的三角形是模擬FM信號的頻譜，F(xiàn)M兩邊的實線矩形表示DAB數(shù)字邊頻。
圖2是基于頻道間隔為200kHz體制的第一鄰頻道(距主FM中心頻率+200kHz處，虛線部分)對于主FM頻道(實線)的干擾情況；圖3是帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播接收機原理框圖；圖4是本發(fā)明帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法流程圖。
具體實施例方式
請參閱圖4，本發(fā)明涉及一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，在帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播接收端，接收的復(fù)合信號(包括模擬調(diào)制載波和數(shù)字邊頻信號)經(jīng)過射頻前端處理、混頻處理、中頻濾波和分離器處理后，產(chǎn)生模擬調(diào)制載波和數(shù)字頻帶信號(經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換和數(shù)字下變頻后)，然后分別進入相應(yīng)的模擬電路處理模塊和數(shù)字信號電路處理模塊進行相應(yīng)的處理，但是分離后的數(shù)字頻帶信號中仍然存在模擬調(diào)制載波的干擾，本發(fā)明主要用于消除帶內(nèi)這種同頻道數(shù)字音頻廣播中的模擬調(diào)制載波干擾。
一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其特征在于，包括如下步驟1)接收復(fù)合信號，接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成；其中接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成；2)對接收復(fù)合信號進行幅度歸一化處理，歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值；其中歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值。
3)將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值；其中將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值。
4)將接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號二者之差；其中求取二者之差包括如下步驟a)接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；b)將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；
c)求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值；5)將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號；其中將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號。
在圖1所示的FM Hybrid IBOC信號的功率譜中，虛線表示的三角形是模擬FM信號的頻譜，F(xiàn)M兩邊的實線矩形表示DAB數(shù)字邊頻。
以平均斜率為0.36dB/kHz的FM三角形功率譜密度為例，F(xiàn)M的總功率Ptotal為Ptotal=∫-∞+∞Ppeak·10-0.36·|f|/10·df=24.1275Ppeak]]>則有10lg(Ppeak)＝10lg(Ptotal)-10lg(24.1275)＝10lg(Ptotal)-13.8(dB)這表明，F(xiàn)M功率譜密度峰值位置低于總載波功率參考值(0dB)13.8dB處，如圖1中所示的-13.8dB的位置。
假定DAB雙邊數(shù)字頻帶有±95個副載波，有效奈奎斯特帶寬為726.75Hz，則1kHz帶寬中的DAB功率譜密度為10log(PSDDAB)=10log(10-25/1095×0.72675)=-43.4(dB/kHz)]]>圖2顯示的基于頻道間隔為200kHz的第一鄰頻道(距主FM中心頻率+200kHz處，虛線部分)對于主FM頻道(實線)的干擾情況。盡管規(guī)定FM電臺的地理位置的分布應(yīng)當(dāng)保證接收的不期望鄰頻道功率值至少低于接收的主電臺覆蓋邊緣期望功率值6dB(即D≥6dB)，但是第一鄰頻道對于主FM頻道中數(shù)字邊帶的干擾是毀滅性的。圖2中虛線三角形全部覆蓋了主FM的上數(shù)字邊帶部分(其實干擾是相互的主FM中的實線三角形也同樣覆蓋了虛線的下數(shù)字邊帶)；同樣，如果考慮到距FM中心頻率-200kHz處的鄰頻道干擾，則主FM頻道中下數(shù)字邊帶部分也將全部被干擾淹沒。
在沒有衰落干擾的情況下，接收的復(fù)合信號可表示為S(t)＝a·ejθ(t)+d(t)(1)其中a表示FM模擬調(diào)制信號的幅度，θ(t)表示FM模擬調(diào)制信號的瞬時相位；d(t)表示數(shù)字調(diào)制信號。
假設(shè)d(t)的平均功率為1；因為模擬主FM信號總功率比FM兩側(cè)的DAB數(shù)字邊頻信號功率高大約25dB，所以a＞＞1的條件總是成立。
同時，由于假設(shè)不存在衰落干擾，所以信號幅度可以保持恒定，表達式(1)所示的模型是建立在這個假設(shè)基礎(chǔ)上的。否則，在衰落干擾存在時，可以采用以下的有擾模型S(t)＝[a+f(t)]·ejθ(t)+d(t)(2)
其中f(t)是動態(tài)的衰落，會產(chǎn)生模擬FM載波的幅度調(diào)制效應(yīng)。如果是由Raleigh衰落引起的慢衰落，那么在分析的范圍內(nèi)，可以忽略這種衰落干擾，即仍可以近似認(rèn)為信號幅度保持恒定。但如果是選擇性衰落，則附加的干擾f(t)就比較嚴(yán)重了，本發(fā)明提出的處理步驟中將會產(chǎn)生鏡像信號而不能消除。
具體處理流程如圖4所示在接收復(fù)合信號模塊中，接收到如表達式(1)(無衰落干擾的理想情況下)或(2)(有衰落干擾的情況下)所示的包括模擬調(diào)制載波和數(shù)字邊頻信號的復(fù)合信號。該信號進入到幅度歸一化處理模塊，在將其與自身的絕對值信號相除后，得到如下近似的歸一化的復(fù)合信號表達式(此時考慮了有衰落干擾，故用表達式(2)的模型進行計算)S(t)|S(t)|≈ejθ(t)+d(t)[a+f(t)|---(3)]]>歸一化的復(fù)合信號的取復(fù)數(shù)共軛后，與接收到的復(fù)合信號相乘S*(t)|S(t)|·S(t)≈(e-jθ(t)+d*(t)[a+f(t)])·{[a+f(t)]·ejθ(t)+d(t)}---(4)]]>=a+f(t)+d*(t)·ejθ(t)+d(t)·e-jθ(t)+|d(t)|2[a+f(t)]]]>將上述信號分別進行延遲處理和低通濾波處理，并求取二者之差
S*(t)|S(t)|·S(t)-a=f(t)+d*(t)·ejθ(t)+d(t)·e-jθ(t)+|d(t)|2[a+f(t)]---(5)]]>最后將差值信號和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘(S*(t)|S(t)·S(t)-a)·s(t)|S(t)|=(f(t)+d*(t)·ejθ(t)+d(t)·e-jθ(t)+|d(t)|2[a+f(t)])·S(t)|S(t)|]]>=d(t)+d*(t)·ej·2θ(t)+f(t)·ejθ(t)+f(t)·d(t)[a+f(t)]+d2(t)·e-jθ(t)[a+f(t)]]]>+2·|d(t)|2·ejθ(t)[a+f(t)]+|d(t)|2·d(t)[a+f(t)]2]]>由于FM模擬載波信號功率遠大于DAB數(shù)字邊頻信號功率，所以上式可以近似為(S*(t)|S(t)|·S(t)-a)·s(t)|S(t)|---(6)]]>≈d(t)+d*(t)·ej·2θ(t)+f(t)·(ejθ(t)+f(t)·d(t)[a+f(t)])]]>上式表明，如果選擇性衰落干擾導(dǎo)致的f(t)＝0，則可以得到(S*(t)|S(t)|·S(t)-a)·s(t)|S(t)|---(7)]]>≈d(t)+d*(t)·ej·2θ(t)]]>這就是模擬調(diào)制信號干擾已消除的所需DAB數(shù)字邊頻信號。
即使存在選擇性衰落干擾，如果滿足ejθ(t)+d(t)[a+f(t)]<1a2·[4a+2f(t)]·d(t)+[a+f(t)]·[2a+f(t)·ejθ(t)+[2a+f(t)]·ej·2θ(t)·d*(t)---(8)]]>那么，本方法處理過程中所產(chǎn)生的自身干擾也將很小，即表達式(6)中的第三項比較小。將(3)進一步近似，可得ejθ(t)＜2·ejθ(t)(9)這表明，本方法對于選擇性衰落導(dǎo)致的干擾消除也具有6dB潛在增益的提高。
權(quán)利要求
1.一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，在帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播接收端，接收的復(fù)合信號經(jīng)過射頻前端處理、混頻處理、中頻濾波和分離器處理后，產(chǎn)生模擬調(diào)制載波和數(shù)字頻帶信號經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換和數(shù)字下變頻后，然后分別進入相應(yīng)的模擬電路處理模塊和數(shù)字信號電路處理模塊進行相應(yīng)的處理，但是分離后的數(shù)字頻帶信號中仍然存在模擬調(diào)制載波的干擾，其特征在于，包括如下步驟1)接收復(fù)合信號，接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成；2)對接收復(fù)合信號進行幅度歸一化處理，歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值；3)將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值；4)將接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號二者之差；5)將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其特征在于，其中接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其特征在于，其中歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其特征在于，其中將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其特征在于，其中求取二者之差包括如下步驟a)接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；b)將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；c)求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，其特征在于，其中將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號。
全文摘要
一種帶內(nèi)同頻道數(shù)字音頻廣播中模擬調(diào)制載波干擾消除方法，包括如下步驟1)接收復(fù)合信號，接收復(fù)合信號由模擬調(diào)制單載波信號和多個數(shù)字調(diào)制副載波信號組成；2)對接收復(fù)合信號進行幅度歸一化處理，歸一化的復(fù)合信號等于接收復(fù)合信號與接收復(fù)合信號的絕對值相除之值；3)將接收復(fù)合信號和歸一化的復(fù)合信號的共軛相乘，得到接收實信號的模值；4)將接收實信號的模值進行低通濾波，產(chǎn)生載波幅度估計信號；將實信號的模值進行延遲，產(chǎn)生延遲的實信號模值；求取延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值；5)將延遲的實信號模值與載波幅度估計信號的差值和經(jīng)延遲之后的歸一化復(fù)合信號相乘，得到已消除模擬載波信號干擾的數(shù)字調(diào)制副載波信號。
文檔編號H04B1/10GK1674450SQ20041003320
公開日2005年9月28日 申請日期2004年3月26日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月26日
發(fā)明者于云華, 石寅 申請人:中國科學(xué)院半導(dǎo)體研究所