專利名稱：用厄米優(yōu)化為通信接收機(jī)中的均衡器計(jì)算濾波系數(shù)的方法
背景技術(shù)：
本發(fā)明一般地涉及通信接收機(jī)中的均衡器(equaliser)。
多數(shù)現(xiàn)代通信系統(tǒng)在隨時(shí)間變化的、分散的信道上傳輸數(shù)據(jù)。在由信道帶來的失真當(dāng)中，碼間干擾(ISI)很重要，因?yàn)樗鼑?yán)重地降低了接收機(jī)的性能。為了減輕ISI的影響，許多接收機(jī)使用均衡器。均衡器的一般結(jié)構(gòu)包括濾波器、用于組合濾波器的輸出的加法器，以及判決裝置。濾波器是具有復(fù)系數(shù)的線性有限脈沖響應(yīng)(FIR)。判決裝置對(duì)復(fù)數(shù)輸入進(jìn)行操作，并且輸出表示調(diào)制方案的信號(hào)星座(constellation)點(diǎn)的復(fù)數(shù)值。
通常，均衡器濾波系數(shù)是根據(jù)適于通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)來共同優(yōu)化的。確定最優(yōu)的均衡器濾波系數(shù)是計(jì)算密集型任務(wù)，因?yàn)樗枰庖淮蠼M線性方程。現(xiàn)今通常使用兩種一般方法第一種方法是自適應(yīng)方法，第二種是直接矩陣求逆方法。
在自適應(yīng)方法中，均衡器濾波系數(shù)首先被設(shè)置為一些初值。然后使用輸出誤差信號(hào)(被定義為均衡器判決裝置的輸入與輸出之差)朝向最優(yōu)設(shè)置遞歸地調(diào)節(jié)均衡器濾波系數(shù)。取決于所使用的系數(shù)自適應(yīng)算法，可能需要訓(xùn)練序列。訓(xùn)練序列是發(fā)射機(jī)與數(shù)據(jù)一道發(fā)送的已知的一組符號(hào)。在授予Murakami的美國專利No.5,068,873中，最小均方(LMS)或卡爾曼(Kalman)濾波算法被用于自適應(yīng)。該方法需要訓(xùn)練序列。LMS算法每次迭代需要O(N)次復(fù)數(shù)運(yùn)算，其中N是要優(yōu)化的系數(shù)的總數(shù)。此外，要使均衡器濾波系數(shù)收斂于最優(yōu)值，需要大量迭代(＞＞N)。雖然卡爾曼濾波算法更快地收斂于最優(yōu)解，但是它每次迭代需要O(N2)次運(yùn)算。相似地，授予Chennankeshu等人的美國專利No.5,283,811使用了用于判決反饋均衡器(DFE)系數(shù)自適應(yīng)的快速卡爾曼算法。授予Falconer的美國專利No.3,974,449描述了不使用訓(xùn)練序列的DFE自適應(yīng)方法。
在直接矩陣求逆方法中，首先估計(jì)信道對(duì)信令脈沖的響應(yīng)。該估計(jì)是信道對(duì)發(fā)射機(jī)頻譜整形(spectral-shaping)脈沖的響應(yīng)，該響應(yīng)被接收機(jī)濾波器濾波。然后，通過解一組復(fù)數(shù)值的線性方程，從信道對(duì)信令脈沖的響應(yīng)的估計(jì)來獲得均衡器系數(shù)。通常，求解這些方程需要對(duì)N乘N的方矩陣求逆，這需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法。授予Kawas Kaleh的美國專利No.5,436,929利用了方矩陣的正定和厄米(Harmitian)對(duì)稱屬性，使得Cholesky分解可被使用。Cholesky分解需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法來把正定、厄米對(duì)稱的矩陣分解為下和上三角矩陣的積。上三角矩陣等于下三角矩陣的厄米轉(zhuǎn)置。三角矩陣易于求逆，需要O(N2)次乘法。授予Moreland等人的美國專利No.5,790,598描述了使用Cholesky分解的遞歸方法。這兩種技術(shù)仍需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法。
通常，對(duì)濾波系數(shù)的向量的計(jì)算是要找出矩陣W＝[HHH+σ2I]-1HH＝G-1HH的中間行w0，其中G和H是信道響應(yīng)矩陣，I是單位矩陣，上標(biāo)H指示矩陣的厄米轉(zhuǎn)置，并且上標(biāo)-1指示矩陣的逆或逆陣。這意味著將必須計(jì)算逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間行向量r0，然后乘以信道響應(yīng)矩陣H的厄米轉(zhuǎn)置HH來得到濾波向量w0＝r0HH。如果信道響應(yīng)矩陣G的維數(shù)為N，則將需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法來計(jì)算中間行向量r0。
因此可見，如果要使用直接矩陣求逆，則通常均衡器系數(shù)的優(yōu)化需要至少O(N3)次復(fù)數(shù)乘。這種復(fù)雜度使得該方法在許多實(shí)際通信系統(tǒng)中無法實(shí)現(xiàn)。如果需要大量迭代，則對(duì)于自適應(yīng)方法，復(fù)雜度可能會(huì)更大。此外，與直接矩陣求逆方法相比，自適應(yīng)方法通常產(chǎn)生次優(yōu)解。
因此需要一種計(jì)算均衡器中的均衡器濾波系數(shù)的有效方法，該方法要實(shí)際能夠在通信接收機(jī)中實(shí)現(xiàn)。希望計(jì)算均衡器濾波系數(shù)的方法比當(dāng)前已知方法在計(jì)算上更簡單。還希望提供一種計(jì)算均衡器中的均衡器濾波系數(shù)的方法，該方法改善或克服了已知系數(shù)計(jì)算方法的一個(gè)或多個(gè)問題。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于此，本發(fā)明的一個(gè)方面提供了一種為通信接收機(jī)中的均衡器計(jì)算濾波系數(shù)的方法，該方法包括以下步驟
根據(jù)信道估計(jì)輸入，計(jì)算信道響應(yīng)矩陣G和H；對(duì)信道響應(yīng)矩陣G執(zhí)行Cholesky分解，將其分解為下三角矩陣L和上三角矩陣U；對(duì)下三角矩陣L執(zhí)行前向代入，以計(jì)算列向量d；對(duì)列向量d和下三角矩陣L的厄米轉(zhuǎn)置LH執(zhí)行后向代入，以計(jì)算信道響應(yīng)矩陣G的逆G-1的中間列c0；以及根據(jù)逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間列c0和信道響應(yīng)矩陣H的厄米轉(zhuǎn)置HH來計(jì)算濾波系數(shù)。
該方法利用了逆信道響應(yīng)矩陣G-1和信道響應(yīng)矩陣G一樣是厄米共軛這一事實(shí)。因此，不是必須完全計(jì)算逆信道響應(yīng)矩陣G-1然后得到逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間列x0，而是根據(jù)w0=c0HHH]]>只計(jì)算逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間列c0來得到濾波系數(shù)的向量w0。下面示出了中間列c0的計(jì)算，只需要O(N2)次復(fù)數(shù)乘法。
優(yōu)選地，在后向代入期間只有逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間列c0的一半元被計(jì)算。
因?yàn)樽⒁獾侥嫘诺理憫?yīng)矩陣G-1的中間列c0本身是厄米對(duì)稱的，所以只有其一半元需要被計(jì)算，使得計(jì)算可以被進(jìn)一步減少。
本發(fā)明的另一方面提供了在通信接收機(jī)中使用的均衡器，該均衡器包括用于執(zhí)行上述系數(shù)計(jì)算方法的數(shù)據(jù)處理裝置。
下列描述更詳細(xì)地涉及本發(fā)明的各種特征。為了幫助理解本發(fā)明，在描述中參照了附圖，其中圖示的均衡器和計(jì)算均衡器的濾波系數(shù)的方法是優(yōu)選實(shí)施例。將明白本發(fā)明不限于附圖中圖示的優(yōu)選實(shí)施例。


圖1是在通信系統(tǒng)中使用的已知均衡器的示意圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的均衡器的示意圖，并且概括地示出了計(jì)算均衡器所使用的濾波系數(shù)時(shí)均衡器所執(zhí)行的步驟；以及圖3和圖4分別是圖2的均衡器所執(zhí)行的濾波系數(shù)計(jì)算方法的前向和后向代入步驟的圖示。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在參照圖1，概括地示出了在通信系統(tǒng)中使用的一般均衡器設(shè)備10。均衡器10被設(shè)計(jì)用來恢復(fù)由于分散信道(特征在于信道響應(yīng)矩陣H)和噪聲(特征在于方差σ2)而失真的發(fā)射信號(hào)。為了計(jì)算均衡器的濾波系數(shù)，基于信道響應(yīng)矩陣H的估計(jì)，由均衡器10計(jì)算信道響應(yīng)矩陣G。該步驟通常使用導(dǎo)頻信令來執(zhí)行。信號(hào)處理在均衡器10中通常按照逐塊的方式完成。第一信道矩陣估計(jì)塊12接收用于估計(jì)信道響應(yīng)矩陣H和G的輸入信號(hào)(向量r)。然后在濾波系數(shù)計(jì)算塊14中計(jì)算濾波系數(shù)向量，其中該計(jì)算涉及信道響應(yīng)矩陣G的求逆。計(jì)算出的濾波系數(shù)向量w0然后被用來利用FIR濾波器16對(duì)接收到的向量r進(jìn)行均衡(equalise)，以獲得隨后在通信接收機(jī)中使用的輸出數(shù)據(jù)。
為了理解對(duì)信道響應(yīng)矩陣G進(jìn)行求逆的計(jì)算復(fù)雜度，現(xiàn)在將描述用于矩陣求逆的常規(guī)方法。
因?yàn)樾诺理憫?yīng)矩陣G是厄米共軛和正定的，所以當(dāng)上標(biāo)H指示矩陣的厄米轉(zhuǎn)置時(shí)，存在唯一的下(上)三角矩陣L(U)使得G＝LLH＝UHU。通常，我們有GG-1＝IL(LHG-1)＝ILD＝I(1)其中上標(biāo)-1指示矩陣的逆，并且I是單位矩陣。此外，我們還有LHG-1＝D(2)要找到逆信道響應(yīng)矩陣G-1，需要執(zhí)行下列步驟步驟1執(zhí)行信道響應(yīng)矩陣的Cholesky分解，以得到下三角矩陣L——計(jì)算復(fù)雜度O(N3)步驟2使用下三角矩陣L前向代入來解方程(1)，以得到矩陣D。
步驟3通過對(duì)矩陣D和LH使用后向代入來解方程(2)，以得到逆信道響應(yīng)矩陣G-1。
因?yàn)榫€性方程系統(tǒng)具有N乘N個(gè)未知數(shù)(矩陣D和G-1是N乘N矩陣)，所以上述方法中的步驟2和3具有O(N3)的計(jì)算復(fù)雜度。
這么高水平的計(jì)算復(fù)雜度對(duì)于將在實(shí)際通信系統(tǒng)中使用的普通設(shè)備而言通常是阻礙因素。
圖2中圖示了新的均衡器。均衡器20對(duì)步驟2和步驟3具有顯著降低的計(jì)算復(fù)雜度(從O(N3)到O(N2))，并且因此變得適于在實(shí)際通信系統(tǒng)中使用。
均衡器20包含下列主要功能塊1.信道矩陣計(jì)算塊22，用于基于信道估計(jì)輸入來計(jì)算信道響應(yīng)矩陣H和G。
2.Cholesky分解塊24，對(duì)信道響應(yīng)矩陣G執(zhí)行Cholesky分解，將其分解為下三角矩陣L和上三角矩陣U。
3.前向代入塊26。該塊執(zhí)行計(jì)算來解方程系統(tǒng)Ld＝e(N+1)/2＝[e1，e2，…，eN]T其中 以得到列向量d。優(yōu)選地，只有一半的該向量(表示為 其中d^=d[(N-1)/2,...,N-1])]]>需要被輸入后續(xù)塊。圖3是由該塊執(zhí)行的前向代入的圖示。
4.后向代入塊28。該塊解方程系統(tǒng)L^Hc^0=d^]]>其中L^H[i,j]=LH[i+(N-1)/2,j+(N-1)/2]]]>∀0≤i,j≤(N-1)/2---(4)]]>以得到一半向量c0(表示為 )。圖4是由該塊執(zhí)行的后向代入步驟的圖示。注意到c0=[(N-1)/2+k]=c^0[k],c0[k]=c0[N-1-k]*,k=0,...,(N-1)/2---(5)]]>然后可以得到完整向量c0。
5.濾波系數(shù)計(jì)算塊30，用于得到濾波系數(shù)的向量w0。該塊執(zhí)行計(jì)算以得到w0=c0HHH.]]>濾波系數(shù)的向量w0然后被應(yīng)用于FIR濾波器32，以對(duì)輸入數(shù)據(jù)r進(jìn)行濾波。濾波系數(shù)的向量w0不時(shí)被更新。
因?yàn)榫€性方程(3)和(4)的系統(tǒng)具有N和(N+1)/2個(gè)未知數(shù)，所以解它們只需要O(N2)的計(jì)算復(fù)雜度。這顯著地降低了計(jì)算復(fù)雜度，使得能夠在實(shí)際通信中使用所發(fā)明的設(shè)備。
從前面所述將意識(shí)到，在通信系統(tǒng)中，使用直接矩陣求逆為接收機(jī)處的均衡器計(jì)算濾波系數(shù)對(duì)前向和后向代入處理通常將需要高達(dá)O(N3)的計(jì)算復(fù)雜度，其中N是待求逆的方信道矩陣的維數(shù)。這么高的計(jì)算復(fù)雜度對(duì)于將在實(shí)際通信設(shè)備中使用的該方法而言是阻礙因素。上述均衡器使用一種高效計(jì)算方法，要獲得與利用直接矩陣求逆的常規(guī)均衡器相同的性能，該方法對(duì)前向和后向代入處理只需要O(N2)的復(fù)數(shù)乘法。簡化計(jì)算可通過利用信道響應(yīng)矩陣G的特殊屬性(厄米共軛和正定)以及在均衡器接收機(jī)的具體實(shí)現(xiàn)中計(jì)算濾波系數(shù)的方式來實(shí)現(xiàn)。
最后，應(yīng)該意識(shí)到可對(duì)均衡器和為均衡器計(jì)算濾波系數(shù)的方法作修改和/或添加，而不脫離在這里所述的本發(fā)明的精神或范圍。
權(quán)利要求
1.一種為通信接收機(jī)中的均衡器計(jì)算濾波系數(shù)的方法，所述方法包括以下步驟從信道估計(jì)輸入，計(jì)算信道響應(yīng)矩陣G和H；對(duì)所述信道響應(yīng)矩陣G執(zhí)行Cholesky分解，將其分解為下三角矩陣L和上三角矩陣U；對(duì)所述下三角矩陣L執(zhí)行前向代入，以計(jì)算列向量d；對(duì)所述列向量d和所述下三角矩陣L的厄米轉(zhuǎn)置LH執(zhí)行后向代入，以計(jì)算所述信道響應(yīng)矩陣G的逆G-1的中間列c0；以及從所述逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間列c0和所述信道響應(yīng)矩陣H的厄米轉(zhuǎn)置HH，計(jì)算所述濾波系數(shù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，在所述后向代入步驟期間，所述逆信道響應(yīng)矩陣G-1的中間列c0的僅一半元的向量 被計(jì)算。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述計(jì)算濾波系數(shù)的步驟包括從向量 得到所述濾波中間列c0的步驟。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3中任何一個(gè)所述的方法，其中，所述前向代入步驟包括執(zhí)行計(jì)算來解方程系統(tǒng)Ld＝e(N+1)/2＝[e1，e2，...，eN]T其中 以得到所述列向量d。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任何一個(gè)所述的方法，其中，所述后向代入步驟包括執(zhí)行計(jì)算來解方程系統(tǒng)L^Hc^0=d^]]>其中L^H[i,j]=LH[i+(N-1)/2,j+(N-1)/2]]]>0≤i，j≤(N-1)/2其中 是所述逆信道響應(yīng)矩陣G-1的所述中間列c0的一半，并且d^=d[(N-1)/2,...,N-1].]]>
6.根據(jù)從屬于權(quán)利要求3時(shí)的權(quán)利要求5所述的方法，其中，通過執(zhí)行計(jì)算來解方程c0[(N-1)/2+k]=c^0[k],]]>c0[k]＝c0[N-1-k]*，k＝0，...，(N-1)/2來從所述向量 得到所述完整中間列c0。
7.一種在通信設(shè)備中使用的均衡器，所述均衡器包括一個(gè)或多個(gè)處理塊，用于執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求1至6中任何一個(gè)的用于計(jì)算濾波系數(shù)的方法；以及濾波器，用于使用所述計(jì)算出的濾波系數(shù)來均衡由所述均衡器接收的輸入信號(hào)。
全文摘要
一種為通信接收機(jī)中的均衡器計(jì)算濾波系數(shù)的方法。該方法包括以下步驟根據(jù)信道估計(jì)輸入來計(jì)算(22)信道響應(yīng)矩陣G和H；對(duì)信道響應(yīng)矩陣G執(zhí)行(24)Cholesky分解，將其分解為下三角矩陣L和上三角矩陣U；對(duì)下三角矩陣L執(zhí)行(26)前向代入，以計(jì)算列向量d；對(duì)列向量d和下三角矩陣L的厄米轉(zhuǎn)置L
文檔編號(hào)H04L25/03GK1977504SQ20058002135
公開日2007年6月6日 申請日期2005年8月12日 優(yōu)先權(quán)日2004年8月12日
發(fā)明者坦·恩戈·布伊 申請人:日本電氣株式會(huì)社