專利名稱：無線電通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于發(fā)射和接收多帶無線電信號(hào)的無線電通信裝置，更具體而言，涉及用于發(fā)射和接收其中心頻率以指定頻帶間隔跳頻(hop)的多帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置。
更詳細(xì)地講，本發(fā)明涉及根據(jù)用于改變寬頻帶中的頻率的OFDM_UWB通信系統(tǒng)的無線電通信裝置，更具體而言，涉及基于低中頻(Low-IF)體系結(jié)構(gòu)的OFDM_UWB通信系統(tǒng)的無線電通信裝置。
背景技術(shù)：
使用戶從有線LAN體系結(jié)構(gòu)中解脫出來的無線電LAN得到特別關(guān)注。無線電LAN可以消除工作空間(例如辦公室)中的大多數(shù)線纜，從而可以相對容易地移動(dòng)通信終端(例如個(gè)人計(jì)算機(jī)(PC))。近年來，對于無線LAN系統(tǒng)的需求由于其更快的處理速度和更低的售價(jià)而不斷增長。特別是當(dāng)前由于通過在人周圍的多個(gè)電子設(shè)備之間構(gòu)成小規(guī)模無線網(wǎng)絡(luò)而執(zhí)行信息通信的緣故，因此考慮引入個(gè)人局域網(wǎng)(PAN)。例如，提供了使用無需監(jiān)管合法授權(quán)機(jī)構(gòu)許可的頻帶(例如2.4GHz和5GHz頻帶)的不同無線通信系統(tǒng)。
無線電網(wǎng)絡(luò)性能得到顯著增加，同時(shí)因?yàn)長SI技術(shù)集成度和能量節(jié)省也得到提高。無線電網(wǎng)絡(luò)在世界范圍內(nèi)被廣泛使用并且正在被標(biāo)準(zhǔn)化。無線電LAN裝置的價(jià)格已經(jīng)下降到近似于象計(jì)算機(jī)外圍設(shè)備一樣低。無線電網(wǎng)絡(luò)的使用不限于傳統(tǒng)的計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)，而是可以被廣泛地用于與辦公室中的外圍設(shè)備連接、在住宅內(nèi)的家用信息設(shè)施之間傳輸高質(zhì)量視頻(例如視頻流)等。
涉及無線電網(wǎng)絡(luò)的典型標(biāo)準(zhǔn)包括IEEE(電氣與電子工程師學(xué)會(huì))802.11(例如參見非專利文獻(xiàn)1)、HiperLAN/2(例如參見非專利文獻(xiàn)2或3)、IEEE 802.15.3和藍(lán)牙通信。IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)還依賴于所使用的無線電通信系統(tǒng)和頻帶被分類成各種無線電通信系統(tǒng)，例如IEEE 802.11a、IEEE 802.11b等等。
近年來，“超寬帶(UWB)通信”作為一種用于實(shí)現(xiàn)短程超快傳輸?shù)臒o線電通信系統(tǒng)受到特別關(guān)注并希望被投入實(shí)際應(yīng)用(例如參見非專利文獻(xiàn)4)。UWB通信通過使用短于1納秒的超短脈沖來運(yùn)載信息，而不使用很寬頻帶中的載波，從而執(zhí)行無線電通信。當(dāng)前，例如，IEEE 802.15.3正在被作為超寬帶通信的訪問控制系統(tǒng)的用于傳輸包含前序的分組結(jié)構(gòu)數(shù)據(jù)的系統(tǒng)進(jìn)行檢測。
在未來，料想諸如用于短程通信的UWB之類的WPAN(無線個(gè)人接入網(wǎng))將被并入到所有家用電器和CE(消費(fèi)者電子)設(shè)備中。預(yù)期將在CE設(shè)備或家庭網(wǎng)絡(luò)之間實(shí)現(xiàn)100Mbps以上速度的端對端傳輸。當(dāng)毫米波段被廣泛使用時(shí)，以大于1Gbps的速度提供短程無線電通信是可能的。實(shí)現(xiàn)包括存儲(chǔ)設(shè)備等的超快短程DAN(設(shè)備區(qū)域網(wǎng))也是可能的。
當(dāng)在房間里有很多設(shè)備混在一起的工作環(huán)境中構(gòu)建無線電網(wǎng)絡(luò)時(shí)，可能構(gòu)建多個(gè)網(wǎng)絡(luò)來彼此重疊。使用一個(gè)信道的無線電網(wǎng)絡(luò)在另一系統(tǒng)中斷通信或干擾降低通信質(zhì)量時(shí)不具有校正手段。
為了解決這個(gè)問題，多信道通信系統(tǒng)被用于預(yù)先提供多個(gè)通信信道。當(dāng)另一系統(tǒng)中斷通信或參與臺(tái)站的數(shù)目增加以至于頻帶中沒有留下余量時(shí)，干擾可能降低通信質(zhì)量。在這種情況下，可以選擇一條通信信道開始操作，維持網(wǎng)絡(luò)操作并且實(shí)現(xiàn)與其他網(wǎng)絡(luò)的共存。
例如，多信道通信系統(tǒng)也被用在與IEEE 802.15.3兼容的高速無線電PAN系統(tǒng)中。就是說，提供了多個(gè)可用于該系統(tǒng)的頻率信道。根據(jù)所使用的算法，一個(gè)無線電通信設(shè)備在被接通時(shí)掃描所有可用信道。該無線電通信設(shè)備成為微微網(wǎng)(piconet)協(xié)調(diào)者(PNC)并確認(rèn)附近是否存在發(fā)送信標(biāo)信號(hào)的設(shè)備。該無線電通信設(shè)備選擇一個(gè)將被使用的頻率信道。
在房間中構(gòu)建無線電網(wǎng)絡(luò)的操作形成這樣的多路徑環(huán)境，其中接收機(jī)接收一層直達(dá)波和多個(gè)反射與延遲波。該多路徑環(huán)境產(chǎn)生將導(dǎo)致通信誤差的延遲失真(或頻率選擇性衰減)。此外，符號(hào)間干擾是由延遲失真導(dǎo)致的。
對付延遲失真的主要對策可以包括多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)通過將發(fā)射數(shù)據(jù)分發(fā)到多個(gè)具有不同頻率的載波來對其進(jìn)行發(fā)送。每個(gè)載波具有一個(gè)窄頻帶，從而難以受到頻率選擇性衰減的影響。
例如，作為多載波傳輸系統(tǒng)之一的OFDM(正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)將每個(gè)載波的頻率配置為使得載波在符號(hào)域中彼此正交。在信息傳輸期間，系統(tǒng)將串行發(fā)射的信息變換成低于信息傳輸速率的符號(hào)頻率上的并行信息。系統(tǒng)向每個(gè)載波分配多條輸出數(shù)據(jù)，調(diào)制每個(gè)載波的幅度和相位，并且對載波執(zhí)行逆FFT。以這種方式，系統(tǒng)通過維持每個(gè)載波沿頻率軸的正交性將載波變換成沿時(shí)間軸的信號(hào)。接收以與發(fā)射相反的順序發(fā)生。系統(tǒng)執(zhí)行FFT以將沿時(shí)間軸的信號(hào)變換成沿頻率軸的信號(hào)，并根據(jù)每個(gè)載波的調(diào)制對載波解調(diào)。系統(tǒng)執(zhí)行并-串變換，以再現(xiàn)最初以串行信號(hào)發(fā)射的信息。
例如，OFDM調(diào)制系統(tǒng)被用作IEEE 802.11a/g中的無線LAN標(biāo)準(zhǔn)。除了DS-UWB系統(tǒng)和脈沖-UWB系統(tǒng)之外，針對使用OFDM調(diào)制系統(tǒng)的UWB通信系統(tǒng)的IEEE 802.15.3標(biāo)準(zhǔn)化也正在進(jìn)行中。DS-UWB系統(tǒng)將DS信息信號(hào)的擴(kuò)散速度提高到最大限度。脈沖-UWB系統(tǒng)使用具有極短頻率(幾百皮秒)的脈沖信號(hào)序列來配置用來發(fā)射和接收的信息信號(hào)。對于OFDM-UWB通信系統(tǒng)，多頻帶OFDM-UWB通信系統(tǒng)正在研討中(例如參見非專利文獻(xiàn)5)。多頻帶OFDM-UWB通信系統(tǒng)是一種這樣的OFDM調(diào)制系統(tǒng)，該系統(tǒng)對被分成多個(gè)頻率信道(子頻帶)(其中每個(gè)子頻帶由528MHz頻帶構(gòu)成)的范圍從3.1到4.8GHz的頻帶執(zhí)行跳頻(FH)操作，并對每個(gè)頻帶使用包含128點(diǎn)的IFFT/FFT。
圖17示出了多頻帶OFDM-UWB通信系統(tǒng)中定義的頻率分配。頻率由群組1、2、3、4和5構(gòu)成。群組1由頻帶#1到#3構(gòu)成，頻帶#1到#3的中心頻率分別為3432MHZ、3960MHz和4488MHz。群組2由頻帶#4到#6構(gòu)成，頻帶#4到#6的中心頻率分別為5016MHZ、5544MHz和6072MHz。群組3由頻帶#7到#9構(gòu)成，頻帶#7到#9的中心頻率分別為6600MHZ、7128MHz和7656MHz。群組4由頻帶#10到#12構(gòu)成，頻帶#10到#12的中心頻率分別為8184MHZ、8712MHz和9240MHz。群組5由頻帶#13和#14構(gòu)成，頻帶#13和#14的中心頻率分別為9768MHZ和10296MHz。強(qiáng)制性的在群組1中使用三個(gè)頻帶。其他群組和頻帶被預(yù)留用于將來的擴(kuò)展。
圖18示出多頻帶OFDM系統(tǒng)(例如參見非專利文獻(xiàn)6)使用的接收機(jī)的配置示例。圖18的接收機(jī)被配置用于直接變換。直接變換系統(tǒng)去除了中頻(IF)階段。低噪聲放大器(LNA)對在天線處接收到的信號(hào)進(jìn)行放大。然后混頻器將該信號(hào)乘以本地頻率，以對基帶信號(hào)直接應(yīng)用頻率變換。圖18中的示例分別使用本地(LO)信號(hào)cos(2πfc)和sin(2πfc)對接收信號(hào)執(zhí)行對應(yīng)于I和Q軸的頻率變換。在頻率變換之后，低通濾波器(LPF)提取出低頻。VGA(可變增益放大器)對信號(hào)進(jìn)行放大。AD變換被執(zhí)行。此外，執(zhí)行FFT來將時(shí)間軸信號(hào)變換成頻率軸信號(hào)。每個(gè)載波被解調(diào)，以再現(xiàn)原始載波信號(hào)發(fā)射的信息。
例如，當(dāng)使用如圖17所示的群組1頻帶時(shí)，如圖18所示的直接變換接收機(jī)需要具有與RF信號(hào)的中心頻率相同的三個(gè)頻率3432MHz、3960MHz和4488MHz的本地信號(hào)。
直接變換系統(tǒng)無需使用IF濾波器，從而容易地拓寬了接收機(jī)的頻帶并提高了接收機(jī)配置的靈活性。但是，直接變換系統(tǒng)使接收頻率等于本地頻率。存在如下已知的問題本地信號(hào)的自混(LO自混)會(huì)產(chǎn)生DC分量，即DC偏移(例如參見非專利文獻(xiàn)7)。
圖19示出本地信號(hào)的自混是如何發(fā)生的。本地信號(hào)從接收機(jī)主體泄漏到天線。該信號(hào)在天線處被部分地反射并返回到接收機(jī)?；祛l器將該信號(hào)與本地信號(hào)本身混在一起。在另一可能情況下，本地信號(hào)通過天線被部分地輻射到外部。然后，可能在天線處接收到反射波，并且反射波與本地信號(hào)相混。
例如，在圖19中，我們假設(shè)本地信號(hào)的幅度為0.5V；低噪聲放大器(LNA)和混頻器提供30dB的總增益；并且泄漏的本地信號(hào)在天線處反射并返回到圖19中的點(diǎn)A，從而衰減-70dB。在此情況下，發(fā)現(xiàn)混頻器輸出的DC偏移為2.5mV。由于期望波的信號(hào)電平最小大致為-74dBm，因此混頻器輸出變?yōu)?44dBm＝1.4mVrms?？梢岳斫?，DC偏移變得大于期望波的信號(hào)電平。
以下等式描述了產(chǎn)生DC偏移的過程。在等式中，cos(ωt)代表本地信號(hào)，而α和Φ分別代表返回到混頻器的反射波的幅度和相位。在等式中，右側(cè)的第一項(xiàng)代表DC偏移。第二和第三項(xiàng)代表倍頻分量。將會(huì)理解，DC偏移隨反射波的幅度和相位變化。
α·cos(ω·t+φ)·cos(ω·t)=12·α·(cos(φ)+cos(φ)·cos(2·ω·t)-sin(φ)·sin(2·ω·t))]]>由于多頻帶OFDM系統(tǒng)執(zhí)行跳頻(FH)，因此本地信號(hào)頻率隨每次跳頻變化。由于天線的反射系數(shù)依賴于頻率，因此由于自混產(chǎn)生的DC偏移隨跳頻變化。跳頻的發(fā)生頻率等于OFDM符號(hào)率，即3.2MHz。如圖20所示，DC偏移按1/3.2MHz＝312.5納秒的頻率以階躍方式(stepwise)變化。
一般而言，通過在混頻器輸出中串聯(lián)插入電容器來消除DC偏移。在此情況下，電容器C和電路阻抗R構(gòu)成一階高通濾波器(HPF)。頻率響應(yīng)的截止頻率變?yōu)?/(2πCR)。階躍響應(yīng)的收斂時(shí)間變?yōu)?πCR。
由于多頻帶OFDM系統(tǒng)使用4.125MHz的子載波頻率，因此直接變換接收機(jī)被要求最高通過4.125MHz。對于DC偏移，階躍響應(yīng)的收斂時(shí)間需要被限制在大約OFDM符號(hào)率的1/10(大約30納秒)。當(dāng)截止頻率被設(shè)置為4.125MHz時(shí)，階躍響應(yīng)的收斂時(shí)間變?yōu)?42納秒(＝1/4.125MHz)那么大，如圖22所示。問題在于OFDM符號(hào)中的大多數(shù)時(shí)間都伴隨著階躍響應(yīng)。
一般而言，改變頻率的可用手段是利用PLL(鎖相環(huán))來倍增相同的振蕩頻率。但是存在以下問題多頻帶OFDM_UWB系統(tǒng)在信道變換方面具有很大差異，如圖17所示。單個(gè)PLL無法改變這種寬頻帶中的頻率?？梢酝ㄟ^提供多個(gè)振蕩器和生成相應(yīng)的頻帶來構(gòu)建高精度多頻帶生成器。但是，可能存在涉及電路的平面尺寸和功耗、每個(gè)振蕩器的頻率相位差等很多問題。
為了解決該問題，多頻帶生成是通過重復(fù)劃分從振蕩器輸出的單個(gè)頻率以及混合所劃分的輸出頻率(即輸出頻率之和或之差)來執(zhí)行的。
圖23簡要示出了用于多頻帶OFDM系統(tǒng)的如圖18所示的直接變換接收機(jī)所使用的跳頻(FH)的頻率合成塊(群組1的3頻帶模式)的傳統(tǒng)示例。如圖23所示，分頻器和混頻器可被用于混合(加或減頻率)每個(gè)頻帶的中心頻率與從單個(gè)振蕩器(例如TCXO(溫度補(bǔ)償晶體振蕩器))獲得的參考頻率。
圖23的示例使用4224MHz的參考頻率，該參考頻率是通過根據(jù)PLL(鎖相環(huán))倍增從振蕩器輸出的振蕩頻率而獲得的。參考頻率被除以4以提取出1056MHz的頻率。該頻率被除以2以提取出528MHz的頻率，該頻率被用于采樣時(shí)鐘。528MHz采樣時(shí)鐘被進(jìn)一步除以2以提取出264MHz的頻率，該頻率是用于跳頻的中心頻率的頻帶間隔。
每個(gè)被標(biāo)記有SSB(單邊帶)的混頻器執(zhí)行混頻，即加或減如上所述已獲得的信號(hào)的頻率?；祛l器將528MHz和264MHz的頻率相加以產(chǎn)生794MHz的頻率。選擇器選擇264MHz或794MHz。隨后的SSB通過執(zhí)行所選擇的輸出頻率264MHz或794MHz和原始4224MHz頻率信號(hào)之間的相加或相減，可以提供四種頻率組合。
應(yīng)該注意，群組1只使用三種頻率3432MHz、3960MHz和4488MHz。就是說，用4224MHz減去792MHz頻率，從而得到3422MHz。用4224MHz減去264MHz頻率，從而得到3960MHz。264MHz與4224MHz相加，從而得到4488MHz。
在圖23中，標(biāo)記有SSB的設(shè)備執(zhí)行混頻(即加或減頻率)并且例如等同于鏡像抑制混頻器。鏡像抑制混頻器可以通過對一對相位彼此正交的復(fù)信號(hào)執(zhí)行模擬相乘來獲得單邊帶信號(hào)。如圖24所示，頻率信號(hào)f1和f2中的每一個(gè)都具有正交分量?？梢酝ㄟ^利用三角函數(shù)的加法定理加或減頻率來合成頻率。在圖24中，頻率信號(hào)f1被設(shè)置為4224MHz，而頻率信號(hào)f2被設(shè)置為264MHz或794MHz。
但是，如圖24所示的傳統(tǒng)頻率合成塊存在以下問題(1)由于需要兩個(gè)SSB混頻器，因此電路配置復(fù)雜并且功耗校大。
(2)由于264MHz頻率信號(hào)是矩形波，因此三階諧波導(dǎo)致群組1中存在大約最多-10dBc的寄生信號(hào)(spurious signal)。
具體而言，用于792MHz生成的前一SSB不僅被提供以528MHz和264MHz，還被提供以264MHz的三階諧波，即-792MHz。SSB不僅輸出792MHz作為所需頻率，還輸出-264MHz，從而導(dǎo)致群組1中的寄生信號(hào)。
(3)由于264MHz頻率信號(hào)是矩形波，因此五階諧波導(dǎo)致群組1中存在大約最多-14dBc的寄生信號(hào)。
國際標(biāo)準(zhǔn)ISO/IEC 8802-111999(E)ANSI/IEEE Std 802.11，1999版，第11章Wireless LAN Medium Access Control(MAC)and PhysicalLayer(PHY)Specifications。
ETSI標(biāo)準(zhǔn)ETSI TS 101 761-1 V1.3.1 Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；第1章Basic Data Transport Functions。
ETSI TS 101 761-2 V1.3.1 Broadband Radio Access Networks(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Data Link Control(DLC)Layer；第2章Radio LinkControl(RLC)sublayer。
“Ultra Wideband-A newborn revolutionary wireless technology.”Nikkei Electronics，2002年3月11日，第55-66頁。
IEEE 802.15.3a TI文檔<URLhttp//grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/2003/May03/filename03142r2P802-15_TI-CFP-Document.doc>。
Anuj Batra，“03267r1P802-15_TG3a-Muiti-band-OFDM-CFP-presentation.ppt”，第17頁，2003年7月。

Asad A.Abidi，“Direct-Conversion Radio Transceivers for DigitalCommunications(IEEE J.Solid-State Circuits，vol.30，no.12，第1399-1410頁，1995年)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題本發(fā)明的目的在于提供一種能夠適當(dāng)?shù)匕l(fā)射和接收用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的優(yōu)良的無線電通信裝置。
用于解決該問題的手段本發(fā)明是考慮到上述問題而研制的。根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種使用低中頻來接收用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置。所述裝置包括頻率變換裝置，用于將高頻接收信號(hào)變換成低中頻信號(hào)；AD變換裝置，用于利用指定采樣頻率將低中頻信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)；以及OFDM解調(diào)裝置，用于將時(shí)間軸上的經(jīng)AD變換的OFDM信號(hào)變換成沿頻率軸的子載波，以便執(zhí)行快速頻譜分析，其中所述OFDM解調(diào)裝置在執(zhí)行了所述變換之后，對由于AD變換期間由采樣頻率導(dǎo)致的頻率折疊(folding)而改變了的子載波的序列進(jìn)行排序，以便執(zhí)行快速頻譜分析。快速傅立葉變換(FFT)、小波變換和Hartley變換中的任意一個(gè)可以被用作所述變換，以便對OFDM信號(hào)執(zhí)行快速頻譜分析。
傳統(tǒng)上，直接變換系統(tǒng)被用于接收用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的接收機(jī)。但是，直接變換系統(tǒng)使接收頻率與本地頻率相等。因此，本地信號(hào)的自混導(dǎo)致DC偏移。由于多頻帶OFDM系統(tǒng)執(zhí)行跳頻，因此本地信號(hào)頻率隨每次跳頻變化。由于天線的反射系數(shù)依賴于頻率，因此由于自混引起的DC偏移隨跳頻變化。
已知低IF系統(tǒng)接收機(jī)是用于解決直接變換接收機(jī)中的DC偏移問題的裝置。以這種方式，低IF系統(tǒng)將接收信號(hào)一次變換成IF頻率。即使在本地信號(hào)的自混導(dǎo)致DC偏移時(shí)，它也可以被容易地分離，因此頻率彼此分離。低IF接收機(jī)造成了新問題。即，它需要Hilbert帶通濾波器和第二本地信號(hào)，而這些對于直接變換接收機(jī)都是不需要的。此外，對IF信號(hào)的采樣使得需要提高AD變換器的采樣時(shí)鐘速率。
當(dāng)接收到用于跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)時(shí)，根據(jù)本發(fā)明的無線電通信裝置執(zhí)行諸如FFT之類的變換以用于OFDM信號(hào)的快速頻譜分析，然后通過旋轉(zhuǎn)對子載波排序。這消除了對使用第二本地信號(hào)的頻率變換的需求，并且使得能夠使用與直接變換接收機(jī)相同的AD變換時(shí)鐘。
所述頻率變換裝置將接收信號(hào)與本地信號(hào)混頻，以生成低中頻信號(hào)。具體而言，頻率變換裝置將接收信號(hào)與一本地信號(hào)混頻，該本地信號(hào)具有與接收頻率相隔跳頻用頻帶間隔的一半的本地頻率，從而產(chǎn)生由所述頻帶間隔的一半的低中頻所構(gòu)成的低中頻信號(hào)。
所述AD變換裝置利用有所述低中頻兩倍高的采樣頻率對模擬信號(hào)采樣。換言之，AD變換裝置利用與跳頻用頻帶間隔相等的采樣頻率對模擬信號(hào)采樣。
根據(jù)本發(fā)明的無線電通信裝置還包括中頻濾波器，用于消除所述頻率變換裝置所變頻出的低中頻信號(hào)中的不必要的波。根據(jù)低IF系統(tǒng)，所述中頻濾波器由Hilbert帶通濾波器構(gòu)成，該Hilbert帶通濾波器是通過使用回轉(zhuǎn)器將兩個(gè)相同的實(shí)濾波器彼此連接而構(gòu)成的。當(dāng)利用連接在兩個(gè)相同的實(shí)濾波器之間的回轉(zhuǎn)器來配置Hilbert BPF時(shí)，本發(fā)明將一個(gè)整數(shù)比用于作為實(shí)濾波器的階梯型原型濾波器的元素值。以這種方式，本發(fā)明可以同時(shí)控制中心頻率和頻帶。Hilbert BPF可以被容易地實(shí)現(xiàn)。
一般而言，接收幀的開始包括由已知序列構(gòu)成的前序。前序序列是基于無需執(zhí)行FFR就能夠在時(shí)間域上檢測到相關(guān)性的前提而被設(shè)計(jì)的。換言之，不同于幀數(shù)據(jù)部分，前序序列無需利用FFT進(jìn)行排序。因此，無法檢測接收到的前序序列和已知的前序序列之間的相關(guān)性。為了解決這個(gè)問題，本發(fā)明利用通過將所述已知前序序列與所述低中頻相乘所得到的序列來確保與接收信號(hào)之間的相關(guān)性。以這種方式，可以檢測前序。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了一種使用低中頻來發(fā)射用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置。所述裝置包括OFDM調(diào)制裝置，用于通過在不改變基帶的情況下執(zhí)行與頻譜分析相反的變換來將每個(gè)沿頻率軸的子載波變換成沿時(shí)間軸的OFDM信號(hào)；低中頻乘法裝置，用于在被所述與頻譜分析相反的變換處理之后將低中頻與發(fā)射信號(hào)相乘，以生成經(jīng)OFDM調(diào)制的低中頻信號(hào)；DA變換裝置，用于利用指定的采樣頻率將低中頻信號(hào)變換成模擬信號(hào)；以及頻率變換裝置，用于將低中頻信號(hào)變換成高頻發(fā)射信號(hào)?？焖俑盗⑷~逆變換(IFFT)、逆小波變換和逆Hartley變換中的任意一個(gè)可以被用作所述與頻譜分析相反的變換。
根據(jù)本發(fā)明的低IF多頻帶OFDM發(fā)射機(jī)通過在DA變換前將IF頻率與OFDM信號(hào)相乘來生成發(fā)射IF信號(hào)。發(fā)射機(jī)使用子載波功率電平補(bǔ)償裝置，來在與頻譜分析相反地變換發(fā)射信號(hào)之前校正所述DA變換裝置的孔徑效應(yīng)。以這種方式，可以獲得平坦的頻譜。使用與直接變換接收機(jī)相同的DA變換時(shí)鐘是可能的。
根據(jù)另一校正方法，可以在IFFT之后使用復(fù)FIR濾波器來校正由于DA變換器的孔徑效應(yīng)所引起的頻率響應(yīng)。以這種方式，可以獲得平坦的頻譜。可以同時(shí)提供內(nèi)插和頻率響應(yīng)校正。
本發(fā)明的效果本發(fā)明可以提供一種能夠適當(dāng)?shù)匕l(fā)射和接收用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的優(yōu)良的無線電通信裝置。
根據(jù)本發(fā)明，在低中頻(低IF)配置中提供了一種多頻帶OFDM_UWB發(fā)射和接收裝置，該裝置能夠解決直接變換發(fā)射和接收裝置存在的問題并且能夠輔助生成本地頻率。
本發(fā)明解決了低IF接收機(jī)存在的問題，即低IF接收機(jī)需要直接變換接收機(jī)不需要的Hilbert帶通濾波器和第二本地信號(hào)，并且提高了AD變換器用于采樣IF信號(hào)的采樣時(shí)鐘。本發(fā)明可以將低IF系統(tǒng)應(yīng)用到多頻帶OFDM系統(tǒng)。
根據(jù)本發(fā)明，低IF接收機(jī)可以在FFT之后旋轉(zhuǎn)以排序子載波，從而消除對使用第二本地信號(hào)的頻率變換的需求。另外，可以使用與直接變換接收機(jī)相同的AD變換時(shí)鐘。無需FFT的前序可以通過使用通過先前將原始前序樣式與IF頻率相乘所得到的序列來檢測。
低IF接收機(jī)使用Hilbert BPF來消除由于頻率變換生成的鏡像。當(dāng)利用連接在兩個(gè)相同的實(shí)濾波器之間的回轉(zhuǎn)器來配置Hilbert BPF時(shí)，本發(fā)明將一個(gè)整數(shù)比用于作為實(shí)濾波器的階梯型原型濾波器的元素值。以這種方式，本發(fā)明可以容易地控制中心頻率。Hilbert BPF可以被容易地實(shí)現(xiàn)。
當(dāng)電容器被串聯(lián)插入到來自用于混頻的混頻器的輸出以消除DC偏移時(shí)，本發(fā)明可以通過將HPF截止頻率設(shè)置為大約33MHz來將階躍響應(yīng)時(shí)間限制在大約OFDM符號(hào)時(shí)間的1/10。
根據(jù)本發(fā)明的低IF多頻帶OFDM發(fā)射機(jī)通過在DA變換前將IF頻率和OFDM信號(hào)相乘來生成發(fā)射IF信號(hào)。在IFFT之前對DA變換器的孔徑效應(yīng)的校正使得能夠使用與直接變換接收機(jī)相同的DA變換時(shí)鐘。
由于本發(fā)明提供了低IF配置中的多頻帶OFDM_UWB發(fā)射和接收裝置，因此可以容易地生成本地頻率并減小寄生信號(hào)。
通過參考以下本發(fā)明的實(shí)施例和附圖，可以容易地理解本發(fā)明的這些和其他目的、特征和優(yōu)點(diǎn)。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的低IF多頻帶OFDM_UWB發(fā)射和接收裝置的配置。
圖2簡要示出了該低IF發(fā)射和接收裝置的僅接收機(jī)部分。
圖3A到圖3C示出了由于OFDM接收信號(hào)的AD變換引起的頻率折疊(folding)是如何發(fā)生的。
圖4示出了原始前序序列和預(yù)期將檢測到的前序序列之間的關(guān)系。
圖5是原型LPF的電路圖。
圖6是Hilbert BPF的電路圖。
圖7示出了Hilbert BPF的頻率響應(yīng)。
圖8示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)的配置。
圖9示出了當(dāng)?shù)虸F多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)未校正頻率響應(yīng)的衰減時(shí)，發(fā)射IF信號(hào)的頻譜。
圖10示出了×2內(nèi)插器(interpolator)的配置示例。
圖11示出了復(fù)FIR濾波器的配置示例。
圖12示出了如圖11所示的復(fù)FIR濾波器的復(fù)抽頭系數(shù)。
圖13示出了當(dāng)根據(jù)本發(fā)明的低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)校正發(fā)射IF信號(hào)的頻率并去除頻率折疊分量時(shí)，發(fā)射IF信號(hào)的頻譜。
圖14示出了當(dāng)根據(jù)該實(shí)施例的低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)使用如圖17所示的群組1頻帶時(shí)的本地信號(hào)。
圖15示出了用于如圖14所示頻率配置的跳頻(FH)的頻率合成塊。
圖16示出了由圖14中的頻率配置中的528MHz諧波引起的寄生信號(hào)。
圖17示出了在多頻帶OFDM_UWB通信系統(tǒng)中定義的頻率分配的示例。
圖18示出了用于多頻帶OFDM系統(tǒng)的直接變換接收機(jī)的配置示例。
圖19簡要示出了本地信號(hào)的自混。
圖20簡要示出了由自混產(chǎn)生的DC偏移。
圖21示出了一階高通濾波器的配置示例。
圖22簡要示出了當(dāng)在直接變換接收機(jī)中高通濾波器截止頻率被設(shè)置為4.125MHz時(shí)，DC偏移階躍響應(yīng)的收斂時(shí)間。
圖23示出了用于如圖18所示的直接變換接收機(jī)的跳頻(FH)的頻率合成塊(群組1的3頻帶模式)的傳統(tǒng)示例。
圖24簡要示出了鏡像抑制混頻器操作。
圖25示出了低IF接收機(jī)的一般配置示例。
具體實(shí)施例方式
下面將參考附圖來更詳細(xì)地描述本發(fā)明的實(shí)施例。
已知低IF系統(tǒng)接收機(jī)是用于解決直接變換接收機(jī)中的DC偏移問題的裝置。例如，低IF系統(tǒng)在J.Crols和M.Steyaert著作的“Low-IFTopologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully IntegratedReceivers”(IEEE Trans.Circuits Syst.II，vol.45，第269-282頁，1998年3月)中有所描述。
圖25示出低IF接收機(jī)的一般配置。圖25中的低IF接收機(jī)利用不同于接收頻率的第一復(fù)本地信號(hào)頻率cos(2fLO1t)和sin(2fLO1t)將接收信號(hào)變換成中頻(IF)。在頻率變換期間，在本地頻率LO1兩側(cè)的預(yù)期信號(hào)和鏡像信號(hào)都出現(xiàn)在IF中。Hilbert帶通濾波器(BPF)被用作IF濾波器來消除鏡像信號(hào)。然后，接收機(jī)放大IF信號(hào)，對其進(jìn)行AD變換，執(zhí)行利用本地信號(hào)變換頻率的數(shù)字過程，以及將IF信號(hào)變換成基帶信號(hào)。
以這種方式，低IF系統(tǒng)將接收信號(hào)一次變換成IF頻率。即使在本地信號(hào)的自混導(dǎo)致DC偏移時(shí)，它也可以被容易地分離，這是因?yàn)轭l率彼此分開。由于在DC附近沒有發(fā)現(xiàn)預(yù)期信號(hào)，因此DC偏移不干擾預(yù)期信號(hào)。此外，低IF系統(tǒng)可以容易地生成本地信號(hào)，因?yàn)楸镜匦盘?hào)頻率不同于接收頻率。這隨后將更詳細(xì)論述。
低IF接收機(jī)導(dǎo)致一個(gè)新問題。就是說，它需要直接變換接收機(jī)不需要的Hilbert帶通濾波器和第二本地信號(hào)。
為了無變化地進(jìn)行AD變換和消除DC偏移和鏡像頻率信號(hào)，需要對DC偏移和鏡像頻率信號(hào)以及預(yù)期信號(hào)執(zhí)行AD變換。在此情況下，對IF信號(hào)的采樣使得需要提高AD變換器的采樣時(shí)鐘速率。
本發(fā)明解決了低IF接收機(jī)的這些問題并且將低IF系統(tǒng)適當(dāng)?shù)貞?yīng)用到多頻帶OFDM系統(tǒng)。
在此上下文中，低IF(低中頻)意味著使用等于跳頻中的頻帶間隔的一半的低中頻(IF)。圖17中的多頻帶OFDM_UWB系統(tǒng)使用264MHz的IF頻率，該頻率是頻帶間隔(即跳頻頻率)的一半。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的低IF多頻帶OFDM_UWB發(fā)射和接收裝置的配置。在圖1中，上半部分等同于接收機(jī)。下半部分等同于發(fā)射機(jī)。兩部分經(jīng)由天線開關(guān)共享一根天線。
圖2只示出低IF發(fā)射和接收裝置的接收機(jī)。參考圖2，以下詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明的低IF接收機(jī)。
假設(shè)本地信號(hào)fLO1比接收信號(hào)的中心頻率高出264MHz，并且IF頻率為-264MHz。多頻帶OFDM_UWB系統(tǒng)的子載波頻率(4.125MHz)乘以FFT點(diǎn)數(shù)(128)的乘積為528MHz。因此，基帶帶寬為±264MHz。
為了避免頻率折疊(或AD變換器混疊)，AD變換的采樣頻率需要是信號(hào)頻率的二倍。直接變換接收機(jī)提供528MHz的采樣頻率。相比之下，使用-264MHz的IF頻率的低IF接收機(jī)提供范圍從-528MHz到0MHz的信號(hào)頻率，并因此需要1056MHz的采樣頻率。這是第一個(gè)問題。為了解決這個(gè)問題，實(shí)施例利用采樣頻率的一半(即528MHz)(用于跳頻的中心頻率的頻帶間隔)執(zhí)行A/D變換并且肯定使用頻率折疊。
圖3A示出了采樣頻率以及頻率折疊是如何發(fā)生的。圖3B示出A/D變換前OFDM信號(hào)和采樣頻率之間的關(guān)系。圖3C示出A/D變換后OFDM信號(hào)和采樣頻率之間的關(guān)系。從圖3C中可以理解，在OFDM信號(hào)的A/D變換之后，頻率折疊改變子載波序列，但是所有所需信號(hào)都被AD變換。
OFDM調(diào)制系統(tǒng)執(zhí)行FFT來將時(shí)間信號(hào)轉(zhuǎn)換成頻域以用于接收。在FFT之后，子載波可被容易地排序。由于FFT最初執(zhí)行排序操作，因此無需特殊過程(例如參見AGUI Takeshi和NAKAJIMA Masayuki的“UsingFFT.”，SANPO PUBLICATIONS INCORPORATED，1981年，第76頁)。對子載波排序等同于執(zhí)行頻率變換。因此，該實(shí)施例不同于如圖25所示的傳統(tǒng)低IF接收機(jī)，并且消除了對利用第二本地信號(hào)的頻率變化的需求。
目前，根據(jù)實(shí)施例的低IF接收機(jī)已經(jīng)表明多頻帶OFDM信號(hào)的成功解調(diào)。另一方面，多頻帶OFDM系統(tǒng)使用前序序列來進(jìn)行分組同步。前序序列是基于以下前提來設(shè)計(jì)的，即在不執(zhí)行FFT的情況下在時(shí)域中檢測到相關(guān)性。換言之，與幀數(shù)據(jù)部分不同，前序序列無需利用FFT進(jìn)行排序。因此，無法檢測接收到的前序序列和已知的前序序列之間的相關(guān)性。為了解決這個(gè)問題，實(shí)施例采用以下前序檢測方法使用通過先前將原始前序樣式乘以IF頻率所得到的序列來確保與接收信號(hào)之間的相關(guān)性。
由于前序是實(shí)數(shù)信號(hào)，因此原始前序序列被乘以通過以528MHz對cos(-264MHz)采樣所得到的+1和-1的循環(huán)，其中cos(-j264MHz)是IF頻率exp(-j264MHz)的余弦波分量。隨后，通過確保接收信號(hào)和通過將+1和-1的循環(huán)乘以預(yù)期將檢測到的前序序列所得到的序列之間的相關(guān)性來獲得同步。
圖4示出了原始前序序列和預(yù)期將檢測到的前序序列之間的關(guān)系。在圖4中，樣式1是原始前序序列。樣式1(-264MHz)是通過乘以+1和-1的循環(huán)而得到的預(yù)期將被檢測到的序列。
低IF多頻帶OFDM接收機(jī)需要直接變換系統(tǒng)(參見上文)所不需要的Hilbert帶通濾波器。原因在于要消除由接收信號(hào)的頻率變換所導(dǎo)致的鏡像分量。一種已知方法是使用回轉(zhuǎn)器(gyrator)將兩個(gè)相同的實(shí)濾波器連接在一起以實(shí)現(xiàn)中心頻率為-264MHz并且?guī)挒?28MHz的HilbertBPF(也稱為復(fù)濾波器)(例如參見J.O.Voorman的“The Gyrator as aMonolithic Circuit in Electronic Systems”，Ph.D.thesis，第83-103頁，University of Nijmengen，1977年)。
圖5是示出原型LPF的電路圖。圖6是示出Hilbert BPF的電路圖。關(guān)鍵問題在于對中心頻率的控制。在圖6中，5個(gè)回轉(zhuǎn)器中的每一個(gè)將兩個(gè)相同的實(shí)濾波器彼此連接。以下等式示出與回轉(zhuǎn)器相對應(yīng)的跨導(dǎo)GmCn的值。
GmCn＝Refn×Gm×ω0/ωc在該等式中，ω0是中心頻率；ωC是頻帶的一半；Refn是原型LPF的元素值；Gm是用于確定ωC的跨導(dǎo)；以及GmCn是用于確定ω0的跨導(dǎo)。一般而言，跨導(dǎo)與晶體管尺寸和電流成比例。當(dāng)ω0、ωC和Refn之間的關(guān)系被選為提供GmCn和Gm之間的整數(shù)比時(shí)，可以提供晶體管尺寸和電流之間的整數(shù)比。這使得可以容易地將Hilbert BPF制造成集成電路并且同時(shí)控制中心頻率和頻帶。由于實(shí)施例對于ω0和ωC提供了相同的絕對值，因此原型濾波器被設(shè)計(jì)為使得Refn變?yōu)橐粋€(gè)簡單的整數(shù)比。
圖7示出了根據(jù)實(shí)施例的Hilbert BPF的頻率響應(yīng)。當(dāng)截止頻率與中心頻率對齊時(shí)，中心頻率和頻帶可被同時(shí)控制。
多頻帶OFDM-UWB系統(tǒng)具有±64個(gè)子載波，即總共128個(gè)子載波。在這些子載波中，到第±56個(gè)子載波之前的子載波被用于數(shù)據(jù)發(fā)射。重要基帶頻率最多到4.125MHz×±56＝±231MHz。由于IF頻率被配置為-264MHz(參見上文)，因此-264±231MHz(＝-495MHz到-33MHz)的范圍是用于IF頻率的重要信號(hào)頻帶。當(dāng)電容器被串聯(lián)插入到來自混頻器的輸出以消除DC偏移時(shí)，HPF截止頻率可被設(shè)置為大約33MHz。此時(shí)，階躍響應(yīng)時(shí)間大約為30納秒。因此，可以滿足將階躍響應(yīng)時(shí)間限制在OFDM符號(hào)時(shí)間的大約1/10(大約30納秒)這一需求。
圖8示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)的配置。
低IF配置需要生成經(jīng)OFDM調(diào)制的IF信號(hào)。如圖8所示，與直接變換類似，對基帶信號(hào)執(zhí)行IFFT。在DA變換之前，對信號(hào)和IF頻率exp(-j264MHz)執(zhí)行復(fù)乘法。以這種方式，低IF配置可被容易地實(shí)現(xiàn)。
利用直接變換發(fā)射機(jī)的多頻帶OFDM系統(tǒng)以1056Msps執(zhí)行DA變換以容易地消除頻率折疊。相比之下，低IF配置需要以2112Msps執(zhí)行DA變換，因?yàn)镮F頻帶的范圍從-528MHz到0MHz。為了解決這個(gè)問題，本實(shí)施例以與直接變換發(fā)射機(jī)相同的1056Msps執(zhí)行DA變換以補(bǔ)償頻率響應(yīng)衰減。
圖9示出當(dāng)沒有對低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)中的頻率響應(yīng)衰減執(zhí)行校正時(shí)的發(fā)射IF信號(hào)的頻譜。該頻譜由于DA變換器的孔徑效應(yīng)(aperture effect)而具有sinc特性。因此，在-528MHz和0MHz之間的頻帶不是平坦的，而是有大約4dB的梯度。頻率折疊導(dǎo)致在-1584MHz和-1056MHz之間以及528MHz和1056MHz之間的頻帶中具有相對較大的幅度分量。
圖8中的子載波功率電平補(bǔ)償器在IFFT之前改變每個(gè)子載波的幅度。以這種方式，可以容易地校正頻率響應(yīng)，以使得大約4dB的梯度變得平坦。另一校正方法是將雙內(nèi)插器(×2內(nèi)插器)改為復(fù)FIR濾波器。該方法可以同時(shí)執(zhí)行內(nèi)插和頻率響應(yīng)校正。
如圖10所示，×2內(nèi)插器由FIR濾波器構(gòu)成。如圖11所示，這些濾波器被改為復(fù)FIR濾波器。圖12示出了復(fù)FIR濾波器的復(fù)抽頭系數(shù)。
三階Hilbert BPF可被用于消除頻率折疊分量。圖13示出了當(dāng)根據(jù)本發(fā)明的低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)校正了發(fā)射IF信號(hào)的頻率并消除了頻率折疊分量時(shí)，發(fā)射IF信號(hào)的頻譜。如圖13所示，DA變換器的孔徑效應(yīng)被用于在IFFT前校正頻率響應(yīng)。以這種方式，可以獲得平坦的頻譜。
圖14示出了當(dāng)根據(jù)實(shí)施例的低IF多頻帶OFDM_UWB多頻帶發(fā)射機(jī)使用如圖17所示的群組1頻帶時(shí)的本地信號(hào)。如圖14所示，本地信號(hào)fLO1比每個(gè)頻帶的中心頻率高出264MHz。圖15示出用于這種頻率配置的跳頻(FH)的頻率合成塊。如圖15所示，頻率合成塊可以劃分從單個(gè)振蕩器(例如TCXO(溫度補(bǔ)償晶體振蕩器))獲得的參考頻率并利用混頻器來合成(加或減)頻率。比較圖23可以理解，圖15中的頻率合成塊減少了分頻器和SSB混頻器的數(shù)目并且容易生成本地頻率。
圖16示出在此情況下由于528MHz諧波所產(chǎn)生的寄生信號(hào)。從圖16可知，在群組1中沒有出現(xiàn)寄生信號(hào)。因此，RF帶通濾波器可被用于容易地消除寄生信號(hào)分量。
工業(yè)實(shí)用性已經(jīng)參考特定實(shí)施例詳細(xì)描述了本發(fā)明。本領(lǐng)域技術(shù)人員將清楚地理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以執(zhí)行各種改變、修改和替換。就是說，本發(fā)明已作為示例進(jìn)行了公開。本說明書的內(nèi)容不應(yīng)被理解為限制性的。所附權(quán)利要求書應(yīng)被考慮用來評價(jià)本發(fā)明的主旨。
權(quán)利要求
1.一種使用低中頻來接收用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置，所述裝置包括頻率變換裝置，用于將高頻接收信號(hào)變換成低中頻信號(hào)；AD變換裝置，用于利用指定的采樣頻率將低中頻信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)；以及OFDM解調(diào)裝置，用于將時(shí)間軸上的經(jīng)AD變換的OFDM信號(hào)變換成沿頻率軸的子載波，以便執(zhí)行快速頻譜分析，其中所述OFDM解調(diào)裝置在執(zhí)行了所述變換之后，對由于AD變換期間由采樣頻率導(dǎo)致的頻率折疊而改變了的子載波的序列進(jìn)行排序，以便執(zhí)行快速頻譜分析。
2.如權(quán)利要求1所述的無線電通信裝置，其中快速傅立葉變換、小波變換和Hartley變換中的任意一個(gè)被用作所述變換，以便對OFDM信號(hào)執(zhí)行快速頻譜分析。
3.如權(quán)利要求1所述的無線電通信裝置，其中所述頻率變換裝置將接收信號(hào)與本地信號(hào)混頻，以生成低中頻信號(hào)。
4.如權(quán)利要求1所述的無線電通信裝置，其中所述頻率變換裝置將接收信號(hào)與一本地信號(hào)混頻，該本地信號(hào)具有與接收頻率相隔跳頻用頻帶間隔的一半的本地頻率，從而產(chǎn)生由所述頻帶間隔的一半的低中頻所構(gòu)成的低中頻信號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的無線電通信裝置，其中所述AD變換裝置利用有所述低中頻兩倍高的采樣頻率對模擬信號(hào)采樣。
6.如權(quán)利要求1所述的無線電通信裝置，其中所述AD變換裝置利用與跳頻用頻帶間隔相等的采樣頻率對模擬信號(hào)采樣。
7.如權(quán)利要求1所述的無線電通信裝置，還包括中頻濾波器，用于消除所述頻率變換裝置變頻出的低中頻信號(hào)中的不必要的波。
8.如權(quán)利要求7所述的無線電通信裝置，其中所述中頻濾波器包括Hilbert帶通濾波器，該Hilbert帶通濾波器是通過使用回轉(zhuǎn)器將兩個(gè)相同的實(shí)濾波器彼此連接而形成的。
9.如權(quán)利要求8所述的無線電通信裝置，其中相同的絕對值被用于作為實(shí)濾波器的階梯型低通濾波器的設(shè)計(jì)頻率和所述Hilbert帶通濾波器的中心頻率，并且整數(shù)比被用于階梯型原型濾波器的元素值。
10.如權(quán)利要求8所述的無線電通信裝置，其中接收幀的開始包括由已知序列構(gòu)成的前序；并且其中還提供了前序檢測裝置，用于利用通過將所述已知前序序列與所述低中頻相乘所得到的序列來檢測接收信號(hào)中的前序。
11.一種使用低中頻來接收用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置，其中所述裝置將接收信號(hào)與一本地信號(hào)混頻，該本地信號(hào)具有與接收頻率相隔跳頻用頻帶間隔的一半的本地頻率，從而生成由所述頻帶間隔的一半的低中頻構(gòu)成的低中頻信號(hào)。
12.一種使用低中頻來發(fā)射用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置，所述裝置包括OFDM調(diào)制裝置，用于通過在不改變基帶的情況下執(zhí)行與頻譜分析相反的變換來將每個(gè)沿頻率軸的子載波變換成沿時(shí)間軸的信號(hào)；低中頻乘法裝置，用于在被所述與頻譜分析相反的變換處理之后將低中頻與發(fā)射信號(hào)相乘，以生成經(jīng)OFDM調(diào)制的低中頻信號(hào)；DA變換裝置，用于利用指定的采樣頻率將低中頻信號(hào)變換成模擬信號(hào)；以及頻率變換裝置，用于將低中頻信號(hào)變換成高頻發(fā)射信號(hào)。
13.如權(quán)利要求12所述的無線電通信裝置，其中快速傅立葉逆變換、逆小波變換和逆Hartley變換中的任意一個(gè)被用作所述與頻譜分析相反的變換。
14.如權(quán)利要求12所述的無線電通信裝置，還包括子載波功率電平補(bǔ)償裝置，用于在與頻譜分析相反地變換發(fā)射信號(hào)之前校正所述DA變換裝置中的孔徑效應(yīng)。
15.如權(quán)利要求12所述的無線電通信裝置，還包括復(fù)FIR濾波器，用于在執(zhí)行與頻譜分析相反的變換之后校正所述DA變換裝置中的孔徑效應(yīng)。
16.如權(quán)利要求12所述的無線電通信裝置，還包括其中所述頻率變換裝置通過將低中頻信號(hào)與本地信號(hào)混頻來生成高頻發(fā)射信號(hào)。
17.如權(quán)利要求12所述的無線電通信裝置，其中低中頻信號(hào)由跳頻用頻帶間隔的一半的低中頻構(gòu)成；并且其中所述頻率變換裝置通過將低中頻信號(hào)與一本地信號(hào)混頻來生成高頻發(fā)射信號(hào)，所述本地信號(hào)具有與發(fā)射頻率相隔所述頻帶間隔的一半的本地頻率。
18.如權(quán)利要求12所述的無線電通信裝置，還包括中頻濾波器，用于消除由所述DA變換裝置變換出的模擬信號(hào)中的不必要的波。
19.如權(quán)利要求18所述的無線電通信裝置，其中所述中頻濾波器包括Hilbert帶通濾波器，該Hilbert帶通濾波器是通過利用回轉(zhuǎn)器將兩個(gè)相同的實(shí)濾波器彼此相連而構(gòu)成的。
20.一種使用低中頻來發(fā)射用于以指定頻帶間隔對中心頻率跳頻的多頻帶OFDM信號(hào)的無線電通信裝置，其中低中頻信號(hào)由跳頻用頻帶間隔的一半的低中頻構(gòu)成；并且其中所述裝置通過將低中頻信號(hào)與一本地信號(hào)混頻來生成和發(fā)射高頻發(fā)射信號(hào)，所述本地信號(hào)具有與發(fā)射頻率相隔所述頻帶間隔的一半的本地頻率。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種低IF配置中的多頻帶OFDM_UWB發(fā)射和接收裝置，用于解決直接變換發(fā)射和接收裝置存在的問題。低IF接收機(jī)通過在FFT之后旋轉(zhuǎn)子載波來執(zhí)行排序以消除對使用第二本地信號(hào)的頻率變換的需求，并且使用與直接變換接收機(jī)相同的AD變換時(shí)鐘。無需FFT的前序可通過使用通過先前將原始前序樣式和IF頻率相乘所得到的序列而被檢測到。
文檔編號(hào)H04B1/713GK1906874SQ200580001739
公開日2007年1月31日 申請日期2005年10月17日 優(yōu)先權(quán)日2004年10月25日
發(fā)明者飯?zhí)镄疑?申請人:索尼株式會(huì)社