專利名稱：正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的抑制信號(hào)峰值功率、降低峰平比的電路和方法。
背景資料正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是一種信道利用率很高的調(diào)制方式，具有良好的抗衰落性能，可以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的并行傳送，隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的飛速發(fā)展及大規(guī)模集成電路的廣泛應(yīng)用，OFDM日益受到廣泛的關(guān)注，尤其是在高速數(shù)字通信領(lǐng)域。
在OFDM通信系統(tǒng)中，使用在頻率上具有同步關(guān)系的多個(gè)載波來(lái)調(diào)制信號(hào)，由于各載波的包絡(luò)值統(tǒng)計(jì)獨(dú)立，隨著載波數(shù)的增加，疊加后信號(hào)的峰值與平均功率比的比值，即峰平比(Peak-to-Average power ratio，PAPR)的數(shù)值較大。因此調(diào)制信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍相當(dāng)大，這就要求系統(tǒng)中的功放具有較高的線性動(dòng)態(tài)范圍，以避免傳輸信號(hào)的頻譜擴(kuò)散和非線性失真。同時(shí)也要求后繼的D/A轉(zhuǎn)換器具有較大的轉(zhuǎn)換帶寬，這樣就增加了系統(tǒng)成本和實(shí)現(xiàn)難度。
目前，用來(lái)降低PAPR的做法有很多，我們可以大致將這些技術(shù)劃分成兩類一類是在OFDM復(fù)用器之前對(duì)輸入碼流進(jìn)行適當(dāng)處理。例如對(duì)OFDM的輸入數(shù)據(jù)用分組編碼的辦法，可以減小復(fù)用器各路信號(hào)的獨(dú)立性，從而降低信號(hào)峰峰值疊加的幾率，進(jìn)而降低PAPR；或者用部分傳輸序列的辦法，通過減少疊加時(shí)信號(hào)的數(shù)目，從而減低PAPR；還有一種選擇映射的辦法，即通過映射，產(chǎn)生各路碼流的所有可能的組合，然后在其中選擇一種組合方案，使得經(jīng)IFFT變換疊加后的信號(hào)的PAPR最小。通過以上介紹可見，這一類方法的最大缺點(diǎn)就是需要較大的計(jì)算量。
另一類是在0FDM復(fù)用器之后對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理。最直接、最有效的做法就是對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行限幅。然而限幅是一個(gè)非線性過程，它將導(dǎo)致嚴(yán)重的帶內(nèi)干擾和帶外噪聲，從而降低整個(gè)系統(tǒng)的誤比特率性能和頻譜效率。
在OFDM復(fù)用器之后對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理的一種現(xiàn)有方法是Ochiai，H.，Imai，H.在文Performance analysis of deliberately clipped OFDMsignals(Communications，IEEE Transactionson，Volume50，Issue1，Jan.2002 Pages89-101)談到的一種過采樣限幅濾波來(lái)降低PAPR的方法，其結(jié)構(gòu)如圖1所示，在輸入的信號(hào)尾部填零，然后進(jìn)行JN點(diǎn)的IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform離散傅立葉逆變換)變換(J為過采樣因子)，輸出的數(shù)據(jù)送入限幅器中進(jìn)行限幅操作，從限幅器中的數(shù)據(jù)輸出之后直接送入DFT(Discrete Fourier Transform離散傅立葉變換)模塊進(jìn)行JN點(diǎn)DFT變換，數(shù)據(jù)還原之后去除帶外噪聲變?yōu)镹個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行N點(diǎn)IDFT變換，輸出數(shù)據(jù)的PAPR較原來(lái)的得到改善。
我們發(fā)現(xiàn)這種通過過采樣限幅濾波來(lái)降低PAPR的方法使得數(shù)據(jù)位寬得到更有效地利用限幅產(chǎn)生的帶外干擾大大降低，但是存在如下問題以64_QAM(Quadrature Amplitude Modulation正交幅度調(diào)制)，A/D為8位為例假設(shè)64_QAM編碼中，最大幅度為127，要獲得較小的PAPR，Amax最大為10左右，位寬沒有得到更有效的利用，而且由于限幅值太小采用一般的接收電路，將產(chǎn)生嚴(yán)重的誤碼。
能否采用專門設(shè)計(jì)的接收電路解決誤碼問題呢？Hangjun Chen，Haimovich，A.在文中An iterative method to restore the performanceof clipped and filtered OFDM signals。(Communications，2003.ICC’03.IEEE International Conference on，Volume5，11-15 May 2003Pages3438-3442 vol.5)中提出一種接收機(jī)，如圖2所示，其中a=1-e-γ2+π2erfc(γ),]]>我們發(fā)現(xiàn)該接收機(jī)要求接收部分需含有發(fā)送部分的信息，不能完全適應(yīng)多種發(fā)射系統(tǒng)的要求而且接收電路也使用了和發(fā)送電路一樣的結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致電路太復(fù)雜。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明主要針對(duì)以上方法的不足，提供一種限幅濾波的峰平比抑制方法，能大大改善信號(hào)的PAPR值。
本發(fā)明公開的一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路，包括下述順序連接的、處理輸入數(shù)據(jù)的模塊對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣在數(shù)據(jù)之后添加0信息并進(jìn)行IDFT變換(Inverse Discrete Fourier Transform離散傅立葉逆變換)的過采樣模塊；對(duì)變換之后的過采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行限幅操作的限幅模塊；將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行DFT變換(Discrete Fourier Transform離散傅立葉變換)之后去除帶外噪聲的去噪模塊；和對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后輸出數(shù)據(jù)的輸出模塊；其特征在于，所述限幅模塊的功能是對(duì)來(lái)自于所述過采樣模塊的數(shù)據(jù)先進(jìn)行放大之后再進(jìn)行限幅操作；同時(shí)所述去噪模塊的功能是將來(lái)自于限幅模塊的數(shù)據(jù)DFT變換之后去除帶外噪聲，還要再進(jìn)行倍數(shù)縮??；所述限幅模塊中放大的倍數(shù)和所述去噪模塊中縮小的倍數(shù)相同。
本發(fā)明公開的一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的方法，包括下述順序處理輸入數(shù)據(jù)的步驟第一步過采樣，對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣、在數(shù)據(jù)之后添加0、并進(jìn)行IDFT變換；第二步限幅，對(duì)來(lái)自于第一步過采樣的數(shù)據(jù)進(jìn)行限幅操作；第三步去噪，將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行DFT變換之后去除帶外噪聲；第四步輸出，對(duì)第三步去噪后輸出的數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后輸出數(shù)據(jù)；其特征在于，在所述第二步限幅中，對(duì)來(lái)自于所述第一步過采樣的數(shù)據(jù)先進(jìn)行放大之后再進(jìn)行限幅操作；同時(shí)在所述第三步去噪中，將來(lái)自于限幅模塊的數(shù)據(jù)DFT變換之后去除帶外噪聲，還要再進(jìn)行倍數(shù)縮??；所述第二步限幅中的放大的倍數(shù)和所述第三步去噪中的縮小的倍數(shù)相同。
本發(fā)明公開的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路和方法在對(duì)輸入數(shù)據(jù)做限幅操作之前將數(shù)據(jù)進(jìn)行放大，參數(shù)為n1；在經(jīng)過JN點(diǎn)DFT變換之后將數(shù)據(jù)還原，參數(shù)為1/n1，使平均功率增大，使得數(shù)據(jù)位寬得到更有效地利用的同時(shí)減小了誤碼率；限幅器中的峰值并不是系統(tǒng)的峰值，而是經(jīng)過仿真設(shè)定的值，限幅值的作用范圍是分量(實(shí)部和虛部)，在誤碼率和抑制PAPR效果之間選取平衡值。在N點(diǎn)IDFT之后的數(shù)據(jù)輸出之前進(jìn)行放大，保證數(shù)據(jù)范圍的最大利用。本發(fā)明誤碼率不大，可以使用一般的接收電路。


為進(jìn)一步說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容，以下結(jié)合實(shí)施例及附圖詳細(xì)說(shuō)明如后，其中圖1是過采樣限幅濾波的原理框圖。
圖2是現(xiàn)有技術(shù)Hangjun Chen，Haimovich，A.在文中An iterativemethod to restore the performance of clipped and filtered OFDMsignals。(Communications，2003.ICC’03.IEEE InternationalConference on，Volume5，11-15 May 2003 Pages3438-3442 vol.5)中提出的一種接收機(jī)。
圖3是本發(fā)明的功能框圖。
圖4是根據(jù)本發(fā)明的所進(jìn)行的仿真效果?？v坐標(biāo)是峰平比超過某一門限值z(mì)的概率(CCDF)，橫坐標(biāo)是PAPR值。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明公開的技術(shù)方案是如圖3所示，一種可實(shí)現(xiàn)的基于過采樣限幅濾波的峰平比抑制方法，有以下特征對(duì)于每個(gè)變換單元，在輸入的信號(hào)尾部填零獲得JN個(gè)數(shù)據(jù)，然后進(jìn)行JN點(diǎn)的IDFT(Inverse DiscreteFourier Transform離散傅立葉逆變換)變換(J為過采樣因子)，輸出的數(shù)據(jù)根據(jù)仿真結(jié)果進(jìn)行一定的倍數(shù)放大，設(shè)放大倍數(shù)為n1，然后送入限幅器中進(jìn)行限幅操作，從限幅器中的數(shù)據(jù)輸出之后直接送入DFT(DiscreteFourier Transform離散傅立葉變換)模塊進(jìn)行JN點(diǎn)DFT變換，并將輸出的數(shù)據(jù)去除帶外噪聲，再放大(1/n1)倍數(shù)之后還原為N個(gè)數(shù)據(jù)，再進(jìn)行N點(diǎn)IDFT變換，再放大n2倍，輸出的數(shù)據(jù)較原來(lái)的PAPR有明顯的改善。
對(duì)本發(fā)明的關(guān)鍵步驟及其實(shí)現(xiàn)電路詳細(xì)描述如下1.過采樣模塊對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣并進(jìn)行JN點(diǎn)IDFT變換在信號(hào)按照Nyquist樣率進(jìn)行采樣時(shí)，采樣點(diǎn)之間相互獨(dú)立分布，容易推出此時(shí)信號(hào)PAPR統(tǒng)計(jì)特性的理論公式，已成為很多PAPR抑制方法的理論基礎(chǔ)。研究結(jié)果同時(shí)指出，當(dāng)離散信號(hào)通過D/A恢復(fù)成連續(xù)信號(hào)時(shí)，會(huì)出現(xiàn)PAPR回升現(xiàn)象，尤其是按Nyquist采樣率得到的離散信號(hào)，PAPR回升最為嚴(yán)重。因此，采用過采樣信號(hào)進(jìn)行PAPR抑制的效果將更加明顯。我們的方法也是立足于這種思想。
我們對(duì)原有的數(shù)據(jù)流添加一些0信息(即為過采樣)，可以在每個(gè)相鄰的有效數(shù)據(jù)之間，也可以集中在數(shù)據(jù)之后添加0信息，并進(jìn)行JN點(diǎn)的IDFT變換。以下描述以集中在數(shù)據(jù)之后添加0信息為例。
如圖3所示，用A＝{A0，A1，A2，...，AN-1}表示OFDM系統(tǒng)(子載波數(shù)為N)中用于傳輸?shù)脑夹盘?hào)序列，其中Ak為子載波k上的復(fù)數(shù)據(jù)。經(jīng)過采樣、調(diào)制及相移之后(相移不包括在我們的方法之內(nèi)，也不能起到降低PAPR的作用，這里只是為了后面的分析方便)，傳輸信號(hào)變?yōu)?
其中Ak′=Akk<N0k≥N,]]> 2.限幅模塊對(duì)變換之后的過采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行放大之后進(jìn)行限幅操作如前面所述，如果直接對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行限幅操作會(huì)發(fā)現(xiàn)要獲得較低的PAPR，則位寬的利用率較低，且由于限幅值過小使得大多數(shù)變換后的數(shù)據(jù)遭到破壞，使用一般的接收電路將會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重誤碼，所以我們需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行一定的處理。
我們的處理方法是對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行一定的放大，使平均功率增大，這樣我們可以適當(dāng)?shù)奶岣呦薹?，以便獲得較好的抑制PAPR的效果，為了避免在硬件電路實(shí)現(xiàn)時(shí)候引入開方，我們的限幅值的對(duì)象是輸出值的實(shí)部和虛部。
如圖3所示，我們對(duì)信號(hào)進(jìn)行如下操作假設(shè)其第n個(gè)輸出樣點(diǎn)為s~n=Re(s~n)+jIm(s~n),]]>則有Re(s~n)=Re(sn′),Re(sn′)≤AmaxAmax,Re(sn′)>Amax,]]>Im(s~n)=Im(sn′),Im(sn′)≤AmaxAmax,Im(sn′)>Amax]]>其中Amax為信號(hào)幅度的最大值。
定義限幅率γ=AmaxPin,]]>Pin=Σn=0N-1|x(n)|2]]>我們發(fā)現(xiàn)1)將JN點(diǎn)IDFT后的信號(hào)放大n1倍，可以提高信號(hào)的Pin值，進(jìn)而降低限幅率γ值，從而有效降低PAPR值。因此，從降低PAPR值角度考慮，希望n1值越大越好。2)Amax值選取的原則是，保證經(jīng)過限幅操作之后，大部分的數(shù)據(jù)不會(huì)丟失，這樣有利于數(shù)據(jù)的正確傳輸，因此希望n1值越小越好。綜合以上因素，可以看出n1值的選取是矛盾的，因此在實(shí)際應(yīng)用中，我們需要采取折中的方案。
3.去噪模塊將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行JN點(diǎn)DFT變換之后去除帶外噪聲，再進(jìn)行倍數(shù)縮小一般的抑制PAPR的限幅濾波方法是一個(gè)非線性過程，它的一個(gè)缺點(diǎn)是引入嚴(yán)重的帶外噪聲，從而降低整個(gè)系統(tǒng)的誤比特率性能和頻譜效率。
我們經(jīng)過前面的過采樣、JN點(diǎn)IDFT變換、倍數(shù)放大、限幅、JN點(diǎn)DFT操作之后，已經(jīng)達(dá)到了抑制PAPR的作用，這一步是去將限幅引入的帶外噪聲除去。如圖3所示，實(shí)施的方法如下過程所示經(jīng)過JN點(diǎn)DFT處理，產(chǎn)生失真的JN點(diǎn)數(shù)據(jù)序列為A~′={A~0′,A~1′,···,A~N-1′,A~N′,···,A~JN-1′}]]>舍去帶外干擾，則原始數(shù)據(jù)失真后的長(zhǎng)為N的序列為A~′={A~0′,A~1′,···,A~N-1′}]]>4.輸出模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制(N點(diǎn)IDFT)并進(jìn)行適當(dāng)放大輸出數(shù)據(jù)經(jīng)過前面的處理，此時(shí)的數(shù)據(jù)的PAPR值已經(jīng)大大降低，我們對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行真正的OFDM調(diào)制，如圖2所示，該序列用N點(diǎn)IDFT進(jìn)行普通的OFDM調(diào)制后放大n2輸出， 最后輸出數(shù)據(jù)乘以一個(gè)系數(shù)n2是為了保證數(shù)據(jù)范圍的最大利用。
以下通過具體的實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案作進(jìn)一步描述。實(shí)施例為應(yīng)用了本發(fā)明的無(wú)線局域網(wǎng)802.11a協(xié)議系統(tǒng)，這一系統(tǒng)采用64QAM調(diào)制方式。數(shù)據(jù)位寬為8位，過采樣因子J＝2，JN點(diǎn)IFFT變換后放縮的倍數(shù)為n1＝8，限幅值為70，N點(diǎn)IDFT之后放大的倍數(shù)是n2＝4倍。為了觀察我們PAPR的改善結(jié)果，我們以峰平比超過某一門限值z(mì)的概率(CCDF)-PAPR值的曲線來(lái)作為我們方法的測(cè)試效果。具體實(shí)施方法如下1.過采樣模塊對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣并進(jìn)行JN點(diǎn)IDFT變換經(jīng)過我們分析，對(duì)于過采樣的因子，J＝2與J＝16對(duì)抑制PAPR效果相同，但選擇后者硬件的實(shí)現(xiàn)(16×64點(diǎn)IDFT變換)困難較大，所以我們選擇過采樣因子為2，即在每個(gè)IDFT變換單元(64個(gè))之后添加64個(gè)0之后送入128點(diǎn)IDFT變換單元中。
2.限幅模塊對(duì)變換之后的過采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行放大之后進(jìn)行限幅操作我們經(jīng)過建立模型仿真之后確定幾組參數(shù)第一組n1＝8 n2＝4 Amax＝70；第二組n1＝8 n2＝4 Amax＝127；第三組n1＝16 n2＝4 Amax＝127；第四組n1＝8 n2＝4 Amax＝40；第四組參數(shù)的抑制PAPR的效果最好，但是我們發(fā)現(xiàn)其誤碼率較高，且不可恢復(fù)。在第一組和第三組的比較中，雖然第一組的抑制PAPR效果較第三組較差，但是其接收的64QAM星座圖效果明顯好于第三組，最后我們選定第一組參數(shù)為我們的最佳參數(shù)組合。其仿真結(jié)果如圖4所示。
3.去噪模塊將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行JN點(diǎn)DFT變換之后進(jìn)行倍數(shù)還原并去除帶外噪聲對(duì)于每128個(gè)數(shù)據(jù)的IDFT單元，直接去掉后面的64個(gè)點(diǎn)，每個(gè)處理單元變?yōu)?4個(gè)數(shù)據(jù)。
4.輸出對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制(N點(diǎn)IDFT)并進(jìn)行適當(dāng)放大輸出數(shù)據(jù)將去除帶外噪聲的每64個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行64點(diǎn)IDFT變換，放大4倍之后輸出數(shù)據(jù)。
未進(jìn)行抑制PAPR處理的系統(tǒng)峰平比大約為11db左右，經(jīng)過上述方法之后PAPR降低到7db左右，如圖4所示，是根據(jù)本發(fā)明的所進(jìn)行的仿真效果。縱坐標(biāo)是峰平比超過某一門限值z(mì)的概率(CCDF)，橫坐標(biāo)是PAPR值?？梢姳景l(fā)明不但有效的抑制PAPR，對(duì)于接收電路也不需要特定的信息，易于實(shí)現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路，包括下述順序連接的、處理輸入數(shù)據(jù)的模塊對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣在數(shù)據(jù)之后添加0信息并進(jìn)行IDFT變換(Inverse Discrete Fourier Transform離散傅立葉逆變換)的過采樣模塊；對(duì)變換之后的過采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行限幅操作的限幅模塊；將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行DFT變換(Discrete Fourier Transform離散傅立葉變換)之后去除帶外噪聲的去噪模塊；和對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后輸出數(shù)據(jù)的輸出模塊；其特征在于，所述限幅模塊的功能是對(duì)來(lái)自于所述過采樣模塊的數(shù)據(jù)先進(jìn)行放大之后再進(jìn)行限幅操作；同時(shí)所述去噪模塊的功能是將來(lái)自于限幅模塊的數(shù)據(jù)DFT變換之后去除帶外噪聲，還要再進(jìn)行倍數(shù)縮小；所述限幅模塊中放大的倍數(shù)和所述去噪模塊中縮小的倍數(shù)相同。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路，其特征在于，所述限幅模塊中放大的倍數(shù)和所述去噪模塊中縮小的倍數(shù)都等于8，所述輸出模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后，再進(jìn)行適當(dāng)放大后輸出數(shù)據(jù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路，其特征在于，所述輸出模塊對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后再放大4倍后輸出數(shù)據(jù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1和3所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路，其特征在于，所述限幅模塊的限幅運(yùn)算為假設(shè)所述限幅模塊輸出的第n個(gè)樣點(diǎn)為s~n=Re(s~n)+jIm(s~n),]]>限幅運(yùn)算以前該樣點(diǎn)為Sn’＝Re(Sn’)+jIm(Sn’)，則有Re(s~n)=Re(sn′),Re(sn′)≤AmaxAmax,Re(sn′)>Amax]]>Im(s~n)=Im(sn′),Im(sn′)≤AmaxAmax,Im(sn′)>Aamx]]>其中Amax為信號(hào)幅度的最大值。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的電路，其特征在于，所述限幅模塊的限制信號(hào)幅度的最大值等于Amax70。
6.一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的方法，包括下述順序處理輸入數(shù)據(jù)的步驟第一步過采樣，對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣、在數(shù)據(jù)之后添加0、并進(jìn)行IDFT變換；第二步限幅，對(duì)來(lái)自于第一步過采樣的數(shù)據(jù)進(jìn)行限幅操作；第三步去噪，將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行DFT變換之后去除帶外噪聲；第四步輸出，對(duì)第三步去噪后輸出的數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后輸出數(shù)據(jù)；其特征在于，在所述第二步限幅中，對(duì)來(lái)自于所述第一步過采樣的數(shù)據(jù)先進(jìn)行放大之后再進(jìn)行限幅操作；同時(shí)在所述第三步去噪中，將來(lái)自于限幅模塊的數(shù)據(jù)DFT變換之后去除帶外噪聲，還要再進(jìn)行倍數(shù)縮??；所述第二步限幅中的放大的倍數(shù)和所述第三步去噪中的縮小的倍數(shù)相同。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的方法，其特征在于，所述第二步限幅中的放大的倍數(shù)和所述第三步去噪中的縮小的倍數(shù)等于8，所述第四步輸出中對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后還要再進(jìn)行適當(dāng)放大后輸出數(shù)據(jù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的方法，其特征在于，所述第四步輸出中對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行IDFT變換后再放大4倍后輸出數(shù)據(jù)。
9.根據(jù)權(quán)利要求6和8所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的方法，其特征在于，所述第二步限幅中的限幅運(yùn)算為假設(shè)所述限幅模塊輸出的第n個(gè)樣點(diǎn)為s~n=Re(s~n)+jIm(s~n),]]>限幅運(yùn)算以前該樣點(diǎn)為Sn’＝Re(Sn’)+jIm(Sn’)，則有Re(s~n)=Re(sn′),Re(sn′)≤AmaxAmax,Re(sn′)>Amax,Im(s~n)=Im(sn′),Im(sn′)≤AmaxAmax,Im(sn′)>Amax]]>其中Amax為信號(hào)幅度的最大值。
10.根據(jù)權(quán)利要求11所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中抑制峰平比的方法，其特征在于，所述第二步限幅中信號(hào)幅度的最大值A(chǔ)max等于70。
全文摘要
本發(fā)明涉及數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)中的抑制信號(hào)峰值功率、降低峰平比的電路和方法，包括下述按照順序處理輸入數(shù)據(jù)的操作對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行過采樣并進(jìn)行IDFT變換；對(duì)變換之后的過采樣數(shù)據(jù)先進(jìn)行放大之后再進(jìn)行限幅操作；將限幅之后的數(shù)據(jù)進(jìn)行DFT變換之后去除帶外噪聲，還要再進(jìn)行倍數(shù)縮??；和對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制(N點(diǎn)IDFT)后輸出數(shù)據(jù)；所述限幅操作中放大的倍數(shù)和所述去噪操作中縮小的倍數(shù)相同。本發(fā)明誤碼率不大，可以使用一般的接收電路，易于實(shí)現(xiàn)。使用本發(fā)明的操作之后PAPR降低到7db左右。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1809044SQ20051003594
公開日2006年7月26日 申請(qǐng)日期2005年7月15日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月15日
發(fā)明者洪波, 趙騰飛, 張國(guó)新, 陳惠明, 王新安, 肖高發(fā), 王一 申請(qǐng)人:北京大學(xué)深圳研究生院, 華為技術(shù)有限公司