專利名稱：用于全雙工多電平脈波振幅調(diào)變系統(tǒng)及盲激活接收器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于全雙工多電平脈波振幅調(diào)變(PAM)系統(tǒng)用的設(shè)備以及方法，特別是關(guān)于解變適用于全雙工千兆位以太網(wǎng)絡(luò)(Gigabit Ethernet)收發(fā)器中的全雙工多電平PAM系統(tǒng)的設(shè)備以及方法。
背景技術(shù)：
已提出應(yīng)用在千兆位(后將稱為超高速)以太網(wǎng)絡(luò)收發(fā)器實(shí)施中的全雙工多電平脈波振幅調(diào)變(full-duplex multi-level Pulse AmplitudeModulation)用的各種接收器結(jié)構(gòu)在例如美國(guó)專利案號(hào)6,771,752以及6,731,692以及由Agere Systems在2003公開(kāi)名稱為「IntelliRate結(jié)構(gòu)」的刊物中。這些結(jié)構(gòu)均利用正好等于傳輸速率(fb)或兩倍傳輸速率(2fb)的取樣率。使用傳輸速率取樣需要在模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)輸出的最佳時(shí)序相位位置取樣接收的信號(hào)，故在模擬域中需要復(fù)雜的相位選擇。在上述「IntelliRate結(jié)構(gòu)」的刊物中，借由加倍ADC速度并使用數(shù)字均衡器來(lái)補(bǔ)償時(shí)序相位不對(duì)準(zhǔn)與信道失真，可移除掉模擬相位選擇電路。雖然移除相位選擇電路減低了模擬電路的復(fù)雜度，使用加倍的ADC速度卻無(wú)可避免地增加ADC的復(fù)雜度。例如，超高速以太網(wǎng)絡(luò)的傳輸速率為125MHz，實(shí)現(xiàn)具有高位分辨率的250MHz ADC是非常困難的。因此，需要一種具有彈性取樣率的接收器結(jié)構(gòu)，能夠排除復(fù)雜模擬相位選擇電路的使用，同時(shí)不加倍ADC的速度。
再者，對(duì)于全雙工PAM系統(tǒng)而言，一部分發(fā)送信號(hào)會(huì)自混合(hybrid)電路回波(echo)至接收器的前端。必須在接收信號(hào)解調(diào)變前消除此回波，此問(wèn)題已于1984年由Werner，J.-J.在IEEE通信特定領(lǐng)域的期刊中發(fā)表名稱為「消除回波的4800bit/s全雙工DDD調(diào)制解調(diào)器」文章中提出了解決方式。針對(duì)此文中現(xiàn)有傳輸速率接收器的結(jié)構(gòu)，使用了傳輸速率的數(shù)字回波消除器消除ADC之后的回波。此將在本發(fā)明隨后將詳細(xì)說(shuō)明的接收器結(jié)構(gòu)中由一分?jǐn)?shù)傳輸速率的數(shù)字回波消除器取代。分?jǐn)?shù)傳輸速率回波消除器具有移除與回波耦合的頻帶外噪聲的能力，因此比傳輸速率回波消除器更能提供較佳噪聲性能。
通常在回波消除后，在信道等化能夠?qū)嵤┲?，必須在正確的時(shí)序相位取樣接收信號(hào)，以在均衡器的輸出獲得最佳信號(hào)對(duì)噪聲的性能。在接收器激活階段時(shí)，接收器是全“盲”的，意指其無(wú)法在正確時(shí)序取樣信號(hào)且無(wú)正確的均衡器系數(shù)來(lái)等化信道失真?，F(xiàn)有作法使用具有柔級(jí)別切劃器(soft-level slicer)的判決反饋均衡器(Decision FeedbackEqualizer；DFE)來(lái)有效地達(dá)成“盲”激活，但這種結(jié)構(gòu)在接收器操作于較嚴(yán)重噪聲的環(huán)境下時(shí)，具有因?yàn)榕袥Q誤差而產(chǎn)生誤差傳播問(wèn)題。已有提出借由結(jié)合DFE以及維特比(Viterbi)譯碼器減少這種誤差效果，如2001年由Erich F.Haratsch發(fā)表在固態(tài)電路IEEE期刊中名稱為「用于1000BASE-T超高速以太網(wǎng)絡(luò)的1Gb/s接合均衡器與交織譯碼器」的文章以及上述兩篇美國(guó)專利案號(hào)6,771,752以及6,731,692。但這種結(jié)合DFE以及維特比譯碼器的實(shí)施仍然很復(fù)雜。因此，在接收器中進(jìn)一步需要一種能快速盲激活的等化方法，同時(shí)能解決傳統(tǒng)DFE具有的誤差傳播問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
為克服上述現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，本發(fā)明提供一種適用于全雙工多電平脈幅調(diào)變收發(fā)器的接收器包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，轉(zhuǎn)換接收到的該模擬信號(hào)到具有分?jǐn)?shù)傳輸速率的數(shù)字取樣；數(shù)字重取樣器，將具有任意時(shí)序相位的分?jǐn)?shù)傳輸速率的取樣轉(zhuǎn)換成傳輸速率的資料取樣以及傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣，該兩個(gè)取樣均位于最佳時(shí)序相位；等化單元，接收該傳輸速率資料取樣以適應(yīng)性地以傳輸速率執(zhí)行信道等化；以及時(shí)序恢復(fù)回饋單元，接收該傳輸速率的資料取樣，借由接收該傳輸速率導(dǎo)數(shù)取樣以及來(lái)自該等化單元的輸出，適應(yīng)性定位該最佳時(shí)序相位并輸出該時(shí)序相位的估計(jì)回該數(shù)字重取樣器。
另外，本發(fā)明的等化單元包括具有固定在一主線閥的判決反饋均衡器，以及由適應(yīng)性級(jí)別控制的柔級(jí)別切劃器，根據(jù)將該切劃器輸出點(diǎn)分布與在該遠(yuǎn)程發(fā)送端關(guān)于此分布的演繹信息來(lái)更新該適應(yīng)性級(jí)別。
本發(fā)明提出一種接收器結(jié)構(gòu)，利用具有(Ns+1)/Ns·fb速率的ADC來(lái)取樣模擬加上了在混合電路接收端的回波的模擬接收信號(hào)。(Ns+1)/Ns分?jǐn)?shù)間隔的數(shù)字回波消除器用于消除在ADC輸出的回波?；夭ㄏ魇菑囊詡鬏斔俾嗜訒r(shí)脈操作的發(fā)送器來(lái)本地發(fā)送符號(hào)所驅(qū)動(dòng)。使用最小均數(shù)平方(LMS)適應(yīng)性算法適應(yīng)性地調(diào)整回波消除器的系數(shù)，以最小化回波殘余。
在從接收信號(hào)移除掉回波后，使用一數(shù)字重取樣器調(diào)整時(shí)序相位，以最大化在均衡器輸出的信號(hào)對(duì)噪聲比，其中最佳時(shí)序相位是從一時(shí)序恢復(fù)鎖相(PLL)回饋回路反還地計(jì)算而得。借由適當(dāng)調(diào)整在時(shí)序恢復(fù)PLL回饋回路中的相位，數(shù)字重取樣器也能有效地將取樣率從(Ns+1)/Ns·fb轉(zhuǎn)換到fb，使得信道等化能在傳輸速率下操作。傳輸速率均衡器的使用較為簡(jiǎn)單，且只要能從時(shí)序恢復(fù)PLL回饋回路恢復(fù)最佳時(shí)序相位其性能接近較復(fù)雜的分?jǐn)?shù)間隔均衡器。由于時(shí)序恢復(fù)PLL回路以及重取樣器兩者皆系數(shù)位地實(shí)施，可正確地重新產(chǎn)生具有最佳時(shí)序相位的傳輸速率的取樣，因此能確保傳輸速率均衡器的性能。
該數(shù)字重取樣器包括一有限脈沖響應(yīng)(FIR)多項(xiàng)式結(jié)構(gòu)，能夠同時(shí)以相同時(shí)序計(jì)算對(duì)應(yīng)的導(dǎo)數(shù)(derivative)取樣。導(dǎo)數(shù)取樣序列包括能夠被提取的時(shí)序信息，借由線性結(jié)合一切劃器的導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器，以最小均數(shù)平方的方式估計(jì)該序列。接著由導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器的系數(shù)導(dǎo)出時(shí)序相位誤差，其中在統(tǒng)計(jì)上而言，當(dāng)在主線(main cursor)位置的信道響應(yīng)的第一階導(dǎo)數(shù)驅(qū)使成為零時(shí)，則定義了零時(shí)序誤差。將時(shí)序相位誤差提供給時(shí)序恢復(fù)PLL電路以產(chǎn)生最佳時(shí)序相位位置的估計(jì)。該時(shí)序恢復(fù)PLL電路的回路借由將新的時(shí)序相位估計(jì)反饋回?cái)?shù)字重取樣器而完成，因而產(chǎn)生與此新時(shí)序相位的傳輸速率取樣以及導(dǎo)數(shù)取樣，在下次重復(fù)中分別用于等化以及導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器。
本發(fā)明的接收器的信道均衡器有兩種操作模式。第一模式，將稱為激活盲等化(Blind Equalization；BEQ)，使用具有柔級(jí)別切劃器的判決反饋均衡器以確?？焖俚拿ぜせ?。判決反饋均衡器以及導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器的收斂絕大部分取決于切劃器輸出的正確判決的機(jī)率。可借由使用主線閥用的單一權(quán)重系數(shù)以及利用關(guān)于在遠(yuǎn)程發(fā)送端發(fā)送的PAM各級(jí)機(jī)率的演繹的(a priori)信息的柔級(jí)別切劃器來(lái)實(shí)現(xiàn)快速盲激活。此機(jī)率信息用于適應(yīng)性調(diào)整柔級(jí)別切劃器的決定范圍，以確保正確決定的機(jī)率維持在可接受程度。針對(duì)超高速以太網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練模式中所用的三級(jí)PAM，短與長(zhǎng)纜線長(zhǎng)度皆觀察出一致的快速盲動(dòng)。為減輕DFE的誤差傳播問(wèn)題，信道等化于是切換至第二模式，稱為在開(kāi)眼后的線性等化(Linear EQualization After Eye Open；LEQ)，利用線性均衡器串聯(lián)一誤差回饋均衡器(EFE)。一旦觀察到DFE以及時(shí)序回路的收斂，LEQ分支變成激活的，且LEQ以及EFE系數(shù)已經(jīng)訓(xùn)練。在訓(xùn)練一開(kāi)始時(shí)，在LEQ分支中的硬級(jí)別將不會(huì)產(chǎn)生在可接受機(jī)率內(nèi)的正確決定。因此，BEQ維持動(dòng)作的且柔級(jí)切化器輸出用來(lái)計(jì)算LEQ分支的切劃器誤差，進(jìn)行均衡器系數(shù)更新。一旦檢測(cè)到硬級(jí)別切劃器輸出產(chǎn)生在可接受機(jī)率的正確決定時(shí)，可停止BEQ分支且令LEQ分支進(jìn)入決定導(dǎo)向支操作，使用硬級(jí)別切劃器輸出來(lái)計(jì)算切劃器誤差。EFE的角色為補(bǔ)償由線性均衡器產(chǎn)生的噪聲增強(qiáng)。雖然不正確的切劃器決定也會(huì)影響EFE的性能，相對(duì)于DFE方式，已大幅降低誤差傳播問(wèn)題，其中EFE長(zhǎng)度通常很短，且在提供給EFE時(shí)可利用一硬限制器限制切劃器誤差。


圖1顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的超高速以太網(wǎng)絡(luò)收發(fā)器中接收架構(gòu)的方塊圖；圖2顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的(Ns+1)/Ns傳輸速率分?jǐn)?shù)間隔回波消除器的方塊圖；圖3顯示根據(jù)本發(fā)明的數(shù)字重取樣器的實(shí)施例；圖4顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的盲等化(BEQ)分支；圖5顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的線性等化(BEQ)分支；圖6顯示2至1多任務(wù)器，選擇柔切劃器輸出或硬切劃器輸出之一作為接收器符號(hào)決定；圖7顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的導(dǎo)數(shù)通道估計(jì)器；圖8顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的時(shí)序恢復(fù)PLL電路；圖9顯示產(chǎn)生傳輸速率以及(Ns+1)/Ns傳輸速率兩者以分別驅(qū)動(dòng)DAC以及ADC的頻率合成器方塊圖；圖10顯示主控與從屬模式的典型訓(xùn)練順序；圖11說(shuō)明主控以及從屬模式的時(shí)序相位以及均衡器系數(shù)的細(xì)節(jié)訓(xùn)練序列的流程圖；以及圖12顯示已知噪聲預(yù)估方式以及本發(fā)明的誤差回饋均衡器方式的誤差訊號(hào)定義之間的不同。
具體實(shí)施例方式
實(shí)施例如圖1所示，本發(fā)明的接收器結(jié)構(gòu)1包括混合器10、模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)11、分?jǐn)?shù)間隔回波消除器12、數(shù)字重取樣器13、本地/遠(yuǎn)程時(shí)脈產(chǎn)生器14、時(shí)序恢復(fù)PLL電路15、盲等化(BEQ)分支16、線性等化(LEQ)分支17以及2至1多任務(wù)器(Mux)18以及導(dǎo)數(shù)通倒估計(jì)器19。
BEQ分支16包括判決反饋均衡器161以及柔級(jí)別切劃器162，其中LEQ分支17包括線性均衡器171、誤差回饋均衡器172、硬級(jí)切劃器173以及誤差級(jí)別硬限制器174。這兩分支的說(shuō)明見(jiàn)后。
ADC 11的取樣率彈性地設(shè)定為(Ns+1)/Ns乘以傳輸速率，其中Ns為等于或大于1的整數(shù)。因此，當(dāng)選擇Ns為1時(shí)取樣率等于2倍傳輸速率，當(dāng)Ns變成正無(wú)限時(shí)取樣率等于傳輸速率。借由選擇Ns在(1，∞)的范圍內(nèi)，該結(jié)構(gòu)采用了介fb于2fb之間的分?jǐn)?shù)傳輸速率取樣。分?jǐn)?shù)傳輸速率的使用提供過(guò)取樣因素，允許時(shí)序相位選擇在數(shù)字域執(zhí)行，因此無(wú)需模擬相位選擇電路且不會(huì)加倍ADC速度。因?yàn)榫哂性O(shè)定Ns為參數(shù)的彈性，可設(shè)定落在傳輸速率以及兩倍傳輸速率之間適當(dāng)?shù)腁DC速率，以達(dá)成最佳設(shè)計(jì)交換(trade-off)，減低模擬電路復(fù)雜度。例如，若Ns選擇為5，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)針對(duì)超高速以太網(wǎng)絡(luò)的ADC速度要求為150MHz，其大幅低于具有2fb取樣率的接收器中所需的250MHz，同時(shí)具有無(wú)需復(fù)雜的模擬相位選擇電路的優(yōu)點(diǎn)。
在超高速以太網(wǎng)絡(luò)中，收發(fā)器本身可分成主控以及從屬模式。主控模式收發(fā)器的本地時(shí)脈是作為全雙工系統(tǒng)的時(shí)序參考。從屬模式收發(fā)器必須使用該時(shí)序參考來(lái)發(fā)送并接收符號(hào)。由于此不同點(diǎn)，主控以及從屬模式的訓(xùn)練序列不同處在于回波消除器、均衡器以及時(shí)序恢復(fù)PLL電路的訓(xùn)練順序不同，如圖10所示。首先全雙工系統(tǒng)以半多任務(wù)模式操作，其中僅主控者發(fā)送而從屬者維持安靜。主控者在其半多任務(wù)模式中訓(xùn)練其回波消除器，而同時(shí)從屬者訓(xùn)練其均衡器以及時(shí)序同步化。一旦主控者收斂其回波消除器以及從屬者收斂其均衡器以及時(shí)序同步化時(shí)，從屬者開(kāi)始發(fā)送信號(hào)。主控者接著開(kāi)始其均衡器以及時(shí)序訓(xùn)練，同時(shí)從屬者訓(xùn)練其回波消除器。如圖10所示，當(dāng)兩邊都完成訓(xùn)練后，主控者以及從屬者兩者都進(jìn)入到全雙工資料模式。
圖2細(xì)節(jié)顯示(Ns+1)/Ns傳輸速率分?jǐn)?shù)間隔回波消除器12結(jié)構(gòu)。在回波消除器訓(xùn)練模式期間，在回波消除器閥延遲線中移動(dòng)發(fā)送符號(hào)移。由于是以傳輸速率發(fā)送符號(hào)，而同時(shí)回波消除器12在(Ns+1)/Ns傳輸速率下操作，此移動(dòng)每(Ns+1)個(gè)時(shí)脈周期暫停以匹配兩種速率。(Ns+1)組的回波消除器權(quán)重系數(shù)用于線性地以循環(huán)方式與閥延遲線中的資料取樣結(jié)合。權(quán)重系數(shù)的每一組對(duì)應(yīng)針對(duì)(Ns+1)時(shí)序相位之一的回波路徑估計(jì)?，F(xiàn)有的LMS算法是用于調(diào)整權(quán)重系數(shù)，如圖2右下角所示。各線性結(jié)合器基本電路的系數(shù)更新可以下列表達(dá)hec(m+1)＝hec(m)+αecx(m)b(m)其中，αec為步階尺寸。信號(hào)x(m)由下給出x(m)＝r(m)-ec(m)其為ADC輸出，r(m)，減去來(lái)自回波消除器輸出的估計(jì)回波，ec(m)，并提供給數(shù)字重取樣器13作進(jìn)一步處理。該分?jǐn)?shù)傳輸速率回波消除器移除與回波耦合的頻帶外噪聲的能力，因此比傳輸速率回波消除器更能提供較佳噪聲性能。
圖11顯示主控以及從屬模式中均衡器以及時(shí)序相位/頻率偏移量的訓(xùn)練狀態(tài)圖。在此訓(xùn)練初期，CLK_SEL設(shè)定為本地的，而SLICER_SEL設(shè)定為SOFT(柔)無(wú)論收發(fā)器在主控或從屬模式。盲激活時(shí)序以及等化(BEQ)的程序接著開(kāi)始?；夭ㄔ诖擞?xùn)練中具有微小或無(wú)影響，因?yàn)橹骺啬Ｊ绞瞻l(fā)器在ADC輸出消除回波，以及從屬模式收發(fā)器的發(fā)送器為安靜(不發(fā)送)。
在此BEQ訓(xùn)練模式中，數(shù)字重取樣器13、判決反饋均衡器171、柔級(jí)別切劃器172、導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器19、時(shí)序恢復(fù)PLL電路15共同運(yùn)作，以在BEQ訓(xùn)練階段收斂到“開(kāi)眼”的狀態(tài)。如圖3所示，無(wú)回波接收信號(hào)x(m)是輸入到數(shù)字重取樣器13。數(shù)字重取樣器13包括速率調(diào)整器131、FIR濾波庫(kù)132以及多項(xiàng)式結(jié)合器133。該簡(jiǎn)單的速率調(diào)整電路131是用于移動(dòng)一個(gè)或兩個(gè)x(m)取樣至FIR濾波庫(kù)132的閥延遲線中。由時(shí)序恢復(fù)PLL電路15產(chǎn)生的1位索引I(n)是用于指示此移動(dòng)，其中當(dāng)I(N)＝0時(shí)對(duì)應(yīng)移動(dòng)一個(gè)取樣，而當(dāng)I(n)＝1時(shí)，對(duì)應(yīng)移動(dòng)兩個(gè)取樣。注意到在速率調(diào)整電路131之前的所有電路是以(Ns+1)/Ns傳輸速率操作，在速率調(diào)整電路131之后以傳輸速率操作。該FIR濾波庫(kù)132具有多項(xiàng)式結(jié)構(gòu)形式，如由Farrow，C.W.1988年在IEEE國(guó)際座談會(huì)電路系統(tǒng)中名稱為「連續(xù)地可變量位延遲組件」的文章所述，其中可同時(shí)計(jì)算出具有相同時(shí)序相位的對(duì)應(yīng)導(dǎo)數(shù)取樣，而無(wú)需增加許多額外的電路，如圖3所示。若xb(n)為L(zhǎng)x1向量，其第i個(gè)元件對(duì)應(yīng)FIR濾波庫(kù)132的閥延遲線中的第i個(gè)元件，而FIR濾波庫(kù)132的L輸出由下表示xi(n)=hiTxb(n),i=0,1,KL-1]]>其中hi=hi0hi1Mhi,L-1]]>為L(zhǎng)x1向量，包括在FIR濾波庫(kù)132中第i個(gè)濾波器的固定的權(quán)重系數(shù)以及上標(biāo)的T代表向量/矩陣移項(xiàng)(transpose)操作。該多項(xiàng)式結(jié)合器133取得來(lái)自FIR濾波庫(kù)132的L輸出，以及時(shí)序恢復(fù)PLL電路15在各傳輸速率時(shí)脈產(chǎn)生的由(n)代表的相位位置，計(jì)算資料取樣以及導(dǎo)數(shù)取樣如下
y(n)=Σi=0M-1xi(n)μi(n),y′(n)=Σi=0M-1ixi(n)μ(i-1)(n)]]>將資料取樣y(n)接著提供給均衡器區(qū)，且將導(dǎo)數(shù)取樣y’(n)提供給導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器19。
如圖4所示，判決反饋均衡器16包括前饋與回饋閥兩者。主閥位置假設(shè)處于D延遲，以及動(dòng)應(yīng)權(quán)重系數(shù)固定在一。輸入到柔級(jí)別切劃器接著由下給出s(n)=y(n-D)-Σi=0D-1y(n-i)hiffe(n)-Σi=1Na~(n-i)hidfe(n)]]>柔級(jí)別切劃器決定范圍設(shè)定成{0，±A(n)，±2A(n)，K}。借由假設(shè)三級(jí)PAM可輕易理解到的設(shè)定A(n)的設(shè)定，而更多級(jí)的歸納則不在此贅述。在初始情況下，A(n)設(shè)定成標(biāo)稱值(nominal value)，使得決定級(jí)別等于硬級(jí)別切劃器。計(jì)算切劃器輸出點(diǎn)落在[-A(n)A(n)]范圍的數(shù)量，也計(jì)算切劃器輸出點(diǎn)落在[-A(n)A(n)]范圍之外的數(shù)量。與遠(yuǎn)程發(fā)送符號(hào)落在此范圍內(nèi)與外的機(jī)率有關(guān)的演繹(a priori)信息是用來(lái)決定是否A(n)應(yīng)該增加或減少，以使切劃器輸出點(diǎn)落在此范圍內(nèi)與外的數(shù)量非常接近的匹配遠(yuǎn)程處的機(jī)率分布。A(n)的增加或減少是借由簡(jiǎn)單的步階尺寸ΔA(n)來(lái)控制，其可設(shè)定為小值以確保穩(wěn)定性。注意到此決定級(jí)別的調(diào)整僅用于決定切劃器輸出到遠(yuǎn)程發(fā)送符號(hào)級(jí)別之一的映像(mapping)。切劃器輸出 針對(duì)各級(jí)別仍設(shè)定為標(biāo)稱值，以確定能計(jì)算恰當(dāng)?shù)那袆澠麇e(cuò)誤。切劃器輸出 接著提供給2至1多任務(wù)器18，并且在此訓(xùn)練階段期間，SLICER_SEL＝SOFT，其意味著a(n)=a~(n).]]>此切劃器誤差，由s(n)-a(n)計(jì)算，是用于更新前饋以及回饋系數(shù)如下列所示hiffe(n+1)=hiffe(n)+αffey(n-i)[s(n)-a(n)],i=0,1,KD-1]]>hidfe(n+1)=hidfe(n)+αdfea(n-i)[s(n)-a(n)],i=1,2,KN]]>其中為αffe以及αdfe步階尺寸。
切劃器輸出a(n)也用于估計(jì)信道導(dǎo)數(shù)，如圖7所示，其中切劃器輸出的序列線性結(jié)合是在導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器9中適應(yīng)性地調(diào)整，以估計(jì)導(dǎo)數(shù)取樣y’(n)。該估計(jì)是通過(guò)最小均數(shù)平方的最小劃來(lái)達(dá)成，其中權(quán)重系數(shù)如下般更新dchi(n+1)＝dchi(n)+αdcha(n-i)edch(n)，i＝0，1，K J其中αdch為步階尺寸，以及edch(n)=y′(n)-Σi=0Jdchi(n)a(n-i)]]>為在時(shí)間n的實(shí)時(shí)估計(jì)誤差。所得的權(quán)重系數(shù)為導(dǎo)數(shù)信道反應(yīng)閥估計(jì)，以及在主線位置所估計(jì)的導(dǎo)數(shù)的負(fù)值，-dchΔ(n)，是作為時(shí)序誤差以驅(qū)動(dòng)時(shí)序恢復(fù)PLL電路15，如圖8所示。注意到Δ為對(duì)應(yīng)到導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器中希望的先進(jìn)(pre-cursor)數(shù)量。當(dāng)令dchΔ(n)變?yōu)榱銜r(shí)，該狀態(tài)意味著主線是在對(duì)應(yīng)信道反應(yīng)的最高點(diǎn)作取樣，因此信號(hào)對(duì)噪聲比可最大化。
如圖8所示，時(shí)序恢復(fù)PLL電路15包括第二階回路過(guò)濾器151、相位積分器152以及相位盤(pán)繞器153，產(chǎn)生以I(n)以及μ(n)表示的相位估計(jì)。該第二階回路過(guò)濾器151作為在相位積分器152前過(guò)濾掉時(shí)序誤差抖動(dòng)(jitter)，以將時(shí)序相位估計(jì)平坦化。從傳輸速率取樣相位到(Ns+1)/Ns傳輸速率相位的轉(zhuǎn)變是借由使用校正因子來(lái)執(zhí)行，該校正因子包括將相位誤差Δφ(n)乘以(Ns+1)/Ns再減去1/Ns，如圖8所示。簡(jiǎn)單的相位盤(pán)繞器153用于在相位積分器152輸出執(zhí)行相位盤(pán)繞并具有下列函數(shù)I(n)＝1，μ(n)＝θ(n)+1，若θ(n)＜-0.5I(n)＝0，μ(n)＝θ(n)，除此之外注意到在相位盤(pán)繞器153之后θ(n)與μ(n)兩者皆限制在-0.5至0.5范圍內(nèi)。將所得的1位索引I(n)以及標(biāo)準(zhǔn)化的相位值μ(n)回饋到數(shù)字重取樣器13，以針對(duì)新估計(jì)的時(shí)序相位，其完成了“盲”等化以及時(shí)序恢復(fù)回路。未經(jīng)過(guò)調(diào)整的相位誤差，Δφ(n)，也提供給本地/遠(yuǎn)程時(shí)脈產(chǎn)生器14，如圖9所示。注意到在盲激活階段，CLK_SEL設(shè)定成LOC(本地)，因此用于驅(qū)動(dòng)ADC的(Ns+1)/Ns傳輸速率時(shí)脈是與本地傳輸速率時(shí)脈fb_loc同步化，無(wú)論發(fā)送器是在主控或從屬模式。
在盲等化以及時(shí)序收斂到“開(kāi)眼”狀態(tài)后，也就是切劃器主要地再生遠(yuǎn)程發(fā)送符號(hào)序列的延遲形式時(shí)，主控模式接收器可直接切換到訓(xùn)練線性均衡器以及誤差反饋系數(shù)。針對(duì)從屬模式接收器，需要繼續(xù)訓(xùn)練時(shí)序回路，以學(xué)習(xí)頻率位移(遠(yuǎn)程發(fā)送器以及本地接收器之間的傳輸速率差異，超高速以太網(wǎng)絡(luò)可高達(dá)±100PPM)到可接受的程度內(nèi)。實(shí)際地，此頻率位移可從如圖8所示的時(shí)序恢復(fù)PLL電路15中的第二階回路過(guò)濾器151的較低分支中的延遲單元觀察到。一旦取得此頻率位移，CLK_SEL可改變成REM，使ADC時(shí)脈頻率切換到與遠(yuǎn)程發(fā)送器時(shí)脈頻率同步。如圖9所示，未經(jīng)調(diào)整的相位誤差，Δφ(n)，是用于驅(qū)動(dòng)于本地/遠(yuǎn)程時(shí)脈產(chǎn)生器電路14中的積分器141、相位限制器142以及頻率合成器143，以合成遠(yuǎn)程傳輸速率時(shí)脈fb_rem。簡(jiǎn)單的頻率乘法器144易用于產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的(Ns+1)/Ns·fb分?jǐn)?shù)傳輸速率時(shí)脈。一旦獲得頻率位移后，此時(shí)脈實(shí)際上收斂成與遠(yuǎn)程發(fā)送傳輸速率同步。因?yàn)榭山栌纱吮镜?遠(yuǎn)程時(shí)脈產(chǎn)生器電路14快速地校正頻率位移，在時(shí)序恢復(fù)PLL電路15中第二階回路過(guò)濾器151的較低分支中的延遲單元應(yīng)設(shè)定為零以避免“重復(fù)補(bǔ)償”。在此從屬模式的時(shí)脈切換操作期間，凍結(jié)判決反饋均衡器的系數(shù)會(huì)較為穩(wěn)定，避免會(huì)造成均衡器偏離的任何瞬間(transient)效應(yīng)。也需要再重新收斂時(shí)序相位位置，因?yàn)楹铣傻膄b_rem僅追蹤遠(yuǎn)程時(shí)脈的頻率而非最佳相位未置。不在模擬域中追蹤相位的直接結(jié)果為無(wú)需任何復(fù)雜的模擬相未選擇電路，且借由數(shù)字重取樣器的使用，相位調(diào)整的工作是在數(shù)字域中執(zhí)行，即使在ADC時(shí)脈已與遠(yuǎn)程時(shí)脈頻率上同步。
再次參考圖11，在時(shí)序相位重新收斂到最佳設(shè)定后，可再度達(dá)到“開(kāi)眼”狀態(tài)。從屬接收器現(xiàn)在可切換到訓(xùn)練線性均衡器以及誤差回饋均衡器，如同在主控模式中。在訓(xùn)練初期，SLICER_SEL設(shè)定到SOFT(柔)，使得從BEQ16的決定可用于計(jì)算切劃器誤差以更新線性以及誤差回饋均衡器171與172。僅在LEQ分支17收斂到“開(kāi)眼”狀態(tài)時(shí)，才應(yīng)將SLICER_SEL設(shè)定成HARD(硬)，以激活決定導(dǎo)向模式。如圖5所示，線性均衡器171以及誤差回饋均衡器172的更新由下給出hileq(n+1)=hileq(n)+αleqy(n-i)[s‾(n)-a(n)],i=0,1,KK-1]]>hiefe(n+1)=hiefe(n)+αffeeefe(n-i)[s‾(n)-a(n)],i=1,2,K,I]]>其中αleq以及αffe為步階尺寸，以及eefe(n-i)＝s(n-i)-a(n-i)，i＝1，2，…，I為切劃器誤差的延遲形式。切劃器輸入是線性均衡器輸出以及誤差回饋均衡器輸出的結(jié)合如下s‾(n)=Σi=0K-1hileq(n)y(n-i)-Σi=1Ihiefe(n)eefe(n-i)]]>在LEQ收斂后，接收器將進(jìn)入資料模式。硬限制器174也可用于在提供給誤差回饋均衡器172之前限制切劃器的誤差。應(yīng)注意到誤差回饋均衡器(EFE)172與美國(guó)專利案號(hào)5,784,415以及由Eybuoglu，M.V.發(fā)表的文獻(xiàn)中現(xiàn)有估計(jì)噪聲方式不同。如圖12所示，傳統(tǒng)的噪聲估計(jì)方法中，產(chǎn)生的誤差信號(hào)是切劃器輸出以及線性均衡器輸出之差。接著使用線性估計(jì)過(guò)濾器來(lái)估計(jì)此誤差，并用來(lái)消除在線性均衡器輸出的“有顏色(colored)”的噪聲。本發(fā)明的EFE方法中，產(chǎn)生的誤差信號(hào)為切劃器輸出以及切劃器輸入之差。因?yàn)榍袆澠鬏敵霭ň€性均衡器171輸出以及EFE 172輸出兩者，誤差信號(hào)并非如同在線性估計(jì)方法中般為“有顏色”的噪聲。在收斂狀態(tài)下，在此定義出的誤差信號(hào)具有較少噪聲，且其代表在切劃器輸入的所有未被消除的噪聲結(jié)合。EFE172因此扮演適應(yīng)性地追蹤這些噪聲成分并用時(shí)變(time-varing)方式予以消除的角色。
權(quán)利要求
1.一種適用于全雙工多電平脈幅調(diào)變收發(fā)器的接收器，接收并調(diào)變由遠(yuǎn)程發(fā)送器以傳輸速率發(fā)送的模擬信號(hào)，其特征在于，該接收器包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，轉(zhuǎn)換接收到的該模擬信號(hào)到具有分?jǐn)?shù)傳輸速率的數(shù)字取樣；數(shù)字重取樣器，將具有任意時(shí)序相位的分?jǐn)?shù)傳輸速率的取樣轉(zhuǎn)換成傳輸速率的資料取樣以及傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣，該兩個(gè)取樣均位于最佳時(shí)序相位；等化單元，接收該傳輸速率資料取樣以適應(yīng)性地以傳輸速率執(zhí)行信道等化；以及時(shí)序恢復(fù)回饋單元，接收該傳輸速率的資料取樣，借由接收該傳輸速率導(dǎo)數(shù)取樣以及來(lái)自該等化單元的輸出，適應(yīng)性定位該最佳時(shí)序相位并輸出該時(shí)序相位的估計(jì)回該數(shù)字重取樣器。
2.如權(quán)利要求1所述的接收器，其特征在于，該分?jǐn)?shù)傳輸速率是借由將(NS+1)除以NS并乘以該傳輸速率，其中NS是等于或大于1的整數(shù)。
3.如權(quán)利要求2所述的接收器，其特征在于，該接收器還包括分?jǐn)?shù)間隔回波消除器，由來(lái)自收發(fā)器中以傳輸速率取樣時(shí)脈操作的本地發(fā)送器的發(fā)送符號(hào)所驅(qū)動(dòng)。
4.如權(quán)利要求3所述的接收器，其特征在于，該分?jǐn)?shù)間隔回波消除器包括用于移動(dòng)該發(fā)送符號(hào)的閥延遲線，每(NS+1)時(shí)脈周期暫停一次該移動(dòng)。
5.如權(quán)利要求1到3項(xiàng)中任一項(xiàng)所述的接收器，其特征在于，該數(shù)字重取樣器包括速率調(diào)整電路、濾波庫(kù)以及多項(xiàng)式結(jié)合器，該速率調(diào)整器用于耦合(NS+1)/NS傳輸速率以及傳輸速率之間的速率，該資料取樣以及導(dǎo)數(shù)取樣兩者均根據(jù)來(lái)自濾波庫(kù)的相同的輸出由多項(xiàng)式結(jié)合器產(chǎn)生。
6.如權(quán)利要求5所述的接收器，其特征在于，該速率調(diào)整電路將輸入的信號(hào)取樣根據(jù)來(lái)自該時(shí)序恢復(fù)回饋單元的1位的索引移動(dòng)進(jìn)入濾波庫(kù)的閥延遲線中，以及其中該多項(xiàng)式結(jié)合器取得來(lái)自濾波庫(kù)的輸出以及該時(shí)序恢復(fù)回饋單元在每傳輸速率時(shí)脈產(chǎn)生的相位位置，并計(jì)算該傳輸速率的資料取樣以及該傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣。
7.如權(quán)利要求1或3所述的接收器，其特征在于，該等化單元包括具有固定在一主線閥的判決反饋均衡器，以及由適應(yīng)性級(jí)別控制的柔級(jí)別切劃器，根據(jù)將該切劃器輸出點(diǎn)分布與在該遠(yuǎn)程發(fā)送端關(guān)于此分布的演繹信息來(lái)更新該適應(yīng)性級(jí)別。
8.如權(quán)利要求1或3所述的接收器，其特征在于，該等化單元包括盲激活等化電路，在接收器激活階段執(zhí)行信道等化；以及線性等化電路，在接收器恒穩(wěn)態(tài)時(shí)執(zhí)行信道等化。
9.如權(quán)利要求8所述的接收器，其特征在于，該BEQ電路包括判決反饋均衡器以及柔級(jí)別切劃器。
10.如權(quán)利要求8所述的接收器，其特征在于，該LEQ電路包括線性均衡器以及硬級(jí)別切劃器。
11.如權(quán)利要求10所述的接收器，其特征在于，該LEQ電路還包括誤差回饋均衡器，用于線性適應(yīng)性地補(bǔ)償由該線性均衡器產(chǎn)生的加強(qiáng)噪聲，其中由誤差回饋等化產(chǎn)生的該誤差為該硬級(jí)別切劃器的輸入與輸出之差。
12.如權(quán)利要求10所述的接收器，其特征在于，該LEQ電路還包括硬限制器，限制該硬級(jí)別切劃器的誤差級(jí)別來(lái)降低誤差傳播。
13.如權(quán)利要求1所述的接收器，其特征在于，該時(shí)序恢復(fù)回饋單元包括導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器，使用該化單元的輸出產(chǎn)生時(shí)序相位誤差，以估計(jì)接收自該數(shù)字重取樣器的該傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣；以及時(shí)序恢復(fù)鎖相回路電路，接收該時(shí)序相位誤差并產(chǎn)生最佳時(shí)序相位未置的估計(jì)以提供給該數(shù)字重取樣器。
14.如權(quán)利要求13所述的接收器，其特征在于，當(dāng)在該導(dǎo)數(shù)信道估計(jì)器中主線閥位置的信道反應(yīng)的第一階導(dǎo)數(shù)驅(qū)使成為零時(shí)，統(tǒng)計(jì)上定義零時(shí)序相位誤差。
15.如權(quán)利要求13所述的接收器，其特征在于，該時(shí)序恢復(fù)PLL電路包括第二階回路過(guò)濾器以及積分器，將該時(shí)序相位誤差提供給該積分器之前，借由簡(jiǎn)單大小調(diào)整以及減算來(lái)調(diào)整該時(shí)序相位誤差，產(chǎn)生在可提供給該數(shù)字重取樣器的分?jǐn)?shù)傳輸速率領(lǐng)域的相位，且有效地借由該1位索引代表相位的輸出。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于全雙工多準(zhǔn)位PAM系統(tǒng)的新穎接收器，該接收器利用模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，具有彈性設(shè)定成(N
文檔編號(hào)H04L27/06GK1878155SQ200510074959
公開(kāi)日2006年12月13日 申請(qǐng)日期2005年6月6日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月6日
發(fā)明者曾慶義, 嚴(yán)明洲, 柯瑞泰, 蔡昆穎 申請(qǐng)人:金麗科技股份有限公司