專利名稱：用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的自適應(yīng)頻域接收機(jī)及接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種應(yīng)用于超寬帶系統(tǒng)的基于頻域信號(hào)處理的自適應(yīng)頻域接收機(jī)結(jié)構(gòu)及其接收方法。
背景技術(shù)：
超寬帶(Ultra-WideBand)是一項(xiàng)新興的無線通信技術(shù)，由于其具有低功耗、寬帶寬、設(shè)計(jì)簡單等特點(diǎn)而受到了廣泛的關(guān)注，成為近年來研究的熱點(diǎn)，是無線個(gè)域網(wǎng)WPAN最有競爭力的備選提案。由于超寬帶系統(tǒng)占用很寬的頻帶而給接收系統(tǒng)射頻和數(shù)字信號(hào)處理帶來了很大的挑戰(zhàn)，在目前兩種UWB實(shí)現(xiàn)方案DS-CDMA和MB-OFDM中，MB-OFDM方案采用OFDM技術(shù)實(shí)際上背離了UWB脈沖通信的初衷，而在DS-CDMA方案芯片實(shí)現(xiàn)中，目前面臨的巨大挑戰(zhàn)是超高速率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC以及超寬帶低噪線性放大器LNA的設(shè)計(jì)，由于UWB系統(tǒng)所使用的帶寬高達(dá)幾GHz，因此最大的數(shù)據(jù)傳輸速率可以達(dá)到幾十Mbps～幾百M(fèi)bps。同時(shí)，UWB信號(hào)的占空比很小，所以耗電量只有原來系統(tǒng)的1/100～1/1000。而且，UWB的發(fā)送傳輸功率非常小，甚至低于普通的設(shè)備發(fā)射噪聲，所以具有很低的截獲率。
UWB通常采用幾十皮秒級(jí)脈寬的高斯脈沖進(jìn)行通信，脈沖跨越頻帶范圍很寬，根據(jù)耐奎斯特采樣準(zhǔn)則，要恢復(fù)信號(hào)，要求采用幾十G采樣速率對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，以目前的芯片設(shè)計(jì)水平很難達(dá)到。此外，由于UWB信號(hào)在室外遠(yuǎn)距離傳輸時(shí)室外大氣對(duì)它有較大的衰減，使其應(yīng)用主要集中的室內(nèi)高速短距離傳輸；由于室內(nèi)信道環(huán)境更加復(fù)雜，會(huì)對(duì)UWB信號(hào)產(chǎn)生反射、衍射和折射等現(xiàn)象，造成信號(hào)能量的擴(kuò)散，產(chǎn)生嚴(yán)重的多徑衰減，在多徑衰落嚴(yán)重的條件下，一個(gè)1納秒的信號(hào)g(t)有可能擴(kuò)散成幾十到幾百納秒的信號(hào)，但是由于發(fā)送的UWB信號(hào)寬度很窄(通常達(dá)到幾十皮秒級(jí))，所以具有較好的多徑分辨能力，可以在接收端使用瑞克接收機(jī)來合并多徑能量，UWB系統(tǒng)瑞克接收機(jī)的原理框圖如圖1所示，但使用瑞克接收機(jī)同時(shí)帶來一個(gè)問題是瑞克接收機(jī)的性能與可收集到的能量徑數(shù)有關(guān)，收集的多徑數(shù)目越多，性能越好，因此UWB信號(hào)多徑衰落嚴(yán)重導(dǎo)致需要分支數(shù)量較多的瑞克接收才能夠達(dá)到好的性能。然而，采用多個(gè)瑞克分支又導(dǎo)致系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度增大，因而目前適合與UWB系統(tǒng)的瑞克接收機(jī)大多采用部分瑞克合并，即合并能量最強(qiáng)的幾條徑。這種部分瑞克接收機(jī)結(jié)構(gòu)在能量集中的信道環(huán)境下性能較好，但當(dāng)多徑能量較為分散時(shí)，性能會(huì)急劇惡化。
如上所述，當(dāng)前使用的UWB接收機(jī)將現(xiàn)有CMOS技術(shù)推向極限并消耗巨大的功率，因此現(xiàn)有的UWB接收器通常以采用硅鍺技術(shù)的模擬相關(guān)器來處理接收到的信號(hào)，這就使得在全CMOS芯片內(nèi)實(shí)現(xiàn)低功耗、低功耗的UWB系統(tǒng)很困難。
為了提高模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣速率，通常采用一種并行的采樣結(jié)構(gòu)來對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，然而，并行采樣結(jié)構(gòu)需要很多個(gè)并行的ADC，而且他們對(duì)并行ADC的時(shí)序控制要求很嚴(yán)格，對(duì)時(shí)間偏移很敏感，對(duì)于UWB系統(tǒng)來說，為了達(dá)到數(shù)G的采樣速率，并行結(jié)構(gòu)采樣的時(shí)序控制要精確的10-10秒，信號(hào)采樣示意圖如圖2所示，這在設(shè)計(jì)上很難實(shí)現(xiàn)，而實(shí)際上并行采樣并沒有真正意義上降低采樣的復(fù)雜度，在實(shí)際中對(duì)時(shí)序邏輯控制要求很高的場合也很少采用。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于UWB現(xiàn)有接收技術(shù)中所存在的問題，本發(fā)明提供了一種新的用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的頻域接收機(jī)結(jié)構(gòu)及其接收方法。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了一種用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，包括帶通濾波器組，所述帶通濾波器組中的每個(gè)帶通濾波器濾取接收信號(hào)中的對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)信號(hào)的頻譜信息，其中相鄰濾波器的中心頻率相差固定的頻率間隔FI，并且通過反饋?zhàn)赃m應(yīng)地調(diào)整每個(gè)帶通濾波器的中心頻率；采樣保持電路，用于以接收信號(hào)的符號(hào)頻率Ts對(duì)每個(gè)帶通濾波器濾波后的信號(hào)進(jìn)行采樣；A/D轉(zhuǎn)換電路，用于以轉(zhuǎn)換速率KTS對(duì)采樣得到的信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以得到K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)，其中K為帶通濾波器的數(shù)量；與所述A/D轉(zhuǎn)換電路相耦合的頻域相關(guān)模板信號(hào)產(chǎn)生單元，被設(shè)置成將所述K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作極大似然估計(jì)，將前一符號(hào)得到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)乘于判決因子，所述判決因子由接收符號(hào)與本地模板信號(hào)作頻域相關(guān)處理后判決得到，符號(hào)為+/-1；并且將所述乘于判決因子后的信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作平均處理，所得到的信號(hào)作為新的本地模板信號(hào)；頻率相關(guān)器，被設(shè)置成將從所述A/D轉(zhuǎn)換電路得到的K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與所述新的本地模板信號(hào)進(jìn)行頻率相關(guān)，從而得到發(fā)送信息。
根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，提供了一種用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的自適應(yīng)頻域接收方法，在所述方法中使用一個(gè)帶通濾波器組，其中相鄰濾波器的中心頻率相差固定的頻率間隔FI，并且通過反饋?zhàn)赃m應(yīng)地調(diào)整每個(gè)帶通濾波器的中心頻率，所述方法包括步驟(1)所述帶通濾波器組中的每個(gè)帶通濾波器濾取接收信號(hào)中的對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)信號(hào)的頻譜信息；(2)以接收信號(hào)的符號(hào)頻率Ts對(duì)每個(gè)帶通濾波器濾波后的信號(hào)進(jìn)行采樣；(3)以轉(zhuǎn)換速率KTS對(duì)采樣得到的信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以得到K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)，其中K為帶通濾波器的數(shù)量；(4)將所述K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作極大似然估計(jì)，將前一符號(hào)得到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)乘于判決因子，所述判決因子由接收符號(hào)與本地模板信號(hào)作頻域相關(guān)處理后判決得到，符號(hào)為+/-1；并且將所述乘于判決因子后的信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作平均處理，所得到的信號(hào)作為新的本地模板信號(hào)；(5)將從所述A/D轉(zhuǎn)換電路得到的K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與所述新的本地模板信號(hào)進(jìn)行頻率相關(guān)，從而得到發(fā)送信息。
本發(fā)明的自適應(yīng)頻域接收機(jī)與傳統(tǒng)的UWB接收機(jī)結(jié)構(gòu)相比，本發(fā)明的接收機(jī)結(jié)構(gòu)具有較低的復(fù)雜度。在本發(fā)明中，接收機(jī)首先通過濾波器組提取接收信號(hào)的頻譜信息，將時(shí)域信號(hào)中重要的頻譜信息提取出來，將數(shù)字信號(hào)處理由時(shí)域變換到頻域，然后只需要用符號(hào)速率對(duì)變換后的信號(hào)進(jìn)行采樣，大大降低了接收機(jī)對(duì)數(shù)模轉(zhuǎn)換ADC的要求。同時(shí)，由于使用了濾波器組，每一個(gè)分支濾波器只處理特定頻帶的信號(hào)，大大降低了接收系統(tǒng)對(duì)寬帶低噪放大器的要求，從而使得整個(gè)收發(fā)系統(tǒng)很容易在CMOS電路中實(shí)現(xiàn)，為目前的UWB收發(fā)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)CMOS集成提供了一個(gè)很好的設(shè)計(jì)思路。與其它頻域接收機(jī)不同的是，該接收機(jī)在選擇濾波器組時(shí)，采用閉環(huán)的反饋?zhàn)赃m應(yīng)算法來動(dòng)態(tài)調(diào)整濾波器組的中心頻率，選擇最優(yōu)的頻點(diǎn)做采樣分析，因此具有最佳的接收性能。而且，本發(fā)明的自適應(yīng)頻域接收機(jī)通過頻域內(nèi)的信號(hào)處理方法，避免了在多徑衰落嚴(yán)重的UWB信道環(huán)境下使用復(fù)雜度高的瑞克接收機(jī)。通過系統(tǒng)仿真的結(jié)果表明，本發(fā)明的頻域接收機(jī)結(jié)構(gòu)能夠獲得同時(shí)域全瑞克近似的性能。在另一方面，由于在頻域內(nèi)進(jìn)行信號(hào)處理，系統(tǒng)只需要簡單的頻域相關(guān)即可完成傳統(tǒng)UWB系統(tǒng)時(shí)域全瑞克的功能，避免了使用復(fù)雜的延遲分支電路，使得系統(tǒng)能夠在很低的復(fù)雜度下就可獲得良好的性能。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)的瑞克接收機(jī)結(jié)構(gòu)原理圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)中接收脈沖采樣示意圖；圖3為根據(jù)本發(fā)明的頻域接收機(jī)的結(jié)構(gòu)圖；圖4為本發(fā)明的信道時(shí)域和頻域參照圖；圖5為本發(fā)明的單支帶通濾波結(jié)構(gòu)；圖6為本發(fā)明的接收性能示意圖；
圖7為本發(fā)明的各個(gè)濾波器的中心頻率分布示意圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明公開了一種新的基于頻域信號(hào)處理的自適應(yīng)UWB接收結(jié)構(gòu)，與其它接收機(jī)結(jié)構(gòu)相比，本發(fā)明的接收機(jī)結(jié)構(gòu)避開了UWB接收系統(tǒng)設(shè)計(jì)的技術(shù)難點(diǎn)，可以采用很低的采樣速率對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣，并且所有的數(shù)字信號(hào)處理均在頻域內(nèi)，從而大大降低了UWB芯片設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度和功耗，而且其性能與傳統(tǒng)的高復(fù)雜度接收機(jī)相比差別不大。其中自適應(yīng)濾波器的設(shè)計(jì)及頻域相關(guān)參考模板信號(hào)的產(chǎn)生是本接收機(jī)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。
根據(jù)本發(fā)明的基本構(gòu)思，本發(fā)明的頻域接收機(jī)正是基于背景技術(shù)部分中介紹的UWB接收機(jī)面臨的技術(shù)難題提出了一種新的技術(shù)方案。首先，頻域接收機(jī)通過多支低噪線性放大器和濾波器組先對(duì)UWB信號(hào)進(jìn)行頻譜分解，然后以符號(hào)速率對(duì)濾波后的信號(hào)在進(jìn)行采樣量化。其次，量化后的數(shù)字信號(hào)經(jīng)過與生成的頻域參考模板信號(hào)進(jìn)行頻域相關(guān)，直接判決輸出。整個(gè)信號(hào)處理過程包括的頻域相關(guān)、頻域模板信號(hào)生成、信號(hào)同步完全在頻域內(nèi)進(jìn)行處理，避免了使用復(fù)雜的瑞克接收機(jī)。這樣做的好處一方面降低了接收機(jī)的采樣速率，使得單支信號(hào)采樣速率等于信號(hào)的符號(hào)速率，以100Mbps通信速率信號(hào)為例，采樣速率僅為100M，很容易實(shí)現(xiàn)，而相同信號(hào)速率下傳統(tǒng)UWB接收機(jī)采樣速率將高達(dá)十G。另一方面，基于頻域的信號(hào)處理方法具有OFDM系統(tǒng)的部分優(yōu)點(diǎn)，由于UWB信道存在多徑衰落，為了提高接收性能，要對(duì)UWB信號(hào)作多徑能量合并，傳統(tǒng)的時(shí)域處理方法是采用瑞克接收機(jī)來合并多徑，通常針對(duì)每一條徑使用一個(gè)瑞克接收機(jī)，這樣，隨著多徑的增多，系統(tǒng)的復(fù)雜度增大。而對(duì)于頻域信號(hào)來說，收集多徑能量的多少與進(jìn)行頻域分析的觀察窗口長度有關(guān)，當(dāng)選擇合適的頻點(diǎn)對(duì)信號(hào)進(jìn)行分析，就可以得到較好的性能。如圖3所示，各分支帶通濾波器的頻點(diǎn)是由接收判決的結(jié)果自適應(yīng)調(diào)整的，使得接收機(jī)始終保持最佳的接收狀態(tài)，用盡可能少的濾波器分支獲得捕獲最大的多徑能量，采樣后的信號(hào)無需再變換到時(shí)域進(jìn)行信號(hào)處理，而是直接在頻域內(nèi)做簡單的相乘操作即可完成頻域相關(guān)，原理上等同于做了多徑合并，很好的解決多徑能量衰落問題。因此，頻域相關(guān)在多徑問題的處理上原理類似于OFDM系統(tǒng)，具有較強(qiáng)的抗多徑衰落特性。此外，本接收機(jī)還能夠?yàn)閁WB網(wǎng)絡(luò)提供實(shí)用的信道空閑評(píng)估(CCA)服務(wù)，以便進(jìn)行分布式及隨機(jī)媒體訪問，頻域接收機(jī)的CCA電路是通過檢測接收到的頻譜能量來實(shí)現(xiàn)，這樣做的好處是可以快速的捕獲UWB窄脈沖能量，而在傳統(tǒng)的UWB時(shí)域接收中CCA要花費(fèi)較長的時(shí)間。
下面參照說明書附圖并結(jié)合具體實(shí)施例來描述本發(fā)明的自適應(yīng)接收機(jī)。
一、頻域接收機(jī)的結(jié)構(gòu)本發(fā)明的頻域接收機(jī)其結(jié)構(gòu)原理圖如圖3所示，頻域接收機(jī)包括以下幾個(gè)部分1、窄帶低噪線性放大器和濾波器組窄帶低噪線性放大器和濾波器組的中心頻率依照特定規(guī)則排列，其作用是對(duì)接收的超寬帶信號(hào)做局部頻帶的線性低噪放大和濾波處理，提取特定頻點(diǎn)的信號(hào)頻譜信息。帶限濾波器的中心頻率選擇有特定的規(guī)則，中心頻率必須要落在發(fā)送UWB信號(hào)的頻譜范圍之內(nèi)。而且，帶通濾波器和窄帶放大器的中心頻率可以根據(jù)判決反饋的結(jié)果作自適應(yīng)調(diào)整。
各個(gè)濾波器的中心頻率如圖7所示。在圖7中，F(xiàn)k＝FL+kFI，F(xiàn)I=FH-FLK,]]>頻率間隔FI是固定的，F(xiàn)I=FH-FLK,]]>FL和FH分別是頻譜的低頻閥值和高頻閥值，具體值可以根據(jù)信號(hào)的頻譜來定義，比如FL＝3.1GHz，F(xiàn)H＝4.8Hz。
各濾波器的中心頻率Fk可以自適應(yīng)調(diào)整，調(diào)整方法是改變參數(shù)FL，F(xiàn)I保持不變；即Fk(n)＝FL(n)+kFI，其中FL(n)＝FL(n-1)+λΔ(n)，
λ為步進(jìn)長度，根據(jù)具體應(yīng)用環(huán)境而定義，Δ(n)為增量值，Δ(n)根據(jù)當(dāng)前輸出的信噪比增量與前一個(gè)輸出的信噪比增量差值來得到，判決表達(dá)式如下Δ(n)＝sign(ΔSNR(n)-ΔSNR(n-1))其中，ΔSNR(n)表示信噪比增量，由第n各輸出的信噪比與第n-1個(gè)信噪比的差值來表示ΔSNR(n)＝SNR(n)-SNR(n-1)，整個(gè)結(jié)構(gòu)是一個(gè)反饋式結(jié)構(gòu)，原理類似鎖相環(huán)的反饋鑒相器，自適應(yīng)控制能夠自動(dòng)調(diào)節(jié)中心頻率的值，使得信號(hào)的輸出信噪比始終保持最優(yōu)。
2、采樣保持電路、多路切換開關(guān)和A/D轉(zhuǎn)換電路其中采樣保持電路以接收信號(hào)的符號(hào)頻率Ts對(duì)每個(gè)帶通濾波器濾波后的信號(hào)進(jìn)行采樣，多路切換開關(guān)將帶通濾波器濾波后的K組信號(hào)分別切換到所述A/D轉(zhuǎn)換電路，以進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，A/D轉(zhuǎn)換電路以轉(zhuǎn)換速率KTS對(duì)采樣得到的信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以得到K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)，其中K為帶通濾波器的數(shù)量。隨后，將量化后的信號(hào)送給后面的數(shù)字信號(hào)處理單元做處理。
3、頻域相關(guān)模板信號(hào)產(chǎn)生單元頻域相關(guān)模板信號(hào)產(chǎn)生單元對(duì)A/D轉(zhuǎn)換后得到的K組復(fù)信號(hào)作插值和補(bǔ)零，產(chǎn)生參考信號(hào)的頻域模板信號(hào)。模板信號(hào)的產(chǎn)生通過訓(xùn)練序列配合極大似然估計(jì)算法來產(chǎn)生。極大似然估計(jì)算法的原理如下將前一符號(hào)得到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)乘于判決因子，判決因子由接收符號(hào)與本地模板信號(hào)作頻域相關(guān)處理后判決得到，符號(hào)為+/-1；將上述乘于判決因子后的信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作平均處理，處理結(jié)果作為新的本地模板信號(hào)。
其中，頻域相關(guān)模板信號(hào)產(chǎn)生單元產(chǎn)生模板信號(hào)的步驟以及極大似然估計(jì)算法描述如下在接收初始化階段，發(fā)送端發(fā)送預(yù)先設(shè)定的短長度訓(xùn)練符號(hào)，接收端接收到訓(xùn)練符號(hào)后，由模板信號(hào)產(chǎn)生單元產(chǎn)生一個(gè)初始化模板信號(hào)，接收進(jìn)入正常接收階段，此時(shí)，模板信號(hào)產(chǎn)生單元從ADC處獲取相應(yīng)的接收信號(hào)，將獲取的信號(hào)與當(dāng)前的模板信號(hào)做頻域相關(guān)得到輸出判決符號(hào)，再將獲取的信號(hào)、判決符號(hào)反饋到模板信號(hào)產(chǎn)生單元，與當(dāng)前的模板信號(hào)做樣本平均處理，并獲取新的模板信號(hào)；其中平均處理進(jìn)一步獲取模板信號(hào)的步驟是將前一時(shí)刻接收到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)與前一時(shí)刻接收信號(hào)的判決符號(hào)做二進(jìn)制符號(hào)(+1/-1)相乘，將乘積后的信號(hào)加上當(dāng)前的模板信號(hào)并做平均處理，處理后的結(jié)果作為新的本地參考模板信號(hào)。
在實(shí)際電路實(shí)現(xiàn)中，采用反饋電路對(duì)模板信號(hào)進(jìn)行修正，通過修正電路將接收到的頻域信號(hào)與本地樣本信號(hào)做平均，矯正本地模板信號(hào)的遞推公式可以表示為 其中， 表示當(dāng)前的模板信號(hào)， 為前一個(gè)模板信號(hào)，Rn-1(f)是前一個(gè)接收到的未經(jīng)過處理的頻域信號(hào)，bn-1是前一個(gè)信號(hào)的判決輸出，Rinit(f)為初始化模板信號(hào)，由預(yù)先發(fā)送的訓(xùn)練序列估計(jì)得到。這樣，假設(shè)bn-1的結(jié)果都是正確的，經(jīng)過n次平均處理后，噪聲的能量將減小到1/n，當(dāng)n足夠大時(shí)，可以認(rèn)為此時(shí)的模板信號(hào)是最佳的，不再需要再做模板樣本反饋平均處理。
由上述模板信號(hào)產(chǎn)生方式可以看出，本發(fā)明采用的實(shí)際上是一種極大似然估計(jì)算法，因?yàn)楦鶕?jù)理論分析證明了當(dāng)模板信號(hào)是所有接收信號(hào)的平均值時(shí)，接收的性能最優(yōu)，而實(shí)際上是不可能預(yù)先知道所有接收信號(hào)的平均值，本接收機(jī)所述的反饋求平均的算法實(shí)際上給出了一種對(duì)最佳估計(jì)值的逼近方法，它使得參考模板信號(hào)與接收信號(hào)可以很好的匹配，有效的降低了接收信號(hào)的誤碼率。從表面上看，此信號(hào)產(chǎn)生方法類似與DPSK差分接收機(jī)，但卻有本質(zhì)的不同，DPSK差分接收機(jī)總是采用接收到的前一個(gè)信號(hào)與當(dāng)前接收的信號(hào)做相關(guān)后判決，因此接收信息只跟接收信號(hào)相鄰的兩個(gè)符號(hào)有關(guān)，當(dāng)發(fā)生一個(gè)錯(cuò)判后，很容易造成一系列錯(cuò)判，這就是誤碼率擴(kuò)散問題，而本發(fā)明產(chǎn)生的參考模板信號(hào)與所有的接收信號(hào)相關(guān)，一個(gè)錯(cuò)判不會(huì)帶來誤碼率的擴(kuò)散，具有較強(qiáng)的容錯(cuò)能力。圖6給出了本發(fā)明所述的頻域接收機(jī)性能仿真結(jié)果，圖中同時(shí)給出了傳統(tǒng)UWB瑞克接收機(jī)的接收仿真結(jié)果，從仿真結(jié)果可以看出，本發(fā)明的接收性能與瑞克接收方法接近，在誤碼率高的情況下甚至低于瑞克接收機(jī)，但本發(fā)明卻有著很低的復(fù)雜度。
4、頻域相關(guān)器頻域相關(guān)器將接收的頻域信號(hào)與頻域相關(guān)模板產(chǎn)生單元產(chǎn)生的模板信號(hào)進(jìn)行頻域相關(guān)，即相乘求和操作，得到的信號(hào)即可作為平判決輸出。其大致過程如下在接收端根據(jù)A/D轉(zhuǎn)換電路獲取相應(yīng)的接收信號(hào)，將獲取的接收信號(hào)與頻域相關(guān)模板信號(hào)產(chǎn)生單元所產(chǎn)生的新的本地模板信號(hào)作頻域相關(guān)，具體方法如下將過濾波器采樣后的量化信號(hào)共軛X*(f)與模板信號(hào)產(chǎn)生單元生成的頻域模板信號(hào) 作相關(guān)運(yùn)算，即先作乘法運(yùn)算再求和，如下式所示R(τ)=∫x(t)x~(t+τ)dt=F-1{X*(f)X~(f)}=Σi=1KXi*Xi~]]>其中，x(t)為接收時(shí)域信號(hào)， 為參考時(shí)域模板信號(hào)，X*(f)和 分別為接收信號(hào)的頻率響應(yīng)共軛及模板信號(hào)的頻率響應(yīng)。Xi*為離散化的接收信號(hào)頻率響應(yīng)共軛， 為離散化的模板信號(hào)的頻率響應(yīng)。有上式可知，對(duì)頻域值求出τ＝0時(shí)的逆傅立葉變化 即可得到時(shí)域信號(hào)，即相當(dāng)于作相乘求和操作。
5、同步單元在一個(gè)符號(hào)內(nèi)，從由ADC采樣得到的頻域信號(hào)中恢復(fù)出時(shí)域信號(hào)，通過時(shí)域同步得到同步信息進(jìn)一步控制ADC采樣單元。
6、能量信號(hào)檢測單元為UWB網(wǎng)絡(luò)提供一種實(shí)用的信道空閑評(píng)估(CCA)服務(wù)，以便進(jìn)行分布式及隨機(jī)媒體訪問。頻域接收機(jī)的CCA電路是通過檢測接收到的頻譜能量來實(shí)現(xiàn)，這樣做的好處是可以快速的捕獲UWB窄脈沖能量，而在傳統(tǒng)的UWB時(shí)域接收中CCA要花費(fèi)較長的時(shí)間。
二、頻率采樣由于UWB系統(tǒng)跨越很寬的帶寬，高性能的寬帶LNA在實(shí)現(xiàn)上很困難，而在圖3中提到的結(jié)構(gòu)中，LNA只需要對(duì)應(yīng)與各個(gè)頻點(diǎn)范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)線性低噪法放大即可，在實(shí)現(xiàn)上很容易實(shí)現(xiàn)。濾波后的信號(hào)實(shí)際上就從時(shí)域變換到頻域，而且是復(fù)信號(hào)，對(duì)信號(hào)作采樣/保持和A/D變換，在一個(gè)采樣周期內(nèi)，得到2×k組頻域信號(hào)X，對(duì)X作插值處理，即可得到接收信號(hào)的頻域信號(hào)。注意，對(duì)于帶通濾波器來說，濾波輸出包括兩路信號(hào)，實(shí)信號(hào)和虛信號(hào)，濾波器實(shí)際結(jié)構(gòu)如圖3所示。因?qū)陕沸盘?hào)進(jìn)行采樣后相加，得到了實(shí)際的頻域信號(hào)。
整個(gè)頻域接收結(jié)構(gòu)由多個(gè)濾波器分支以及相應(yīng)的多個(gè)ADC組成，如圖3所示，接收信號(hào)經(jīng)過K個(gè)低噪放大器和帶通濾波器組，濾波器系數(shù)為Fk。各分支頻率為Fk的濾波器捕獲接收信號(hào)中頻譜的成分為Fk的信息，k為整數(shù)。Fk應(yīng)該落在脈沖信號(hào)的頻率范圍內(nèi)，注意到Fk的選擇是根據(jù)當(dāng)前信號(hào)質(zhì)量由自適應(yīng)反饋算法來決定。在這里，濾波器的分支數(shù)K的選擇很關(guān)鍵，為了捕獲更多的多徑信號(hào)，理論上要求K越大越好，但是K的增大導(dǎo)致濾波器分支的總數(shù)增加，接收機(jī)的復(fù)雜度增加，因此濾波器組的數(shù)目是預(yù)先固定的，因此，在選擇和設(shè)計(jì)參數(shù)K時(shí)，要根據(jù)接收性能的要求結(jié)合當(dāng)前的信道狀態(tài)信息來作一個(gè)折中的考慮。
每一個(gè)濾波器分支需要兩個(gè)ADC，ADC的采樣率是脈沖重復(fù)周期PRI的倒數(shù)。從這里可以看出，頻域接收機(jī)的ADC采樣率取決于PRI，即符號(hào)速率，而不是與脈沖寬度相對(duì)應(yīng)的碼片級(jí)采樣速率。因此ADC操作的頻率低得多，使得在CMOS中實(shí)現(xiàn)ADC成為可能，同時(shí)注意到，由于采樣的速率大大降低，實(shí)際采樣中并不需要對(duì)每一分支對(duì)應(yīng)一個(gè)ADC，只需要將這些采樣保持電路通過多路開關(guān)切換到同一個(gè)ADC來實(shí)現(xiàn)，此時(shí)ADC的采樣速率調(diào)整為K/PRI，它的采樣速率同樣很低。
因?yàn)樾诺来嬖诙鄰剿ヂ?，要?duì)信號(hào)作多徑合并，對(duì)時(shí)域信號(hào)的多徑合并采用瑞克接收機(jī)來實(shí)現(xiàn)，通常針對(duì)每一條徑使用一個(gè)瑞克接收機(jī)，這樣，隨著多徑的增多，系統(tǒng)的復(fù)雜度增大。而對(duì)于頻域信號(hào)來說，由于觀察時(shí)間窗口長度較長，多徑能量已經(jīng)被收集，所以，只需要作符號(hào)內(nèi)的匹配濾波相關(guān)，即可完成多徑接收，其中原理跟OFDM系統(tǒng)類似。為了得到相關(guān)的參考波形，要對(duì)接收信號(hào)作多徑分解即信道估計(jì)，得到時(shí)域空間的信道脈沖相應(yīng)ch(t)，對(duì)得到ch(t)作FFT變換到頻域，如R(τ)=∫x(t)x~(t+τ)dt=F-1{X*(f)X~(f)}]]>所示。x(t)為接收時(shí)域信號(hào)， 為參考時(shí)域信號(hào)，X*(f)和 分別為接收信號(hào)的頻率響應(yīng)的共軛及模板信號(hào)頻率響應(yīng)。求出τ＝0時(shí)的 即可作時(shí)域信號(hào)判決。
三、信號(hào)的恢復(fù)和判決根據(jù)傅立葉變換定理，二個(gè)實(shí)信號(hào)x(t)在時(shí)域內(nèi)的相關(guān)操作相當(dāng)于在頻域內(nèi)作乘法運(yùn)算。假定接收信號(hào)能夠理想的同步，那么接收信號(hào)與參考信號(hào)作相關(guān)運(yùn)算后的峰值在t＝0處，在t＝0處的相關(guān)值等于系數(shù)為0的IFFT輸出，實(shí)際上它等于頻譜分量的和，這樣作有一個(gè)好處，所有的操作只設(shè)計(jì)加和乘運(yùn)算，復(fù)雜度可以很低。換句話說，時(shí)域內(nèi)的卷積運(yùn)算等于頻域內(nèi)的乘法運(yùn)算。所以，具體實(shí)現(xiàn)時(shí)算法的復(fù)雜度很低。
傳統(tǒng)的窄帶數(shù)字通信接收器采用瑞克接收器來收集多徑能量。它要求一個(gè)指狀分支收集一路多徑信號(hào)，顯而易見，對(duì)于全瑞克接收機(jī)來說，指狀分支的數(shù)目取決于多徑的數(shù)目。同時(shí)，指狀分支的增加使得電路的復(fù)雜性迅速地增加，對(duì)于超寬帶信道來說，室內(nèi)多徑衰落嚴(yán)重，多徑數(shù)目很多，通常情況下都采用選擇性瑞克來選擇部分最強(qiáng)徑來合并。而在本發(fā)明的頻域接收中，通過頻域變換，接收機(jī)能夠捕獲全部的多徑能量，這一點(diǎn)類似于OFDM，它電路的復(fù)雜度不依賴于多徑的數(shù)目。因此，它非常適合于多徑衰落嚴(yán)重的信道環(huán)境例如UWB，尤其是非視距信道NLOS CM3和CM4。最后，傳統(tǒng)的瑞克結(jié)構(gòu)在瑞克分支中需要使用延遲單元來延時(shí)信號(hào)，這使得瑞克接收機(jī)的性能很大程度上依賴于信道估計(jì)的結(jié)果，同時(shí)復(fù)雜度也很高。
最后，UWB系統(tǒng)的窄脈沖及低輻射功率特性使得很難通過檢測繁忙媒介來提供CCA，而這卻是隨機(jī)及分布式媒體訪問控制協(xié)議CSMA的基礎(chǔ)。當(dāng)檢測到數(shù)據(jù)包開始發(fā)送時(shí)，CCA在發(fā)送及啟動(dòng)接收以前檢查信道是否空閑。頻域接收機(jī)可為UWB網(wǎng)絡(luò)提供一種實(shí)用的CCA服務(wù)，以進(jìn)行分布式及隨機(jī)媒體訪問。CCA電路檢查接收到的頻譜能量(這些能量總是在發(fā)射前存在)，以避免在時(shí)域中費(fèi)時(shí)地搜尋窄脈沖。與全接收器相比，此電路具有適中的硬件復(fù)雜性及功耗。由于濾波器在發(fā)射的頭幾個(gè)脈沖內(nèi)開始振蕩、且幅度檢波器在一個(gè)PRI即能很好地達(dá)到其最大值，故頻域CCA需檢測短時(shí)間內(nèi)的信號(hào)活動(dòng)情況。而由于多徑處于帶內(nèi)且在PRI上重復(fù)，故多徑效應(yīng)對(duì)檢測概率的影響很小。時(shí)序抖動(dòng)亦不會(huì)明顯改變譜線的位置，因此不會(huì)影響電路性能。
以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式
，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉UWB技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可以輕易的想到的變化或者替換，到應(yīng)該涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求書的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，包括帶通濾波器組，所述帶通濾波器組中的每個(gè)帶通濾波器濾取接收信號(hào)中的對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)信號(hào)的頻譜信息，其中相鄰濾波器的中心頻率相差固定的頻率間隔FI，并且通過反饋?zhàn)赃m應(yīng)地調(diào)整每個(gè)帶通濾波器的中心頻率；采樣保持電路，用于以接收信號(hào)的符號(hào)頻率Ts對(duì)每個(gè)帶通濾波器濾波后的信號(hào)進(jìn)行采樣；A/D轉(zhuǎn)換電路，用于以轉(zhuǎn)換速率KTs對(duì)采樣得到的信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以得到K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)，其中K為帶通濾波器的數(shù)量；與所述A/D轉(zhuǎn)換電路相耦合的頻域相關(guān)模板信號(hào)產(chǎn)生單元，被設(shè)置成將所述K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作極大似然估計(jì)，將前一符號(hào)得到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)乘于判決因子，所述判決因子由接收符號(hào)與本地模板信號(hào)作頻域相關(guān)處理后判決得到，符號(hào)為+/-1；并且將所述乘于判決因子后的信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作平均處理，所得到的信號(hào)作為新的本地模板信號(hào)；頻率相關(guān)器，被設(shè)置成將從所述A/D轉(zhuǎn)換電路得到的K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與所述新的本地模板信號(hào)進(jìn)行頻率相關(guān)，從而得到發(fā)送信息。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，其中在每個(gè)帶通濾波器之前還設(shè)置一個(gè)窄帶放大器，用于對(duì)將由帶通濾波器接收的信號(hào)進(jìn)行線性低噪放大，并且所述窄帶放大器的中心頻率根據(jù)接收信號(hào)而做自適應(yīng)調(diào)整。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，其中在所述采樣保持電路和所述A/D轉(zhuǎn)換電路之間還設(shè)置一個(gè)多路切換開關(guān)，用于將帶通濾波器濾波后的K組信號(hào)分別切換到所述A/D轉(zhuǎn)換電路，以進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，還包括一個(gè)與所述A/D轉(zhuǎn)換電路相耦合的同步單元，所述同步單元被設(shè)置成從一個(gè)符號(hào)內(nèi)的由所述A/D轉(zhuǎn)換電路采樣得到的頻域信號(hào)中恢復(fù)出時(shí)域信號(hào)，通過時(shí)域同步得到同步信息來控制所述A/D轉(zhuǎn)換電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的適應(yīng)頻域接收機(jī)，其中所述頻域相關(guān)器被設(shè)置成將經(jīng)過帶通濾波器采樣后的量化信號(hào)共軛X*(f)與所述模板信號(hào)產(chǎn)生單元生成的頻域模板信號(hào) 作相關(guān)運(yùn)算，即先作乘法運(yùn)算再求和，如下式所示R(τ)=∫x(t)x~(t+τ)dt=F-1{X*(f)X~(f)}=Σi=1KXi*X~i]]>其中，x(t)為接收時(shí)域信號(hào)， 為參考時(shí)域模板信號(hào)，X*(f)和 分別為接收信號(hào)的頻率響應(yīng)共軛及模板信號(hào)的頻率響應(yīng)，Xi*為離散化的接收信號(hào)頻率響應(yīng)共軛， 為離散化的模板信號(hào)的頻率響應(yīng)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，其中所述固定頻率間隔FI=FH-FLK,]]>其中FL和FH分別是接收信號(hào)頻譜的低頻閥值和高頻閥值。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的自適應(yīng)頻域接收機(jī)，其中通過以下公式來調(diào)整各個(gè)濾波器的中心頻率Fk，即Fk(n)＝FL(n)+kFI，其中FL(n)＝FL(n-1)+λΔ(n)，λ為步進(jìn)長度，Δ(n)為根據(jù)當(dāng)前輸出的信噪比增量與前一個(gè)輸出的信噪比增量差值而得到的增量值。
8.一種用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的自適應(yīng)頻域接收方法，在所述方法中使用一個(gè)帶通濾波器組，其中相鄰濾波器的中心頻率相差固定的頻率間隔FI，并且通過反饋?zhàn)赃m應(yīng)地調(diào)整每個(gè)帶通濾波器的中心頻率，所述方法包括步驟(1)所述帶通濾波器組中的每個(gè)帶通濾波器濾取接收信號(hào)中的對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)信號(hào)的頻譜信息；(2)以接收信號(hào)的符號(hào)頻率Ts對(duì)每個(gè)帶通濾波器濾波后的信號(hào)進(jìn)行采樣；(3)以轉(zhuǎn)換速率KTs對(duì)采樣得到的信號(hào)進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，以得到K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)，其中K為帶通濾波器的數(shù)量；(4)將所述K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作極大似然估計(jì)，將前一符號(hào)得到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)乘于判決因子，所述判決因子由接收符號(hào)與本地模板信號(hào)作頻域相關(guān)處理后判決得到，符號(hào)為+/-1；并且將所述乘于判決因子后的信號(hào)與當(dāng)前的本地模板信號(hào)作平均處理，所得到的信號(hào)作為新的本地模板信號(hào)；(5)將從所述A/D轉(zhuǎn)換電路得到的K組頻域數(shù)字復(fù)信號(hào)與所述新的本地模板信號(hào)進(jìn)行頻率相關(guān)，從而得到發(fā)送信息。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻域接收方法，其中步驟(1)還包括步驟在帶通濾波器濾波之前對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行線性低噪放大。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻域接收方法，其中步驟(4)還包括在接收初始化階段，發(fā)送端發(fā)送預(yù)先設(shè)定的短長度訓(xùn)練符號(hào)，頻域接收機(jī)接收到所述訓(xùn)練符號(hào)后，由模板信號(hào)產(chǎn)生單元產(chǎn)生一個(gè)初始化模板信號(hào)；所述模板信號(hào)產(chǎn)生單元從A/D轉(zhuǎn)換電路中獲取相應(yīng)的接收信號(hào)，將獲取的信號(hào)與當(dāng)前的模板信號(hào)做頻域相關(guān)得到輸出判決符號(hào)，再將獲取的信號(hào)、判決符號(hào)反饋到所述模板信號(hào)產(chǎn)生單元，與當(dāng)前的模板信號(hào)做樣本平均處理，獲取新的本地模板信號(hào)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的頻域接收方法，其中所述樣本平均處理以獲取新的本地模板信號(hào)的步驟還包括將前一時(shí)刻接收到的未經(jīng)過頻域相關(guān)處理的信號(hào)與前一時(shí)刻接收信號(hào)的判決符號(hào)做二進(jìn)制符號(hào)(+1/-1)相乘，將乘積后的信號(hào)加上當(dāng)前的模板信號(hào)并做平均處理，處理后的結(jié)果作為新的本地模板信號(hào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻域接收方法，其中步驟(5)還包括將經(jīng)過帶通濾波器采樣后的量化信號(hào)共軛X*(f)與頻域模板信號(hào) 作相關(guān)運(yùn)算，即先作乘法運(yùn)算再求和，如下式所示R(τ)=∫x(t)x~(t+τ)dt=F-1{X*(f)X~(f)}=Σi=1KXi*X~i]]>其中，x(t)為接收時(shí)域信號(hào)， 為參考時(shí)域模板信號(hào)，X*(f)和 分別為接收信號(hào)的頻率響應(yīng)共軛及模板信號(hào)的頻率響應(yīng)，Xi*為離散化的接收信號(hào)頻率響應(yīng)共軛， 為離散化的模板信號(hào)的頻率響應(yīng)。
13.根據(jù)權(quán)利要求8所述的頻域接收方法，其中所述固定頻率間隔FI=FH-FLK,]]>其中FL和FH分別是接收信號(hào)頻譜的低頻閥值和高頻閥值。
14.根據(jù)權(quán)利要求8所述的自適應(yīng)頻域方法，其中通過以下公式來調(diào)整各個(gè)濾波器的中心頻率Fk，即Fk(n)＝FL(n)+kFI，其中FL(n)＝FL(n-1)+λΔ(n)，λ為步進(jìn)長度，Δ(n)為根據(jù)當(dāng)前輸出的信噪比增量與前一個(gè)輸出的信噪比增量差值而得到的增量值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于超寬帶無線通信系統(tǒng)的自適應(yīng)頻域接收方法，在所述方法中使用一個(gè)帶通濾波器組，其中相鄰濾波器的中心頻率相差固定的頻率間隔F
文檔編號(hào)H04B1/69GK1649277SQ200510054838
公開日2005年8月3日 申請日期2005年3月17日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月17日
發(fā)明者張平, 陶小峰, 張新躍, 崔琪楣 申請人:北京郵電大學(xué)