專利名稱：增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的gsm演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)(Enhanced Data rates for GSMEvolution，EDGE)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置。
背景技術(shù)：
EDGE是GSM的一種演進(jìn)方案，是介于2.5G(第2.5代)移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)與3G(第3代)移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)之間的過渡技術(shù)。
為了檢驗(yàn)移動(dòng)通信系統(tǒng)基站射頻部件之間的匹配是否良好，常用電壓駐波比(VSWR)來進(jìn)行衡量。電壓駐波比是指兩相反方向的行波疊加后形成駐波，電壓或電流的最大值與最小值之比。VSWR=(Po+Pr)/(Po-Pr),]]>其中，Po表示進(jìn)入天線系統(tǒng)的功率，Pr表示從天線系統(tǒng)反射回來的功率。當(dāng)然，用來表征駐波比的方式有許多種，但原理都差不多。一般地，駐波比告警檢測(cè)電路位于移動(dòng)通信系統(tǒng)基站中射頻側(cè)的前端，其核心是前端檢波電路和后端信號(hào)處理電路。
由于EDGE信號(hào)是采用8PSK(8進(jìn)制移相鍵控)調(diào)制方式的TDMA(TimeDivision Multiple Access，時(shí)分多址)信號(hào)，這樣就同時(shí)具備了高峰谷比性和時(shí)隙性兩個(gè)特點(diǎn)。過去GSM駐波比檢測(cè)時(shí)所普遍采用的峰值檢波方式，雖然可以很好地保留信號(hào)的時(shí)隙特性，但是由于EDGE信號(hào)具有很高的峰谷比，所以就導(dǎo)致這種方式檢測(cè)出來的檢波信號(hào)在時(shí)隙內(nèi)的波動(dòng)過大，從而會(huì)引起后面模擬運(yùn)算電路的紊亂，用峰值檢波對(duì)EDGE信號(hào)是不適合的。又因?yàn)镋DGE的時(shí)隙特性要求檢波后的相鄰時(shí)隙的信號(hào)是可以區(qū)分的，而普通的RMS(Root Mean Square，均方根)檢波方式完全平滑EDGE時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)的代價(jià)犧牲了信號(hào)的時(shí)隙特性，從而導(dǎo)致檢波后的信號(hào)無法區(qū)分相鄰時(shí)隙，因此這種檢波方式對(duì)EDGE信號(hào)也是不適合的。
而且，在EDGE系統(tǒng)中，對(duì)后端信號(hào)處理電路的要求也有了較大的提高。由于EDGE信號(hào)本身的復(fù)雜性加之無線信號(hào)的延遲性以及反向通路的不確定性，這樣如果用傳統(tǒng)的單一的信號(hào)處理電路來處理檢波后的信號(hào)往往會(huì)帶來很多附加產(chǎn)物，這些附加產(chǎn)物導(dǎo)致的結(jié)果就是誤告警。而這種誤告警對(duì)系統(tǒng)的影響是巨大的。

發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)上述現(xiàn)有EDGE系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置存在誤告警的問題和不足，本發(fā)明的目的是提供一種可區(qū)分相鄰時(shí)隙信號(hào)及平滑時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)波動(dòng)且可避免誤告警的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置。
本發(fā)明是這樣實(shí)現(xiàn)的一種增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，包括檢波電路和信號(hào)處理電路，所述檢波電路包括分別用于檢測(cè)前向耦合信號(hào)功率和反向耦合信號(hào)功率的半均方根功率檢波電路，所述半均方根功率檢波電路包括檢波芯片，該檢波芯片的環(huán)路濾波器積分電容管腳處連接有低通濾波電路(LowPass Filter，LPF)，以保證能夠區(qū)分相鄰的待檢波時(shí)隙信號(hào)，并使時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)波動(dòng)平滑；所述各檢波芯片將分別檢測(cè)到的前向和反向耦合信號(hào)功率轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的電平信號(hào)輸入至所述信號(hào)處理電路。
優(yōu)選地，所述信號(hào)處理電路包括運(yùn)算電路和比較電路，其中，所述運(yùn)算電路用于對(duì)前向和反向耦合信號(hào)的半均方根功率檢波電路進(jìn)行減法運(yùn)算，得到差值信號(hào)，放大后輸入比較電路；所述比較電路對(duì)該輸入的差值信號(hào)進(jìn)行門限判決，并將表征判決結(jié)果的電平信號(hào)輸出。
優(yōu)選地，所述運(yùn)算電路設(shè)有基準(zhǔn)參考電壓(Vref)輸入接口，將差值信號(hào)放大后再與該基準(zhǔn)參考電壓求和，并將求和結(jié)果輸入所述比較電路。
優(yōu)選地，該裝置還包括用于對(duì)有無前向耦合信號(hào)進(jìn)行判決的第二門限電路，該第二門限電路包括有比較電路；對(duì)應(yīng)地，所述信號(hào)處理電路中比較電路輸出端還串接有邏輯電路，所述第二門限電路的判決結(jié)果也輸入該邏輯電路。所述邏輯電路為異或非門，有前向耦合信號(hào)且所述信號(hào)處理電路的比較電路判決超出門限電平時(shí)，所述邏輯電路輸出告警信號(hào)。
優(yōu)選地，所述第二門限電路的比較電路輸出端和信號(hào)處理電路的邏輯電路輸出端分別設(shè)有低通濾波電路。
這里，所述前向耦合信號(hào)和反向耦合信號(hào)的半RMS檢波電路相同；所述檢波芯片可為AD8632。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點(diǎn)1、本發(fā)明沒有采用傳統(tǒng)的峰值檢波方式，也沒有完全采用RMS檢波方式。本發(fā)明采用的是介于峰值檢波和RMS檢波之間的檢波方式，稱為半RMS檢波。該半RMS檢波不是完全意義上的RMS檢波。它利用改變RMS檢波芯片的外圍濾波電路的方式，在保證EDGE檢波信號(hào)能夠區(qū)分相鄰時(shí)隙信號(hào)的前提下盡可能平滑時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)波動(dòng)，而不是完全的平滑。雖然利用該方式檢波后的信號(hào)在時(shí)隙內(nèi)仍然還有波動(dòng)，但是相比峰值檢波卻平滑了很多，而這些波動(dòng)造成的影響也很容易通過后續(xù)電路的處理消除。
2、通過在信號(hào)處理中引入Vref而徹底消除了可能出現(xiàn)的負(fù)電平。這不僅僅是對(duì)前向和反向信號(hào)檢波結(jié)果進(jìn)行了簡(jiǎn)單運(yùn)算。而是利用Vref來和上面運(yùn)算后的信號(hào)進(jìn)行求和。由于反向信號(hào)的復(fù)雜性，前向和反向檢波信號(hào)運(yùn)算后很可能會(huì)得到負(fù)電平。傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)對(duì)負(fù)電平是不做處理的。但是負(fù)電平會(huì)造成后續(xù)信號(hào)處理中的邏輯紊亂。并且由于EDGE的高峰谷比特性，負(fù)電平出現(xiàn)的概率要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于GSM。通過引入該Vref外部電壓可以很好地消除誤告警。
3、本發(fā)明對(duì)告警信號(hào)采取二次判決的方式。第一次判決針對(duì)的是可以表征駐波比特性的信號(hào)；第二次判決引入了前向功率判決結(jié)果。只有當(dāng)前向功率判決信號(hào)有效時(shí)才認(rèn)為通過第一次判決的駐波比告警信號(hào)有效。本發(fā)明二次判決的機(jī)制的采用大大提高了電路的抗干擾性和告警信號(hào)的真實(shí)性。


圖1是本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)示意圖；圖2是本發(fā)明采用的AD8632檢波芯片的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3是本發(fā)明半RMS檢波電路的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)描述。
如圖1所示，本發(fā)明總體上包括前端的檢波電路11、第二門限電路12和后端的信號(hào)處理電路13。前端的檢波電路11包括兩個(gè)完全相同的半RMS檢波電路111和112，分別用于前向功率耦合信號(hào)和反向功率耦合信號(hào)，該二檢波電路輸出的分別是前向檢波信號(hào)A和反向檢波信號(hào)B。
如圖2、3所示，本發(fā)明半RMS檢波電路主要由核心部件——檢波芯片構(gòu)成。本發(fā)明的檢波芯片采用AD公司的RMS檢波芯片AD8362。AD8362采用16管腳結(jié)構(gòu)，可進(jìn)行真有效值功率測(cè)量，具有以dB為單位的線性響應(yīng)。AD8362管腳排列如圖2、3所示，其中，COMM為公共接地端；CHPF為高通濾波器輸入端，該管腳與地之間的電容大小決定著輸入高通濾波器的3dB頻率；INHI為信號(hào)差分輸入端口的“+”端；INLO為信號(hào)差分輸入端口的“-”端；DECL為“INHI”和“INLO”的去耦端；PWDN為休眠控制端，高電平時(shí)器件關(guān)斷；CLPF為環(huán)路濾波器積分電容連接端；ACOM為輸出放大器的公共接地端；VSET為設(shè)置電壓輸入端，使射頻的輸入功率與輸出的dB數(shù)相對(duì)應(yīng)；VOUT為誤差放大器電壓輸出，測(cè)量時(shí)直接與“VSET”端相連；VPOS為+5V的電源輸入端；VTGT為基準(zhǔn)電壓端；VREF為1.25V通用參考電壓輸出，可直接提供給“VTGT”端。同時(shí)連接于INHI管腳和INLO管腳的是梯形電阻衰減器。
為更好地實(shí)現(xiàn)EDGE信號(hào)的檢波，如圖3所示，“CLPF”管腳連接于無源低通濾波電路，并通過選擇連接于該管腳的電容C3的容值和電阻R10的阻值來達(dá)到半RMS檢波的目的。本發(fā)明的半RMS檢波方式是介于RMS檢波方式和峰值檢波方式之間的檢波方式，可區(qū)分兩個(gè)相鄰的檢波時(shí)隙，但保留了時(shí)隙內(nèi)的一定的波動(dòng)性。
如圖1所示，第二門限電路12包括比較電路121和低通濾波電路(LPF)122，其串聯(lián)連接，半RMS檢波電路111輸出的信號(hào)A同時(shí)輸入比較電路121和運(yùn)算電路131，而該比較電路121用于對(duì)是否有前向檢波信號(hào)A進(jìn)行判決，當(dāng)前向有功率發(fā)射時(shí)，輸出為高電平信號(hào)，否則輸出低電平信號(hào)，經(jīng)低通濾波電路122濾波后輸出信號(hào)E至邏輯電路133。信號(hào)處理電路13包括運(yùn)算電路131、比較電路132、邏輯電路133以及低通濾波電路134，其依次串聯(lián)，運(yùn)算電路131上還設(shè)有Vref連接線。運(yùn)算電路131用于對(duì)前向檢波信號(hào)A和反向檢波信號(hào)B作減法運(yùn)算，得到可反映駐波比的差值信號(hào)，為提高靈敏度，運(yùn)算電路131還對(duì)差值進(jìn)行放大運(yùn)算；為消除可能出現(xiàn)的負(fù)電平，運(yùn)算電路131還將上述差值運(yùn)算結(jié)果和Vref進(jìn)行加法運(yùn)算，得到可以表征駐波比的信號(hào)D，并將信號(hào)D輸出至比較電路132進(jìn)行第一次門限判決，即作出系統(tǒng)的駐波比判決，若超出閾值，則輸出第一次判決后的駐波比告警高電平信號(hào)F至邏輯電路133，若低于閾值，則輸出低電平信號(hào)。這里的邏輯選擇的是異或非門。即只有當(dāng)信號(hào)E和信號(hào)F同時(shí)為高電平時(shí)輸出的告警信號(hào)G才為高電平。由于信號(hào)G中可能會(huì)混有處理中產(chǎn)生的毛刺信號(hào)，需經(jīng)低通濾波電路134濾除信號(hào)G中的毛刺，并輸出最終的駐波比告警信號(hào)。也就是說僅僅當(dāng)兩級(jí)門限都通過時(shí)，告警信號(hào)才最終被確認(rèn)。
本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，比較電路、運(yùn)算電路、低通濾波電路和邏輯電路均為成熟電路。
另外，第二門限電路12為可選器件，同時(shí)邏輯電路133也為可選器件，通過前端的檢波電路11和后端的信號(hào)處理電路13即可實(shí)現(xiàn)發(fā)明目的。另外，低通濾波電路134、Vref輸入線同樣也為可選的，沒有它們，也可實(shí)現(xiàn)發(fā)明目的。本發(fā)明的檢波芯片還可以為其它任何可實(shí)現(xiàn)本發(fā)明檢波功能的檢波芯片或電路。
當(dāng)然，本發(fā)明還可有其他多種實(shí)施例，在不背離本發(fā)明精神及其實(shí)質(zhì)的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員當(dāng)可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應(yīng)的改變和變形，但這些相應(yīng)的改變和變形都應(yīng)屬于本發(fā)明所附的權(quán)利要求的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，包括檢波電路和信號(hào)處理電路，其特征在于，所述檢波電路包括分別用于檢測(cè)前向耦合信號(hào)功率和反向耦合信號(hào)功率的半均方根功率檢波電路，所述半均方根功率檢波電路包括檢波芯片，該檢波芯片的環(huán)路濾波器積分電容管腳處連接有低通濾波電路，以保證能夠區(qū)分相鄰的待檢波時(shí)隙信號(hào)，并使時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)波動(dòng)平滑；所述各檢波芯片將分別檢測(cè)到的前向和反向耦合信號(hào)功率轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的電平信號(hào)輸入至所述信號(hào)處理電路。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，所述信號(hào)處理電路包括運(yùn)算電路和比較電路，其中，所述運(yùn)算電路用于對(duì)前向和反向耦合信號(hào)的半均方根功率檢波電路進(jìn)行減法運(yùn)算，得到差值信號(hào)，放大后輸入比較電路；所述比較電路對(duì)該輸入的差值信號(hào)進(jìn)行門限判決，并將表征判決結(jié)果的電平信號(hào)輸出。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，所述運(yùn)算電路設(shè)有基準(zhǔn)參考電壓輸入接口，將差值信號(hào)放大后再與該基準(zhǔn)參考電壓求和，并將求和結(jié)果輸入所述比較電路。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，該裝置還包括用于對(duì)有無前向耦合信號(hào)進(jìn)行判決的第二門限電路，該第二門限電路包括有比較電路；對(duì)應(yīng)地，所述信號(hào)處理電路中比較電路輸出端還串接有邏輯電路，所述第二門限電路的判決結(jié)果也輸入該邏輯電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，所述邏輯電路為異或非門，有前向耦合信號(hào)且所述信號(hào)處理電路的比較電路判決超出門限電平時(shí)，所述邏輯電路輸出告警信號(hào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，所述第二門限電路的比較電路輸出端和信號(hào)處理電路的邏輯電路輸出端分別設(shè)有低通濾波電路。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，所述前向耦合信號(hào)和反向耦合信號(hào)的半RMS檢波電路相同。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，其特征在于，所述檢波芯片可為AD8632。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的GSM演進(jìn)系統(tǒng)中駐波比告警檢測(cè)裝置，包括檢波電路和信號(hào)處理電路，檢波電路包括分別用于檢測(cè)前向耦合信號(hào)功率和反向耦合信號(hào)功率的半均方根功率檢波電路，半均方根功率檢波電路包括檢波芯片，該檢波芯片的環(huán)路濾波器積分電容管腳處連接有低通濾波電路，以保證能夠區(qū)分相鄰的待檢波時(shí)隙信號(hào)，并使時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)波動(dòng)平滑；各檢波芯片將分別檢測(cè)到的前向和反向耦合信號(hào)功率轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的電平信號(hào)輸入至信號(hào)處理電路。本發(fā)明在保證EDGE檢波信號(hào)能夠區(qū)分相鄰時(shí)隙信號(hào)的前提下盡可能平滑時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)波動(dòng)，大大提高了抗干擾性和告警信號(hào)的真實(shí)性。
文檔編號(hào)H04B17/00GK1909428SQ20051008914
公開日2007年2月7日 申請(qǐng)日期2005年8月4日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月4日
發(fā)明者董經(jīng)緯, 田珅 申請(qǐng)人:中興通訊股份有限公司