專利名稱：調(diào)制方法、調(diào)制裝置、解調(diào)裝置以及無線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種提高頻率利用效率的調(diào)制方法，調(diào)制裝置、解調(diào)裝置以及無線通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
最近幾年，由于信息處理技術(shù)的普及以及被稱之為IT(Information Technology，信息技術(shù))化社會的快速發(fā)展，引起人們對信息通信的要求和擴(kuò)大的重視。在社會和社會之間當(dāng)然不必多說，就連個人和社會之間的通信設(shè)施也渴望實現(xiàn)高速化和無線化。面對如此的移動通信的日益擴(kuò)大的需求，也會引起豐富的頻率資源的枯竭。
現(xiàn)在，為了解決這個課題，正在研制開發(fā)一種被稱之為MIMO(Multi Input Multi Output，多輸入多輸出)的在自然空間中的空間多層通信。但是，在利用瞬息萬變的傳輸環(huán)境的通信發(fā)展中，不僅是基站，而且在個人持有的終端裝置中也要進(jìn)行大量的信號處理，這會招致消耗功率的增大，裝置變得更加重厚長大以及成本的增加。因此，作為根本的解決方法，是迫切需要提高基本頻帶中的調(diào)制效率。
現(xiàn)今的移動通信的調(diào)制方式是將被稱之為數(shù)字通信的正交相位調(diào)制作為基調(diào)，是現(xiàn)今能夠獲得最高的頻率利用效率的調(diào)制方式。其中處于頂峰的是正交相位振幅調(diào)制(QAM)。采用這種調(diào)制方式在移動環(huán)境下進(jìn)行通信時，如果處于伴隨著高速變動的多路徑衰落(Multi Pass Fading)，則最大為16QAM，頂點為4bit(比特)/sec(秒)/2Hz(赫茲)，即頂點為2bit/sec/Hz。
通過采用多個天線使用多個傳搬路徑，以便確保最大限度的獨立性，獲得進(jìn)一步的頻率利用效率，這種開發(fā)研究正在進(jìn)行之中。例如如果使用垂直極化波和水平極化波，則可在同一頻率上傳送各種不同的信息，如果分別使用16QAM，則理論上可達(dá)到最大的頻率利用效率為4bit/sec/Hz。但是，在反射波和移動環(huán)境中，為在接收方進(jìn)行使垂直極化波和水平極化波的正交性(獨立性)完全有效地信號處理，必須負(fù)擔(dān)現(xiàn)在2倍以上的裝置。
同樣，使用N根天線，追求N倍的傳輸速度的研究也在進(jìn)行之中。但是，要完全確保N根天線的傳搬路的獨立性是很困難的，這勿需多言。
因此，不是利用瞬息萬變的傳搬環(huán)境，而先決條件是提高基本頻帶中的調(diào)制效率。
時至今日，提高了頻率利用效率的技術(shù)基礎(chǔ)是奈奎斯特理論，即所謂與鄰接信號波正交性高的(即與鄰接信號碼元(symbol)的干擾性低的)獨立信號波的利用技術(shù)和被稱之為部分應(yīng)答或小波的鄰接信號波之間的碼間碼元干擾的降低技術(shù)。作為這種技術(shù)的一例，在公開號為1988-92143的日本專利中有所記載。
奈奎斯特理論的最具有代表性的例子是用sin(x)/x表示的，將表示這種信號的函數(shù)稱之為sinc函數(shù)。sinc函數(shù)是孤立波，同時在鄰接信號波的信號點上構(gòu)成零交，因而互不干擾。
在以往的通信中，將sin(x)的x作為時間軸變量的是相位調(diào)制(PSK)和正交振幅調(diào)制(QAM)，作為頻率軸變量的是正交頻分復(fù)用通信(OFDM)。時間軸和頻率軸物理性的正交，因而可將它們的一方進(jìn)行一次調(diào)制，而將另一方進(jìn)行二次調(diào)制，例如將它們作為16QAM-OFDM。這種調(diào)制方法，可以保持很高的頻率利用效率和確保移動通信能力等，獲得高度的通信效果。
這里，詳細(xì)說明一下以往的數(shù)字調(diào)制技術(shù)。數(shù)字調(diào)制的主要目的之一是實現(xiàn)高的頻率利用效率。這種技術(shù)被稱之為頻帶限制技術(shù)即在所給予的頻帶寬內(nèi)可以實現(xiàn)盡可能高的信息傳輸?shù)募夹g(shù)。在模擬傳輸中是用其信息量自身進(jìn)行調(diào)制的，因而不僅冗長，而且進(jìn)行壓縮和高效化調(diào)制的余地很小。
數(shù)字調(diào)制的頻帶限制技術(shù)以利用奈奎斯特濾波器的方法最具有代表性。使用奈奎斯特濾波器的方法是通過對碼元給予奈奎斯特特性，以便減少時間軸上的信號(碼元)間的干擾，并插入高密度碼元的技術(shù)。
為了防止信號間的相互干擾，必須在每一個碼元區(qū)間周期實現(xiàn)零交。將此稱之為奈奎斯特第1基準(zhǔn)。將滿足了這種要求的濾波器稱之為奈奎斯特濾波器。實現(xiàn)此種奈奎斯特濾波器的具有代表性的例子是sinc函數(shù)。將碼元周期作為T時的sinc函數(shù)h(t)用下列算術(shù)表示之。
h(t)＝sin(πt/T)/(πt/T)……(1)用數(shù)字濾波器建立這種奈奎斯特濾波器時，要通過4倍的過采樣輸入基帶輸入信號(碼元)。
此處，通過奈奎斯特濾波器限制頻帶時，每一次都要用滾降(RollOff)率來決定其程度。滾降率的取值范圍是從0至1。例如，滾降率為0.5時，所需頻帶寬則為傳輸速度的1.5倍。因此，為了提高頻率利用效率，最好將滾降率作為O。
圖1是以往的數(shù)字正交調(diào)制(QPSK)的原理圖。I軸信號是搭載在余旋(cosine)載波上的，因而將信號點即奈奎斯特波的頂點配置在相位零上。Q軸信號是搭載在正旋(sine)載波上的，因而將信號點即奎斯特波的頂點配置在相位π/2上。關(guān)于I軸信號，在信息信號為“1”時，如果采用凸形極性，則配置在作為圖1中的I軸信號(+1)顯示的波形的位置上。信息信號為“0”或“-1”時，在下方形成凸形配置，因而配置在作為圖1中I軸信號(-1)而顯示的波形位置上。
同樣，關(guān)于Q軸信號，當(dāng)信息信號為“1”時，在上方如采用凸形極性，則配置在圖1中的作為Q軸信號(+1)顯示的波形位置上。當(dāng)信息信號為“O”或“-1”時，在下方構(gòu)成凸形配置，因而配置在圖1中的作為Q軸信號(-1)顯示的波形位置上。
在以往的方法中，奈奎斯特波形在碼元周期T的范圍內(nèi)完全形成1個波形，這是由于進(jìn)行了NRZ(non-return-to-zero，不復(fù)零)信號的奈奎斯特信號化的原因。在奈奎斯特波的邊緣部位即如圖1所示，I軸信號(+1)時相位π的位置變?yōu)镹ULL(空白)，盡管如此，作為電位不應(yīng)變?yōu)榭瞻?Null)，即零電位。因此，不能如同OFDM那樣，不能將鄰接碼元配置在π位置上。
這種狀態(tài)如圖2所示。圖2中只著眼于正交調(diào)制的I軸信號。從奈奎斯特理論來說，每一個相位間隔π上應(yīng)可配置碼元。但是，奈奎斯特波的空白點并非零，而是變?yōu)椤?1”。因此，就與后續(xù)的鄰接碼元的奈奎斯特波發(fā)生了完全的干擾，合成值變?yōu)榱?，即不可能向奈奎斯理論上所見的對π相位進(jìn)行碼元配置。
上述內(nèi)容就是以往的數(shù)字調(diào)制方式的現(xiàn)狀，也是阻礙提高頻率利用效率的原因。
如上所述，以往提出的調(diào)制方式大體是共通地構(gòu)建在I-Q平面上的。這個平面是二維的。因此，基本上只要不進(jìn)行多值化，在1碼元周期內(nèi)的可傳送的信息是2比特?，F(xiàn)今，在高速移動的環(huán)境下，16QAM實際上是頻率利用效率的最良好的調(diào)制方式。但是，在有限的頻率資源的條件下，為了傳送更多的信息，必須實現(xiàn)頻率利用效率更好的調(diào)制方式。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種比以往的調(diào)制方式更能夠提高頻率利用效率的調(diào)制方法、調(diào)制裝置、解調(diào)裝置以及無線通信系統(tǒng)。
通過下述方法達(dá)成此目的。對于第1輸入碼元的奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號給予上述輸入碼元的碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的第2輸入碼元的奈奎斯特信號，將具有上述奈奎斯特信號基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波使用，來進(jìn)行正交調(diào)制。


圖1是以往的數(shù)字正交調(diào)制(QPSK)的原理說明圖；圖2是表示以往的正交調(diào)制的碼元配置和根據(jù)奈奎斯特理論重新考慮的碼元的合理位置；
圖3是根據(jù)本發(fā)明加入了新的碼元時的星座圖的例子的圖；圖4是表示奈奎斯特波的復(fù)用和碼元周期的圖；圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的QPSK環(huán)的配置方法圖；圖6是表示本發(fā)明的基礎(chǔ)的調(diào)制波的信號配置和方法的圖；圖7是用于通過載波進(jìn)行奈奎斯特波的調(diào)制的說明的波形圖；圖8是表示如將載波的頻率設(shè)定為碼元周期的奇數(shù)倍，則在T/2點上不產(chǎn)生干擾的波形圖；圖9是表示如用奈奎斯特波形，在I軸和Q軸上能夠在碼元區(qū)間內(nèi)傳送2比特的圖；圖10是表示將奈奎斯特信號按π間隔分別插入I軸和Q軸上的圖；圖11是表示向本發(fā)明中的I軸和Q軸插入各種新的碼元的插入位置圖；圖12是表示有關(guān)本發(fā)明的實施方式1的調(diào)制裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖13是表示通過實施方式1的調(diào)制裝置所獲得的調(diào)制信號的波形圖；圖14是表示有關(guān)本發(fā)明的實施方式1的解調(diào)裝置的結(jié)構(gòu)方框圖；圖15(a)是表示奈奎斯特成形后的輸入碼元的波形的圖；圖15(b)是表示用于一次調(diào)制的載波的波形圖；圖15(c)是表示通過實施方式1的調(diào)制裝置使用圖15(a)的輸入碼元調(diào)制圖15(b)用于一次調(diào)制的載波時的一次調(diào)制波形的波形圖；圖16(a)是表示通過實施方式1的調(diào)制裝置所獲得的二次調(diào)制波的包絡(luò)線的圖；圖16(b)是表示通過實施方式1的調(diào)制裝置所獲得的二次調(diào)制波的頻譜的圖；圖17是表示通過實施方式1的調(diào)制裝置所獲得的調(diào)制信號和以往的QPSK，16QAM的通信質(zhì)量進(jìn)行比較后的模擬結(jié)果的圖；
圖18是表示實施方式2的調(diào)制裝置的構(gòu)成圖；圖19是表示實施方式2的解調(diào)裝置的構(gòu)成圖；圖20是表示實施方式3的調(diào)制裝置的構(gòu)成圖；圖21是表示實施方式3的解調(diào)裝置的構(gòu)成圖；以及圖22是表示實施方式4的解調(diào)裝置的構(gòu)成圖。
具體實施例方式
以下，參照附屬圖面詳細(xì)說明本發(fā)明的實施方式。
(實施方式1)首先說明一下本發(fā)明的發(fā)明過程和本發(fā)明的原理。
本發(fā)明的發(fā)明人認(rèn)為，如果能夠在I-Q的平面上構(gòu)建一個4維空間，則在1碼元周期內(nèi)可傳輸?shù)男畔⒕妥優(yōu)?比特(QPSK時)，頻率效率就提高了2倍。
但是，不可能將多個QPSK環(huán)放置在I-Q平面上，因此如同圖3所示那樣，至少要增設(shè)第3軸使之在I-Q平面上進(jìn)行正交。這種必要性是不言自明的。但是，用什么樣的物理量制作新的軸呢？在本發(fā)明中是將第3軸(z軸)作為相位次元來考慮的。
此處，將2座QPSK環(huán)收容在1碼元周期內(nèi)，即意味著在I軸上配置2個奈奎斯特波，正如圖4所示那樣。奈奎斯特波是在2碼元周期內(nèi)，構(gòu)成其主要部分，在每一個碼元周期T(時間)可獲得其正交性。因此，為了在1碼元周期確立2個部位的正交性，就必須如圖4(b)所示那樣，將碼元周期縮短1/2。如果采用以往的方法來實現(xiàn)，則要將頻帶寬擴(kuò)大2倍。為了能夠提高頻率利用效率，就只能想出SSB(Single Side Band單邊帶)化的方法。
本發(fā)明就是基于這種考慮，采用了將2個奈奎斯特波收容在1碼元周期內(nèi)的方法(以下將此方法稱之為雙QPSK雙QPSK方式)。
首先說明一下本發(fā)明中的雙QPSK方式中的QPSK環(huán)的配置方法，雙QPSK方式是為了實現(xiàn)相位多重的方式，如果將Z軸定義成相位調(diào)制的相位差成分，則變?yōu)槿鐖D5所示的那樣的配置(但是圖5表示π/2-雙偏量(offset dual)偏置QPSK)。
本發(fā)明的雙QPSK方式的基本思路如圖6所示，為了便于觀看理解此圖，實施方式具有4個獨立的包絡(luò)線。恰如在由載波構(gòu)成的用解析信號表示的圓筒上貼上獨立的4座奈奎斯特波包絡(luò)線的一個模型。為了將4座奈奎斯特波包絡(luò)線收容在1碼元周期內(nèi)，各個碼元點按每1個分別配置了90度的角度差。
再回到圖4來說明，如果在1碼元周期內(nèi)配置2個奈奎斯特波，則正如圖4(a)所示的那樣，會產(chǎn)生碼間干擾，因而以往在點T/2上是不配置奈奎斯特波的。本發(fā)明的發(fā)明人就考慮到如果在特定的載波頻率中對奈奎斯特波進(jìn)行調(diào)制，就可避免碼間干擾，以致才有了本發(fā)明。
現(xiàn)使用圖7來表示將本發(fā)明的雙QPSK方式具體化的基本思路。圖7(a)、(b)都是重復(fù)表示對碼元周期T的奈奎斯特波乘以(調(diào)制)周期2T的余弦波的，從此圖可以清晰地看出調(diào)制后的波形也是奈奎斯特波，但是周期變?yōu)樵鹊哪慰固夭ǖ?/2。如用數(shù)學(xué)公式來表示，奈奎斯特波可用sinc函數(shù)來表示。因此，碼元周期T的奈奎特波和周期2T的載波(余弦波)的積則如下列算式所示。
sinπtTπtT×cosπtT=sinπtT×πtTπtT=sin2πtT2πtT=(sinc(2πtT))········(2)]]>從(2)算式中可知，積(調(diào)制輸出)也是sinc函數(shù)，周期變?yōu)門/2。因此，即使加入調(diào)制后的信號也不會產(chǎn)生相互干擾現(xiàn)象。圖7(c)是表示合成時的波形圖。
如上所述，對2個奈奎斯特號乘以余弦波(載波)，而這2個奈奎斯特波是相互給予了碼元周期的1/4的整數(shù)倍的遲延差的奈奎斯特波，這是本發(fā)明的第一項必要條件。據(jù)此，乘以余弦波后的(即調(diào)制后的)2個奈奎斯特信號則變?yōu)榛ゲ桓蓴_。
但是，周期2T的載波在調(diào)制后含有DC(直流)領(lǐng)域，因而需要提高載波頻率。但是，如果單純地提高載波頻率，則奈奎斯特波的碼元點會產(chǎn)生互相干擾現(xiàn)象。
本發(fā)明的第2項必要條件是將上述余弦波(載波)的頻率設(shè)定為奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍，即，將被乘的余弦波(載波)的周期作為2T/(2n+1)。圖8是表示奈奎斯特波形乘以周期為2T/(2n+1)的載波時的波形圖(n＝0，1，2的例)。從圖8可以看出，正如本發(fā)明那樣，如果使用將2T作為基本周期的奇次諧波，則可不干擾按每T/2配置的奈奎斯特波的碼元點。另外，圖8是表示了將載波的周期作為2T、2T/3、2T/5的波形狀態(tài)。
即本發(fā)明的要點是設(shè)置正交調(diào)制器，將具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦作為載波使用，對第1輸入碼元的奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號具有輸入碼元的碼元周期的1/4的整數(shù)倍的遲延差的第2輸入碼元的奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制。如果設(shè)置了此種正交調(diào)制器，即使在進(jìn)行雙重的正交調(diào)制時也可將4個奈奎斯特信號配置在1碼元周期內(nèi)，并使奈奎斯特信號之間不產(chǎn)生干擾，從而在同一頻帶寬內(nèi)收容以往的2倍碼元。
再從另一個角度進(jìn)一步說明本發(fā)明的原理。圖9是表示如果使用奈奎斯特波形，在I軸和Q軸可在1碼元周期內(nèi)傳送2比特。在I軸和Q軸在正交調(diào)制會具有π/2的相位差，此點是眾所周知的。
圖10是表示在以往的I軸和Q軸的2維的信號對應(yīng)(星座圖)，增加本發(fā)明的新的2軸后構(gòu)成4維空間的圖。因此，圖10中的I軸(負(fù))、Q軸(負(fù))、S軸(負(fù))、T軸(負(fù))的4根軸都是相互獨立的，由它們所構(gòu)成的星座圖變?yōu)?維。另外，圖10中的虛線是表示能夠進(jìn)行一次調(diào)制來逐個配置碼元。如圖所示，在I軸和Q軸分別以π間隔插入奈奎斯特信號，此時，在以往的相位點和新的相位之間無奈奎斯特信號的正交性，即不能對對方的信號點保證會成為Null。
因此，在本發(fā)明中正如圖7所示那樣，為了可向新的相位點配置碼元，不是單純的在以往的碼元加上新的碼元，而是采用乘以余弦波(載波)，使之具有正交性。并且，如上述那樣，通過將余弦波(載波)作為具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率，就可抑制頻帶寬的擴(kuò)大。
圖11是表示向本發(fā)明中的I軸和Q軸的各個新的碼元的插入位置的圖。從此圖可知，在本發(fā)明中對處于π的相位差關(guān)系的2信號進(jìn)行正交調(diào)制，換而言之，在本發(fā)明中進(jìn)行了雙重的正交調(diào)制。
圖12是表示本發(fā)明的實施方式1的有關(guān)調(diào)制裝置的構(gòu)成圖。調(diào)制裝置100是設(shè)置無線通信系統(tǒng)的發(fā)送方。調(diào)制裝置100對4系統(tǒng)的信息進(jìn)行2級結(jié)構(gòu)的正交調(diào)制和雙重的QPSK處理，包括對4系統(tǒng)的數(shù)據(jù)信號(輸入碼元)Bit1、Bit2、Bit3、Bit4附加碼元區(qū)間T的四分之一遲延差的遲延器群102、103、104；將具有碼元區(qū)間T的1/2的遲延差的信號作為輸入的2群的第1和第2正交調(diào)制器109、110；將正交調(diào)制器109、110的輸出作為輸入的第3正交調(diào)制器113。
調(diào)制裝置100將發(fā)送數(shù)據(jù)(TXData)通過串/并變換電路(S/P)101并列成4系列，接著對并列后的比特Bit1、Bit2、Bit3、Bit4，通過遲延器102、103、104附加碼元周期T的1/4的T/4的遲延差。通過此種處理，信號就被配置在碼元區(qū)間內(nèi)的4等分的相位點上，即配置在相位零、相位π/2、相位3π/2的位置上。
調(diào)制裝置100通過各個奈奎斯特濾波器105、106、107、108形成遲延處理后的4個信號，并分為處于T/2的遲延差關(guān)系(即相位差π的關(guān)系)的各2信號的2組，輸入第1正交調(diào)制器109和第2正交調(diào)制器110。
第1正交調(diào)制109器通過周期2T/(2n+1)(n整數(shù))的載波對奈奎斯特信號進(jìn)行一次調(diào)制，并合成輸入的2信號。同樣，第2正交調(diào)制器110通過周期2T/(2n+1)(n整數(shù))的載波對奈奎斯特信號進(jìn)行一次調(diào)制，并合成輸入的2信號。
經(jīng)過上述處理后所獲得的2系統(tǒng)的調(diào)制信號被輸入帶通濾波器(BPF)111、112，通過帶通濾波器111、112除去一次調(diào)制所產(chǎn)生圖象信號和寄生成分并將濾波后的信號送出至第3正交調(diào)制器113。
第3正交調(diào)制器113通過高頻(ωc)對被輸入的2系統(tǒng)的調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制(二次調(diào)制)。從第3正交調(diào)制器113輸出的二次調(diào)制后的信號通過帶通濾波器114除去圖像信號和寄生成分后送出至無線傳搬路。
于是，通過調(diào)制裝置100就可獲得將4根輸入信號信息作為在1碼元周期內(nèi)各具有90°差的奈奎斯特波而被收容的調(diào)制信號。圖13是其概念圖。在I軸信號中存在著按T/2差收容的2信號的奈奎斯特合成波。在Q軸信號中存在著與I軸相比成T/4之差而起動的奈奎斯特合成波。在按碼元周期T的1/4的時間差而并列的時刻t1、t2、t3、t4的包絡(luò)線上，4信號點就表露出來。
圖14是表示對調(diào)制裝置100形成的調(diào)制信號進(jìn)行解調(diào)的解調(diào)裝置200的構(gòu)成圖。解調(diào)裝置200設(shè)置在無線通信系統(tǒng)的接收方。解調(diào)裝置200將調(diào)制信號輸入至第1正交解調(diào)器201，第1正交解調(diào)器200通過高頻(ωc)對輸入的調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)解后獲得第1和第2解調(diào)信號。
此種2系統(tǒng)的解調(diào)信號，通過帶通濾波器202、203被輸入至第2、第3正交解調(diào)器204、205。第2和第3正交解調(diào)器204、205各自用周期2T/(2n+1)，(n整數(shù))的載波進(jìn)行輸入信號的正交解調(diào)。
接著，從第2和第3正交解調(diào)器204、205輸出的4系統(tǒng)解調(diào)信號通過奈奎斯特濾波器206、207、208、209和遲延器群210、211、212成為解調(diào)比特Bit1、Bit2、Bit3、Bit4，這種遲延器群用于附加碼元區(qū)間T的四分之一的遲延差。解調(diào)比特Bit1、Bit2、Bit3、Bit4通過并/串變換電路(P/S)213使之直列化，這樣就獲得了接收數(shù)據(jù)(RXoutRX輸出)。
如上所述，如果使用解調(diào)裝置200，對通過調(diào)制裝置100調(diào)制后的信號進(jìn)行良好的解調(diào)后，可使原先的調(diào)制前的比特復(fù)元。
其次，對將圖12所示的調(diào)制裝置100設(shè)置在發(fā)送方和圖14所示的解調(diào)裝置200設(shè)置在接收方的這種無線通信系統(tǒng)進(jìn)行了調(diào)制動作的確認(rèn)和在AWGN環(huán)境下進(jìn)行了BER的仿真并加以描述。
本發(fā)明中的重要的內(nèi)容在于是否能將奈奎斯特波配置在碼元周期的1/2上，這是一次調(diào)制中需要確認(rèn)的內(nèi)容。圖15是為了確認(rèn)此項內(nèi)容的試驗的結(jié)果圖。圖15(a)是表示碼元輸入(奈奎斯特成形后)，圖15(b)是表示一次調(diào)制用的載波，圖15(c)是表示一次調(diào)制輸出信號。另外，它們都相當(dāng)于I軸或Q軸的一方。如果看一下圖15(a)的奈奎斯特輸入和15(c)的一次調(diào)制輸出的話，就可知道奈奎斯特波的信號點確實被表示出來了。
圖16是表示顯示出二次調(diào)制輸出波及其頻帶寬的頻譜。在二次調(diào)制中，通過正交調(diào)制，I軸分量和Q軸分量被合成，合成了4種包絡(luò)線(圖16(a))。另外，從頻譜(圖16(b))中可知頻帶寬是I赫茲(Hz)。將輸入的碼元周期作為1秒(sec)(奈奎斯特波周期0.5Hz)進(jìn)行了模擬，通過調(diào)制產(chǎn)生了兩側(cè)波，變?yōu)榱?Hz/-3dB，這表示理論上的正確性。
其次，本發(fā)明的調(diào)制方式的通信品質(zhì)要比16QAM優(yōu)良，這是提高頻率利用效率的大前提。圖17是表示在AWGN環(huán)境下的BER對S/N的模擬結(jié)果圖。從此模擬結(jié)果可以看出，本發(fā)明的調(diào)制方式的BER大體與QPSK相等，與具有同等的傳輸送度16QAM相比，具有即使在10-2點上也能保持4dB以上的S/N特性的優(yōu)點。
這樣，根據(jù)本實施方式，如設(shè)置如下的3個正交調(diào)制器就可實現(xiàn)在不擴(kuò)大頻帶寬的條件下，形成收容以往的2倍信號的調(diào)制信號的調(diào)制裝置100。第1、第2個正交調(diào)制器109、110輸入各自具有碼元周期的1/2(2/4)的遲延差的奈奎斯特信號，對輸入的奈奎斯特信號，將具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制，以及第3個正交調(diào)制器113用所定頻率的載波對通過第1正交調(diào)制器109所獲得的調(diào)制信號和通過第2正交調(diào)制器110所獲得的調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制。
(實施方式2)在上述的實施方式1中，在1碼元周期內(nèi)可傳送的信息量是4比特，這與以往的16QAM相當(dāng)。另一方面，在以往的調(diào)制方式中，有為了現(xiàn)實如64QAM等多值化的方式。在此實施方式中，通過調(diào)制方式進(jìn)一步提高了效率，并提出了對應(yīng)以往的多值化的方法。
圖18是本發(fā)明的實施方式2的調(diào)制裝置的構(gòu)成圖。在圖18中，在與圖12的對應(yīng)部分使用了同一符號，省略有關(guān)此部分的說明。調(diào)制裝置300將發(fā)送數(shù)據(jù)(TXData)輸入映射處理部301，映射處理部301的映射處理主要是對發(fā)送數(shù)據(jù)(TXData)進(jìn)行并列化處理和糾錯編碼。映射處理部301將處理后的第1個比特和第2個比特發(fā)送至加法器302，將第3個比特和第4個比特發(fā)送至加法器304，將第5個比特和第6個特發(fā)送至加法器303，將第7個比特和第8個比特發(fā)送至加法器305。
各加法器302～305通過對輸入的2比特的信號進(jìn)行加法運算來整理2比特的信號。加法器302的輸出被送至奈奎斯特濾波器105，其他加法器303～305的輸出通過遲延器102～104被送至奈奎斯特濾器106～108。通過這些處理，從各奈奎斯特濾波器105～108輸出的奈奎斯特信號在1波就具有2比特的信息，后續(xù)處理與圖12相同。
圖19是解調(diào)通過調(diào)制裝置300形成的調(diào)制信號的解調(diào)裝置400的構(gòu)成圖。解調(diào)裝置400設(shè)置在無線通信系統(tǒng)接收方。另外，在圖19中，與圖14的對應(yīng)部分使用了同一符號，省略了此部分的說明。解調(diào)裝置400裝有將奈奎斯特信號進(jìn)行模擬一數(shù)字轉(zhuǎn)換的模擬一數(shù)字轉(zhuǎn)換器(A/D)401～404以及除了裝有解映射處理部405之外，與圖14的解調(diào)裝置200的構(gòu)成相同。
各模擬一數(shù)字轉(zhuǎn)換回路401～404通過對從奈奎斯特濾波器206～209輸出的奈奎斯特信號的閾值判定獲得2比特單位的信息。解映射處理部405通過對輸入的8系統(tǒng)的比特進(jìn)行以直列化處理和糾錯解碼為主的解映射處理，獲得接收數(shù)據(jù)(RXout)。
這樣如果根據(jù)本實施方式，加上實施方式1的構(gòu)成，通過對奈奎斯特信號自身的多值化的處理，就可在與實施方式1的相同頻帶寬度內(nèi)傳送實施方式1的2倍的數(shù)據(jù)，進(jìn)一步提高了頻率利用效率。
(實施方式3)在圖12所示的實施方式1和圖18所示的實施方式2中，對作為并列信號的發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行配置在碼元區(qū)間內(nèi)的4等分的相位點上的碼元配置后，即配置在相位零、相位π/2、相位π、相位3π/2的位置上后，再通過一次調(diào)制進(jìn)行相位零和相位π的碼元的正交調(diào)制，同時進(jìn)行了相位π/2和相位3π/2的碼元的正交調(diào)制，即進(jìn)行了具有相位差π(即碼元周期的1/2的遲延差)的碼元信號的一次調(diào)制。
結(jié)果，接收方在第1階段進(jìn)行相位差π/2的正交解調(diào)，但動態(tài)變化激烈的環(huán)境下的正交解調(diào)與相位差π的解調(diào)相比，相位間的誤差可能加大，產(chǎn)生碼間干擾和傳送上的失真衰弱。因此，在此實施方式中，通過第1、第2正交調(diào)制處理來處理關(guān)系為相位差π/2的碼元(即碼元周期的1/4的遲延差)。
對與圖18的對應(yīng)部位使用同一符號表示的圖20是本發(fā)明的實施方式3的調(diào)制裝置500的構(gòu)成圖。正如前述那樣，通過第1和第2正交調(diào)制器501、502輸入具有碼元周期的1/4的遲延差的奈奎斯特信號，進(jìn)行相位差π/2的通常的正交調(diào)制，因而將所用的載波頻率作為ωc。另一方面，通過第3正交調(diào)制器503進(jìn)行相位差π的合成，因而將所用的載波頻率作為(2n+1)ωo。此時，為了確實減輕(2n+1)ωo的碼元半周期點上的干擾，應(yīng)將ωc作為ωo的偶數(shù)倍的頻率。
對與圖19的對應(yīng)部位使用同一碼元表示的圖21是本發(fā)明的實施方式3的解調(diào)裝置600的構(gòu)成圖。解調(diào)裝置600設(shè)置在接收方，對通過設(shè)置在發(fā)送方的調(diào)制裝置500進(jìn)行調(diào)制后所發(fā)送的調(diào)制信號進(jìn)行解調(diào)。
解調(diào)裝置600將在第1正交調(diào)解器601中所用的載波頻率作為(2n+1)ωo。另一方面，通過第2和第3正交解調(diào)器602、603進(jìn)行相位差π/2的通常的正交解調(diào)，因此，將所用載波頻率作為ωc。
如上所述，如果采用本實施方式，加上實施方式1和形態(tài)2的效果，就可實現(xiàn)進(jìn)一步減少碼間干擾以及傳送中的失真的調(diào)制方式。
另外，雖然在此實施方式中描述，對具有碼元周期1/4周期的遲延差的奈奎斯特信號用預(yù)定的載波頻率ωc進(jìn)行一次調(diào)制，再對通過一次調(diào)制所獲得的2系統(tǒng)的信號使用具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波來進(jìn)行二次調(diào)制時的情況。但是遲延差不僅限于1/4周期，即使是3/4周期也可以?？傊?，對具有碼元周期的1/4周期的奇數(shù)倍的遲延差的信號進(jìn)行一次調(diào)制即可。
(實施方式4)在此實施方式中，將具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波使用來進(jìn)行正交調(diào)制正交調(diào)制器以其它構(gòu)成實現(xiàn)時的情況進(jìn)行說明。其基本原理與實施方式1～3相同。
對與圖12的對應(yīng)部分使用同一符號表示的圖22中，本實施方式的調(diào)制裝置700中具有移位寄存器701、702作為進(jìn)行一次調(diào)制的第1和第2調(diào)制器。調(diào)制裝置700在輸入各移位寄存器701、702的2系統(tǒng)的奈奎斯特信號中通過反相器703、704對奈奎斯特信號的一方的極性進(jìn)行反轉(zhuǎn)。在此實施方式中對比特3和比特4實施極性反轉(zhuǎn)。
經(jīng)過這些處理，調(diào)制裝置700就獲得了I軸的正信號比特1和I軸的負(fù)信號比特3，同時也獲得了Q軸的正信號比特2和Q軸的負(fù)信號比特4。
如此獲得了的I軸的正信號比特1和I軸的負(fù)信號比特3被輸入至移位寄存器701，同時，Q軸的正信號比特2和Q軸的負(fù)信號比特4被輸入至移位寄存器702。
移位寄存器701一邊在I軸的正信號比特1和I軸的負(fù)信號比特3之間插入零，一邊用周期的奇數(shù)倍的時鐘輸出。同樣，移位寄存器702一邊在Q軸的正信號比特2和Q軸的負(fù)信號比特4之間插入零一邊用碼元周期的奇數(shù)倍的時鐘輸出。
換言之，移位寄存器701、702各自輸入具有碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的奈奎斯特信號(此實施方式中，碼元周期的1/2)，并使用具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率交互輸出所輸入的奈奎斯特信號。
此種處理相當(dāng)于用將具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波使用，對第1輸入碼元的奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號具有輸入碼元的碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的第2輸入碼元的奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制。
另外，串/并轉(zhuǎn)換器(S/P)101，移位寄存器701、702，正交調(diào)制器113分別根據(jù)來自生成獨立時鐘的時鐘生成部705的時鐘信號而動作的。
其結(jié)果是從帶通濾波器114獲得如圖6所示的I軸和Q軸分別具有2比特的碼元的調(diào)制輸出。
本發(fā)明不僅限于上述的實施方式，可以進(jìn)行各種變更后實施之。
本發(fā)明的調(diào)制方法的形態(tài)之一是對第1輸入碼元和第2輸入碼元進(jìn)行正交調(diào)制的調(diào)制方法，將第1輸入碼元的奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號給予了上述輸入碼元的碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的第2輸入碼元的奈奎斯特信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制。
如果使用這種方法，可用余弦波(載波)對具有輸入碼元周期T的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的第1和第2奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制，因而可使第1和第2奈奎斯特信號互不產(chǎn)生干擾，全部收容在輸入碼元的1碼元周期T內(nèi)。但是如果僅用此方法，則具有直流分量。因此，如果進(jìn)行二次調(diào)制，其頻帶寬結(jié)果就擴(kuò)大2倍。為此，將上述的余弦波選定為具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍，結(jié)果，將奈奎斯特波的碼元點配置在每1個T/2點上，信號間互不干擾。即形成在每一個T/2點上可形成當(dāng)一方的奈奎斯特波變成最大時，而另一方的奈奎斯特波則變?yōu)榭瞻椎年P(guān)系的2個奈奎斯特波。經(jīng)過這樣處理，頻帶寬并不擴(kuò)大，可形成可收容以往的2倍信號的調(diào)制信號。
另外，本發(fā)明的調(diào)制方法的另一個形態(tài)如下對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差，使奈奎斯特成形，從而獲得具有碼元周期的1/4周期的遲延差的第1～第4奈奎斯特信號的步驟；將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波，分別對具有碼元周期的2/4周期的遲延差的第1和第2奈奎斯特信號和具有碼元周期的2/4周期的遲延差的第3、第4奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制的一次調(diào)制步驟；以及使用預(yù)定的頻率的載波，對經(jīng)過一次調(diào)制步驟所獲得的上述第1和第2奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號和上述第3、第4奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制的二次調(diào)制步驟。
另外，本發(fā)明的調(diào)制方法的另一形態(tài)如下對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差，使奈奎斯特成形，從而獲得具有碼元周期的1/4周期的延遲差的第1～4的奈奎斯特信號的步驟；用預(yù)定頻率的載波對具有碼元周期的1/4周期的遲延差的第1和第2奈奎斯特信號以及具有碼元周期的1/4周期的遲延差的第3和第4奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制的一次調(diào)制步驟；以及將具有上述奈奎斯特的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波使用，分別對從上述一次調(diào)制步驟中所獲得的上述第1和第2奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號以及上述第3和第4奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制的二次調(diào)制步驟。
如果采取這些方法通過二次調(diào)制步驟所獲得的調(diào)制信號與單純地對2個奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制時相比較，頻帶寬不會擴(kuò)大，并且與第1～第4輸入碼元相關(guān)的第1～第4奈奎斯特信號之間不會相互干擾而被配置。因此，可獲得在與以往相同的頻帶寬內(nèi)配置以往2倍的相互間不干擾的碼元的調(diào)制信號。
本發(fā)明的調(diào)制裝置的另一形態(tài)所采取的結(jié)構(gòu)是具備輸入與第1輸入碼元有關(guān)的第1奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號具有輸入碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的與第2輸入碼元有關(guān)的第2奈奎斯特信號，使用具有這些奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波對此第1和第2奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制的正交調(diào)制器。
如果采用這種結(jié)構(gòu)，則因使用余弦波(載波)對具有輸入碼元周期T的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的第1和第2奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制，所以第1和第2奈奎斯特信號之間不會相互干擾，可全部收容在輸入碼元的1碼元周期T內(nèi)。加之，將上述余弦波的頻率選定在具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍上，因而就可控制直流分量，即使進(jìn)行二次調(diào)制，實質(zhì)上頻帶也不會擴(kuò)大。因而可形成收容以往的2倍的碼元的調(diào)制信號，而不擴(kuò)大頻帶寬。
另外，本發(fā)明的調(diào)制裝置的另一形態(tài)所采取的結(jié)構(gòu)是具備遲延器群，對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差；奈奎斯特濾波器，從上述4系統(tǒng)的碼元分別形成奈奎斯特信號；第1和第2正交調(diào)制器，輸入分別具有碼元周期的2/4周期的遲延差的奈奎斯特信號，對所輸入的奈奎斯特信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制；以及將通過第1正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號和通過第2正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號使用預(yù)定頻率的載波進(jìn)行正交調(diào)制的第3正交調(diào)器。
另外，本發(fā)明的調(diào)制裝置另一形態(tài)所采取的結(jié)構(gòu)是具備遲延器群，對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差；奈奎斯特濾波器，從上述4系統(tǒng)的碼元分別形成奈奎斯特信號；第1和第2正交調(diào)制器，輸入分別具有碼元周期的1/4周期的奇數(shù)倍的遲延差的奈奎斯特信號，并使用預(yù)定頻率的載波進(jìn)行正交調(diào)制；以及將通過第1正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號和通過第2正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制的第3正交調(diào)器。
如果采用這些構(gòu)成，通過第1正交調(diào)制器在1碼元周期T內(nèi)獲得2個奈奎斯特信號被配置在互不干擾的狀態(tài)下的調(diào)制信號。同時通過第2正交調(diào)制器就可在1碼元周期T內(nèi)獲得2個奈奎斯特信號被配置在互不干擾的狀態(tài)下的調(diào)制信號。通過第3正交調(diào)制器就可在1碼元周期T內(nèi)獲得4個奈奎斯特信號被配置在互不干擾狀態(tài)下的調(diào)制信號，其結(jié)果是形成頻帶寬并不擴(kuò)大，可收容以往的2倍碼元的調(diào)制信號。
另外，本發(fā)明的調(diào)制裝置另一形態(tài)采所采取的結(jié)構(gòu)是具備遲延器群，對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差；奈奎斯特濾波器，從上述4系統(tǒng)的碼元分別形成奈奎斯特信號；第1和第2正交調(diào)制器，輸入分別具有碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的奈奎斯特信號，對所輸入的奈奎斯特信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率進(jìn)行交互輸出；以及將通過第1正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號和通過第2正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號使用預(yù)定頻率的載波進(jìn)行正交調(diào)制的第3正交調(diào)器。
如果采用這種構(gòu)成，就可實現(xiàn)不擴(kuò)大頻帶寬，收容以往的2倍的信號的調(diào)制信號。同時，可用開關(guān)元器件以及移位寄存器等構(gòu)成第1和第2正交調(diào)制器。
本發(fā)明的解調(diào)裝置的一個形態(tài)所采取的結(jié)構(gòu)是具備對第1和第2奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制形成的調(diào)制信號，使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波進(jìn)行正交解調(diào)的正交解調(diào)器。
另外，本發(fā)明的解調(diào)裝置的另一形態(tài)所采取的結(jié)構(gòu)是具備，輸入調(diào)制信號，使用預(yù)定的載波頻率對此調(diào)制信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第1和第2解調(diào)信號的第1正交解調(diào)器；使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波，對第1解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第3和第4解調(diào)信號的第2正交解調(diào)器；以及使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波，對第2解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第5和第6解調(diào)信號的第3正交解調(diào)器。
另外，本發(fā)明的另一解調(diào)裝置所采取的結(jié)構(gòu)是具備輸入調(diào)制信號，使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波對此調(diào)制信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第1和第2解調(diào)信號的第1正交解調(diào)器；使用預(yù)定的載波頻率對上述第1解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第3和第4解調(diào)信號的第2正交解調(diào)器；以及使用預(yù)定的載波頻率對上述第2解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第5和第6調(diào)解信號的第3正交解調(diào)器。
通過上述構(gòu)成，能夠良好地解調(diào)使用本發(fā)明的調(diào)制裝置解調(diào)形成的調(diào)制信號，來獲得解調(diào)信號。
本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)采用具有上述調(diào)制裝置和上述解調(diào)裝置的構(gòu)成。
如果采用這些構(gòu)成就可實現(xiàn)在與以往同一的頻率上按以往的2倍傳輸速度進(jìn)行通信的無線通信系統(tǒng)。
如上所述，如果采用本發(fā)明，就可實現(xiàn)以往2倍以上的頻率利用效率的調(diào)制方式。
本說明書是基于2003年2月13日提出的申請?zhí)枮?003-35750、2003年5月14日提出的申請?zhí)枮?003-136610、以及2003年11月12日提出的申請?zhí)枮?003-382985的日本專利申請的。其全部內(nèi)容包含于此。
產(chǎn)業(yè)上利用的可能性。
本發(fā)明廣泛適用于無線通信、例如，適合于移動通信電話機(jī)及其基站等。
權(quán)利要求
1.一種對第1輸入碼元和第2輸入碼元進(jìn)行正交調(diào)制的調(diào)制方法，包括將上述第1輸入碼元的奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號給予了上述輸入碼元的碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的上述第2輸入碼元的奈奎斯特信號，使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制。
2.如權(quán)利要求1所述的調(diào)制方法，包括對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差，使奈奎斯特成形，從而獲得具有碼元周期的1/4周期的遲延差的第1～第4奈奎斯特信號的步驟；將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波，分別對具有碼元周期的2/4周期的遲延差的第1和第2奈奎斯特信號和具有碼元周期的2/4周期的遲延差的第3、第4奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制的一次調(diào)制步驟；以及使用預(yù)定的頻率的載波，對經(jīng)過一次調(diào)制步驟所獲得的上述第1和第2奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號和上述第3、第4奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制的二次調(diào)制步驟。
3.如權(quán)利要求1所述的調(diào)制方法，包括對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差，使奈奎斯特成形，從而獲得具有碼元周期的1/4周期的延遲差的第1～4的奈奎斯特信號的步驟；用預(yù)定頻率的載波對具有碼元周期的1/4周期的遲延差的第1和第2奈奎斯特信號以及具有碼元周期的1/4周期的遲延差的第3和第4奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制的一次調(diào)制步驟；以及將具有上述奈奎斯特的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波使用，分別對從上述一次調(diào)制步驟中所獲得的上述第1和第2奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號以及上述第3和第4奈奎斯特信號的正交調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制的二次調(diào)制步驟。
4.一種調(diào)制裝置，包括輸入與第1輸入碼元有關(guān)的第1奈奎斯特信號和對此奈奎斯特信號具有輸入碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的與第2輸入碼元有關(guān)的第2奈奎斯特信號，使用具有這些奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波對此第1和第2奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制的正交調(diào)制器。
5.如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置，包括對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差的遲延器群；從上述4系統(tǒng)的碼元分別形成奈奎斯特信號的奈奎斯特濾波器；輸入分別具有碼元周期的2/4周期的遲延差的奈奎斯特信號，對所輸入的奈奎斯特信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制的第1和第2正交調(diào)制器；以及將通過上述第1正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號和通過上述第2正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號使用預(yù)定頻率的載波進(jìn)行正交調(diào)制的第3正交調(diào)器。
6.如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置，包括對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差的遲延器群；從上述4系統(tǒng)的碼元分別形成奈奎斯特信號的奈奎斯特濾波器；輸入分別具有碼元周期的1/4周期的奇數(shù)倍的遲延差的奈奎斯特信號，并使用預(yù)定頻率的載波進(jìn)行正交調(diào)制的第1和第2正交調(diào)制器；以及將通過上述第1正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號和通過上述第2正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波作為載波進(jìn)行正交調(diào)制的第3正交調(diào)器。
7.一種調(diào)制裝置，包括對4系統(tǒng)的輸入碼元的每一個給予碼元周期的1/4周期的遲延差的遲延器群；從上述4系統(tǒng)的碼元分別形成奈奎斯特信號的奈奎斯特濾波器；輸入分別具有碼元周期的1/4周期的整數(shù)倍的遲延差的奈奎斯特信號，對所輸入的奈奎斯特信號使用將具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率進(jìn)行交互輸出的第1和第2正交調(diào)制器；以及將通過上述第1正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號和通過上述第2正交調(diào)制器所獲得的調(diào)制信號使用預(yù)定頻率的載波進(jìn)行正交調(diào)制的第3正交調(diào)器。
8.一種解調(diào)裝置，包括對第1和第2奈奎斯特信號被正交調(diào)制形成的調(diào)制信號，使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波進(jìn)行正交解調(diào)的正交解調(diào)器。
9.如權(quán)利要求8所述的解調(diào)裝置，包括輸入調(diào)制信號，使用預(yù)定的載波頻率對此調(diào)制信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第1和第2解調(diào)信號的第1正交解調(diào)器；使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波，對上述第1解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第3和第4解調(diào)信號的第2正交解調(diào)器；以及使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波，對上述第2解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第5和第6解調(diào)信號的第3正交解調(diào)器。
10.如權(quán)利要求8所述的解調(diào)裝置，包括輸入調(diào)制信號，使用具有上述奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍的頻率的余弦波對此調(diào)制信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第1和第2解調(diào)信號的第1正交解調(diào)器；使用預(yù)定的載波頻率對上述第1解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第3和第4解調(diào)信號的第2正交解調(diào)器；以及使用預(yù)定的載波頻率對上述第2解調(diào)信號進(jìn)行正交解調(diào)，從而獲得第5和第6調(diào)解信號的第3正交解調(diào)器。
11.一種無線通信系統(tǒng)，具備如權(quán)利要求4所述的調(diào)制裝置和如權(quán)利要求8所述的解調(diào)裝置。
12.一種無線通信系統(tǒng)，具備如權(quán)利要求5所述的調(diào)制裝置和如權(quán)利要求9所述的解調(diào)裝置。
13.一種無線通信系統(tǒng)，具備如權(quán)利要求6所述的調(diào)制裝置和如權(quán)利要求10所述的解調(diào)裝置。
全文摘要
第1和第2正交調(diào)制器(109、110)將具有奈奎斯特信號的基本頻率的奇數(shù)倍頻率的余弦波作為載波使用，對給予各個碼元周期的2/4周期的遲延差的奈奎斯特信號進(jìn)行正交調(diào)制。第3正交調(diào)制器(113)使用預(yù)定載波對通過第1正交調(diào)制器(109)所獲得調(diào)制信號和通過第2正交調(diào)制器(110)所獲得的調(diào)制信號進(jìn)行正交調(diào)制。因而可獲得在1碼元周期T內(nèi)在互不干擾的狀態(tài)下配置4個奈奎斯特信號的調(diào)制信號。
文檔編號H04B14/02GK1810003SQ200480017378
公開日2006年7月26日 申請日期2004年5月14日 優(yōu)先權(quán)日2003年5月14日
發(fā)明者太田現(xiàn)一郎, 豬飼和則 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社