專利名稱：正交頻分復用發(fā)射機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總體上涉及一種無線通信技術，更具體地，涉及一種采用正交頻分復用(OFDM)的無線發(fā)射機。
背景技術：
在移動通信中，正交頻分復用(OFDM)作為能夠減小多路環(huán)境中的碼間干擾的多載波傳輸方案之一而備受關注。然而，利用使用子載波調制的OFDM方案，多載波調制的信號(即逆快速傅立葉變換(IFFT)的輸出)具有與平均電平相比較大的峰振幅。
因此，峰均功率比(PAPR)增大，產生非線性失真，如圖1所示。此問題是多載波調制的特征，是由下列原因引起的。當同相合成單獨調制的多個載波的信號分量時，在特定時間點對于特定信號的加法器輸出變得極高，因此，合成信號具有與平均輸出電平相比較大的峰值。
圖2是示出典型的發(fā)送放大器的輸入/輸出特性的曲線圖。如圖2所示，具有線性輸入/輸出特性的區(qū)域有限。超出該線性區(qū)域的信號分量受到限幅，輸出峰值失真的信號。這導致傳輸質量的下降并且增大了帶外輻射功率電平。已經知道，如果擴展線性區(qū)域則放大效率下降。因此，希望發(fā)送信號的振幅(功率電平)分布包含盡可能少的與均值相比振幅較大的信號分量。
圖3和圖4分別是典型的OFDM發(fā)射機和典型的OFDM接收機的框圖。在圖3所示的OFDM發(fā)射機中，信號發(fā)生器1001對輸入信息位序列執(zhí)行糾錯編碼、交織、以及碼元映射，以產生發(fā)送碼元。發(fā)送碼元在串并行(S/P)轉換器1002經過串并行轉換，轉換成多個并行信號序列。經S/P轉換的信號在IFFT單元1003經過逆快速傅立葉變換。該信號在并串行(P/S)轉換器1004進一步經過并串行轉換，轉換成信號序列，如圖5中所示。接著，通過保護間隔(GI)添加單元1005來添加保護間隔，在功率放大器1006進行放大，最后作為OFDM信號通過無線電發(fā)送。
另一方面，在圖4所示的OFDM接收機中，在保護間隔去除單元2001從接收到的信號去除保護間隔。接著，接收到的信號在S/P轉換器2002經過串并行轉換，在FFT單元2003經過快速傅立葉變換，并且在P/S轉換器2004經過并串行轉換，如圖5所示。接著，對接收到的OFDM信號進行檢測以獲得發(fā)送的信息。
為了解決OFDM傳輸方案中的上述PAPR(峰均功率比)問題，提議了各種減小峰振幅(功率電平)的方法。這些提議包括頻域交織方法、限幅濾波方法(例如參見X.Li and L.J.Cimini，“Effects of Clippingand Filtering on the Performance of OFDM”，IEEE Commun.Lett.，Vol.2，No.5，pp.131-133，May，1998)、部分傳輸序列(PTS)方法(例如參見L.J Cimini and N.R.Sollenberger，“Peak-to-Average Power RatioReduction of an OFDM Signal Using Partial Transmit Sequences”，IEEE Commun.Lett.，Vol.4，No.3，pp.86-88，March，2000)、以及循環(huán)移位序列(CSS)方法(例如參見G.Hill and M.Faulkner，“CyclicShifting and Time Inversion of Partial Transmit Sequences to Reducethe Peak-to-Average Ratio in OFDM”，PIMRC 2000，Vol.2，pp.1256-1259，Sep.2000)。
此外，為了改善在使用非線性發(fā)送放大器時OFDM傳輸中的接收特性，提議了使用最小限幅功率損耗方案(MCPLS)的PTS方法來最小化發(fā)送放大器限幅的功率損耗(例如參見Xia Lei，Youxi Tang，Shaoqian Li，“A Minimum Clipping Power Loss Scheme for Mitigating the ClippingNoise in OFDM”，GLOBECOM 2003，IEEE，Vol.1，pp.6-9，Dec.2003)。MCPLS也可以應用于循環(huán)移位序列(CSS)方法。
圖6是采用MCPLS循環(huán)移位序列的OFDM發(fā)射機的框圖。在此示例中，將子載波分成兩塊。圖7是在圖6所示的OFDM發(fā)射機中使用的并被構成為將八個子載波分成兩塊的分割IFFT單元1013的框圖。
分割IFFT單元1013產生兩個時間信號序列，即，包含子載波0到3的信號分量的第一子序列以及包含子載波4到7的信號分量的第二子序列。在通常的OFDM信號生成中，將這兩組時間信號序列相加，并將合成的信號輸出為發(fā)送信號。然而，根據(jù)CSS，對時間信號序列的一部分應用相位旋轉，接著將其加到該時間信號序列的另一部分。此外，如圖6中所示，在CSS中，在循環(huán)移位單元1012對時間信號序列的一部分應用循環(huán)移位，將其加到該時間信號序列的另一部分。通過準備多級循環(huán)移位，對于同一發(fā)送信號序列產生多個候選項。使用MCPLS的PAPR減小控制單元1011對于從分割IFFT單元1013輸出的各個時間信號序列檢測超過基準電平的總超出功率，并且選擇超出功率最小的信號序列作為要發(fā)送的目標信號序列。
在部分傳輸序列(PTS)方案中，為了減小峰均功率比，從預先針對各個子載波確定的多組相位旋轉值中選擇適當?shù)囊唤M，在信號調制之前使用所選擇組的相位旋轉來旋轉各個子載波的相位(例如參見S.H.Muller and J.B.Huber，“A Novel Peak Power Reduction Scheme forOFDM”，Proc.of PIMRC’97，pp.1090-1094，1997；和G.R.Hill，F(xiàn)aulkner，and J.Singh，“Deducing the Peak-to-Average Power Ratioin OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences”，Electronics Letters，Vol.36，No.6，16th March，2000)。
圖8和圖9分別是采用部分傳輸序列(PTS)方案的OFDM發(fā)射機和OFDM接收機的框圖。在圖8中，分割IFFT單元1023的分割單元1031將信號發(fā)生器1001產生的信號序列分成兩組。對各個分組執(zhí)行串并行轉換和逆快速傅立葉變換。
各個IFFT單元1033具有用于接收來自S/T轉換器1032的N/2個信號和N/2個空碼元的N個輸入/輸出點。相位旋轉控制單元1021確定適當?shù)南辔恍D或加權值的組(θ1，θ2，…)，將該組的元素之一共同地應用于乘法器1034。以此方式，在加法器1035在適當權重下合成IFFT單元1033-1和1033-2的輸出。
合成信號序列在P/S單元1004經過并串行轉換，在保護間隔單元1005將保護間隔添加到串行信號，該信號最終從天線發(fā)送。
如圖9所示，在接收端，在對信號進行解調時調節(jié)相位旋轉。
然而，在上述現(xiàn)有技術中，如果子載波的分組數(shù)和循環(huán)移位模式數(shù)增加，則發(fā)送信號的候選項按指數(shù)增加，計算負載極大地增加。

發(fā)明內容
為了克服計算負載量指數(shù)增加的問題，可以提議按累次的方式(稱作累次確定方案或者重復控制方案)或者按并行多級的方式(稱作多級確定方案)對各個塊確定循環(huán)移位或者相位旋轉。
然而，如果對使用非線性功率放大器的OFDM發(fā)射機應用用于最小化超過固定限幅電平的總超出部分的常規(guī)最小限幅功率損耗方案(MCPLS)，則在累次確定方案或多級確定方案的合成中出現(xiàn)另一問題。
在最末級之前執(zhí)行的PAPR減小控制操作中，信號序列中包含的子載波數(shù)小于子載波的總數(shù)，因此，輸出信號序列中出現(xiàn)的峰值功率電平不那么高。這意味著除了在PAPR減小處理的最末級之外，不能獲得足夠的PAPR減小效果。
因此，本發(fā)明提供一種能夠以有效的方式減小無線電信號的峰均功率比(PAPR)的OFDM發(fā)射機。
在實施例中，確定兩個或更多個閾值以便有效地處理PAPR減小操作的累次重復或多級處理。
更確切地說，在本發(fā)明的一個方面，提供了一種OFDM發(fā)射機，該OFDM發(fā)射機被構成為按步進(stepwise)的方式對要發(fā)送的信號序列執(zhí)行峰值減小處理，以發(fā)送經峰值處理的發(fā)送信號。該OFDM發(fā)射機包括(a)分割逆快速傅立葉變換單元，被構成為將要發(fā)送的信號序列分成N個信號序列(N≥2)并且對分割出的信號序列中的每一個執(zhí)行逆快速傅立葉變換以輸出N個時間信號序列；(b)閾值控制單元，被構成為確定在步進式峰值減小處理中使用的至少兩個閾值；以及(c)第一峰值減小處理單元，被構成為基于所述至少兩個閾值中的第一閾值確定要應用于時間信號序列中的一個的第一循環(huán)移位、根據(jù)第一循環(huán)移位產生第一循環(huán)移位過的信號序列、并且基于第一循環(huán)移位過的信號序列輸出第一峰值處理過的信號序列，第一循環(huán)移位被確定為使得第一峰值處理過的信號序列中的超過第一閾值的超出功率電平最小。


結合附圖來閱讀下列詳細說明，本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將變得更加顯而易見，在附圖中圖1是例示出OFDM信號的示意圖；圖2是示出功率放大器的輸入/輸出特性的曲線圖；圖3是典型的OFDM發(fā)射機的示意性框圖；圖4是典型的OFDM接收機的示意性框圖；圖5例示出串并行轉換和并串行轉換的示例；圖6是應用了循環(huán)移位序列(CSS)方法和最小限幅功率損耗方案(MCPLS)的OFDM發(fā)射機的示意性框圖；圖7例示出圖6所示的OFDM發(fā)射機中使用的分割IFFT單元中的信號處理；圖8是應用了部分傳輸序列(PTS)方法的OFDM發(fā)射機的示意性框圖；圖9是應用了部分傳輸序列(PTS)方法的OFDM接收機的示意性框圖；圖10是例示出根據(jù)本發(fā)明實施例的OFDM發(fā)射機的示意性框圖；圖11是例示出根據(jù)本發(fā)明另一實施例的OFDM發(fā)射機的示意性框圖；以及圖12是示出通過實施例獲得的接收特性與常規(guī)技術相比較的曲線圖。
具體實施例方式
下面結合附圖來描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
圖10是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的采用累次確定方案的OFDM發(fā)射機的示意性框圖。在此實施例中，通過分割逆快速傅立葉變換(IFFT)單元將子載波分成四塊。
發(fā)射機100包括信息位輸入到其的信號發(fā)生器102、以及連接到信號發(fā)生器102的分割逆快速傅立葉變換(IFFT)單元104。分割IFFT單元104的四個輸出分別提供給加法器1121以及三個循環(huán)移位單元1101、1102和1103。發(fā)射機100還包括閾值控制單元1061、1062和1063，PAPR減小控制單元1081、1082和1083，以及與加法器1121串聯(lián)連接的加法器1122、和1123。閾值控制單元1061連接到相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1081，PAPR減小控制單元1081的輸出提供給相關聯(lián)的循環(huán)移位單元1101。循環(huán)移位單元1101的輸出輸入到加法器1121，加法器1121的輸出反饋給PAPR減小控制單元1081。PAPR減小控制單元1081、循環(huán)移位單元1101、以及加法器1121構成PAPR處理單元1201。加法器1121的輸出作為PAPR處理單元1201的輸出提供給下一加法器1122。
類似地，閾值控制單元1062連接到相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1082，PAPR減小控制單元1082的輸出提供給相關聯(lián)的循環(huán)移位單元1102。循環(huán)移位單元1102的輸出輸入到加法器1122，加法器1122的輸出反饋給PAPR減小控制單元1082。PAPR減小控制單元1082、循環(huán)移位單元1102、以及加法器1122構成第二PAPR處理單元1202，第二加法器1122的輸出提供給下一加法器1123。相同的結構適用于閾值控制器1063、PAPR減小控制單元1083、循環(huán)移位單元1103、以及加法器1123的第三組。
假定OFDM信號中的子載波的數(shù)量為N，并且發(fā)送功率放大器的飽和功率電平(功率電平被限幅于此)是Ps。雖然功率放大器的輸入/輸出特性的線性部分的最大值通常小于其飽和功率電平，但可以通過應用預失真將輸入/輸出特性線性化直到飽和功率電平。因此，在此實施例中，假定限幅電平等于功率放大器的飽和功率電平。
信號發(fā)生器102基于表示要發(fā)送的輸入信號的信息位而生成與各個子載波對應的信號分量，并將信號序列輸出到分割IFFT單元104。
分割IFFT單元104將接收到的信號序列分為四個信號序列，并對各個分割出的信號序列執(zhí)行逆快速傅立葉變換以產生四組逆快速傅立葉變換的信號，即四個時間信號序列(可以將其簡稱為“信號序列”)1、2、3和4。信號序列1輸入到第一加法器1121，而信號序列2、3和4分別輸入到循環(huán)移位單元1101、1102、和1103。雖然在本實施例中將輸入信號序列分為四個時間信號序列，但是也可以將其分為兩個或更多個時間信號序列。
閾值控制單元1061將PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為低于飽和功率電平Ps的特定電平K1(Cth＝K1，其中K1是常數(shù)并且K1＜Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第二加法器1122。
類似地，閾值控制單元1062將相關聯(lián)的PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為低于飽和功率電平Ps的特定電平K2(Cth＝K2，其中K2是常數(shù)并且K2＜Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1082。閾值電平K2可以與K1不同或者與K1相等。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列3的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列3應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列3提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列3加到從第一加法器1121提供的合成信號序列5，并將合成的信號序列6輸出到第三加法器1123。
閾值控制單元1063將相關聯(lián)的PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為飽和功率電平Ps(Cth＝Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1083。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列4加到從第二加法器1122提供的合成信號序列6，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
以此方式，與PAPR減小的累次處理對應地設置多個閾值控制單元106，在各個PAPR減小處理中設置適當?shù)拈撝狄詼p小當前處理的信號序列的PAPR。因為在各個累次處理中都改善了PAPR減小效果，所以與使用固定閾值對超出的功率電平進行限幅的常規(guī)技術相比，可以有效地防止由于發(fā)送放大器的非線性特性而引起的接收特性的劣化。
圖11是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的OFDM發(fā)射機的示意性框圖。替代第一實施例中采用的用于確定循環(huán)移位的累次確定方案，第二實施例的OFDM發(fā)射機采用多級確定方案來確定要應用于分割出的OFDM子載波的循環(huán)移位。
發(fā)射機100包括信息位輸入到其的信號發(fā)生器102、以及連接到信號發(fā)生器102的分割逆快速傅立葉變換(IFFT)單元104。分割IFFT單元104的四個輸出提供給并聯(lián)連接到分割IFFT單元104的第一加法器1121和第二加法器1122、以及并聯(lián)連接到分割IFFT單元104的第一循環(huán)移位單元1101和第二循環(huán)移位單元1102。發(fā)射機100還包括閾值控制單元1061、1062和1063，PAPR減小控制單元1081、1082和1083，以及與加法器1121串聯(lián)連接的加法器1123。閾值控制單元1061連接到相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1081，PAPR減小控制單元1081的輸出提供給相關聯(lián)的循環(huán)移位單元1101。循環(huán)移位單元1101的輸出輸入到加法器1121，加法器1121的輸出反饋給PAPR減小控制單元1081。PAPR減小控制單元1081、循環(huán)移位單元1101、以及加法器1121構成PAPR處理單元1201。加法器1121的輸出提供給串聯(lián)連接加法器1123。
類似地，閾值控制單元1062連接到相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1082，PAPR減小控制單元1082的輸出提供給相關聯(lián)的循環(huán)移位單元1102。循環(huán)移位單元1102的輸出輸入到加法器1122，加法器1122的輸出反饋給PAPR減小控制單元1082。PAPR減小控制單元1082、循環(huán)移位單元1102、以及加法器1122構成第二PAPR處理單元1202，該第二PAPR處理單元1202被設置為與第一處理單元1201并行以構成多級PAPR處理。第二加法器1122的輸出提供給循環(huán)移位單元1103。
被構成為接收第一加法器1121的輸出的第三加法器1123、被構成為接收第二加法器1122的輸出的第三循環(huán)移位單元1103、以及PAPR減小控制單元1083也構成PAPR處理單元(未示出)。
信號發(fā)生器102基于表示要發(fā)送的輸入信號的信息位而生成與各個子載波對應的信號分量，并將信號序列輸出到分割IFFT單元104。
分割IFFT單元104將接收到的信號序列分割成四個信號序列，并對所分割出的信號序列中的每一個執(zhí)行逆快速傅立葉變換，以產生四組經逆快速傅立葉變換的信號，即，四個時間信號序列(可以將其簡稱為“信號序列”)1、2、3和4。這些信號序列1、2、3和4分別輸入到第一加法器1121、第一循環(huán)移位單元1101、第二加法器1122、以及第二循環(huán)移位單元1102。雖然在本實施例中將輸入信號序列分為四個時間信號序列，但也可以將其分為兩個或更多個時間信號序列。
閾值控制單元1061將PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為低于飽和功率電平Ps的特定電平K1(Cth＝K1，其中K1是常數(shù)并且K1＜Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第三加法器1123。
類似地，閾值控制單元1062將相關聯(lián)的PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為低于飽和功率電平Ps的特定電平K2(Cth＝K2，其中K2是常數(shù)并且K2＜Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1082。閾值電平K2可以與K1不同或者與K1相等。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列4加到信號序列3，并將合成的信號序列6輸出到循環(huán)移位單元1103。
閾值控制單元1063將相關聯(lián)的PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為飽和功率電平Ps(Cth＝Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1083。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定合成信號序列6(從信號序列3和信號序列4獲得)的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列6應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列6提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列6加到從第一加法器1121提供的合成信號序列5，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
以此方式，與用多級確定方案執(zhí)行的PAPR減小處理對應地設置多個閾值控制單元106，在各個PAPR減小處理中設置適當?shù)拈撝狄詼p小當前處理的信號序列的PAPR。因為在各個累次處理中都改善了PAPR減小效果，所以與使用固定閾值的常規(guī)技術相比，可以有效地防止由于發(fā)送放大器的非線性特性而引起的接收特性的劣化。
接下來，結合圖10來描述本發(fā)明的第三實施例。因為第三實施例的OFDM發(fā)射機的基本結構與第一實施例中的OFDM發(fā)射機的基本結構相同，所以省略重復的說明。
在第三實施例中，為PAPR減小處理設置的閾值Cth表示為閾值控制編號的函數(shù)，而不是常數(shù)。在此實施例中，與第一實施例中一樣，OFDM子載波的數(shù)量為N，功率放大器的飽和功率電平是Ps，子載波分成四個信號序列。在第三實施例中也采用累次確定方案。
閾值控制單元1061將用于PAPR減小處理的閾值Cth設置為指定給該閾值控制單元106的編號的函數(shù)(Cth＝f(x)，其中f(x)是增函數(shù)，x是指定給閾值控制單元的編號)。將確定的閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第二加法器1122。
第二閾值控制單元1062為相關聯(lián)的PAPR減小處理設置閾值Cth＝f(x)，并將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1082。該閾值Cth比先前閾值Cth有所增大。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列3的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列3應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列3提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列3加到從第一加法器1121提供的合成信號序列5，并將合成的信號序列6輸出到第三加法器1123。
閾值控制單元1063將相關聯(lián)的PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為飽和功率電平Ps(Cth＝Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1083。雖然在該示例中將最后步驟的閾值設置為飽和功率電平，但是也可以像對之前確定的閾值所做的那樣，使用由函數(shù)f(x)定義的值作為最后的閾值。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列4加到從第二加法器1122提供的合成信號序列6，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
利用第三實施例的OFDM發(fā)射機，隨著指定給閾值控制單元106的編號增大，加到先前產生的時間信號序列的子載波數(shù)量增大，因此，產生的時間序列信號的峰均功率比也增大。為了利用此現(xiàn)象，將第三實施例中使用的PAPR減小(限幅)閾值Cth設置為指定給閾值控制單元106的編號的增函數(shù)。閾值控制單元產生相對于前一閾值控制單元確定的前一閾值Cth按一定比率增大的PAPR減小閾值Cth。
根據(jù)該設置，在各個累次PAPR減小處理中都改善了PAPR減小效果，與使用固定閾值的情況相比，可以有效地防止由于發(fā)送放大器的非線性特性而引起的接收特性的劣化。
接下來，結合圖11來說明本發(fā)明的第四實施例。在第四實施例中，對OFDM發(fā)射機應用用于確定循環(huán)移位的多級確定方案來替代累次確定方案。與第一到第三實施例中的情況相同，OFDM子載波數(shù)量為N，通過分割IFFT單元將其分為四個信號序列，并且飽和功率電平是Ps。
閾值控制單元1061將閾值Cth設置為指定給閾值控制單元106的編號x的函數(shù)(Cth＝f(x)，其中f(x)是增函數(shù))，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第三加法器1123。
第二閾值控制單元1062設置閾值Cth＝f(x)(f(x)是增函數(shù)，x是指定給閾值控制單元106的編號)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1082。該閾值Cth比先前閾值Cth有所增大。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列4加到信號序列3，并將合成的信號序列6輸出到循環(huán)移位單元1103。
閾值控制單元1063將相關聯(lián)的PAPR減小處理中使用的閾值Cth設置為飽和功率電平Ps(Cth＝Ps)，并將閾值Cth提供給相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1083。雖然在該示例中將最后的閾值設置為等于飽和功率電平，但是也可以像對之前確定的閾值那樣，使用由函數(shù)f(x)定義的值作為最后的閾值。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定合成信號序列6(從信號序列3和信號序列4獲得)的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列6應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列6提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列6加到從第一加法器1121提供的合成信號序列5，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
以此方式，當采用多級確定方案時，針對PAPR減小處理的多級來逐漸增大用于PAPR減小的閾值Cth。以靈活的方式在PAPR減小處理的各級中設置適當?shù)拈撝怠?br> 因為在多級處理方案的各級中都改善了PAPR減小效果，所以與使用固定閾值的情況相比，可以有效地防止由于發(fā)送放大器的非線性特性而引起的接收特性的劣化。
接下來，再次結合圖10來描述本發(fā)明的第五實施例，其中采用累次確定方案。第五實施例是以函數(shù)表示閾值Cth的另一示例，在該示例中通過下式確定閾值CthCth＝Cth，last×nk/N其中，Cth，last表示最末級的閾值，nk表示當前處理的信號序列中包含的子載波的數(shù)量，N表示子載波的總數(shù)。
分割IFFT單元將N個子載波分成四組，采用累次確定方案來基于閾值來確定循環(huán)移位。功率放大器的飽和功率電平是Ps。
更確切地說，閾值控制單元1061將閾值Cth設置為滿足下式Cth＝Cth，last×(N/2)/N＝Cth，last/2這是因為輸入到PAPR減小控制單元1081的信號序列5中包含的子載波數(shù)量是N/2。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過Cth，last/2的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第二加法器1122。
第二閾值控制單元1062將閾值Cth設置為滿足下式Cth＝Cth，last×(3N/4)/N＝Cth，last×(3/4)這是因為到PAPR減小控制單元1082的信號序列6中包含的子載波數(shù)量是3N/4。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1082。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過3×Cth，last/4的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列3的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列3應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列3提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列3加到從第一加法器1121提供的信號序列5，并將合成的信號序列6輸出到第三加法器1123。
閾值控制單元1063將閾值Cth設置為Cth，last，這是因為輸入到相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1083的信號序列7中包含的子載波數(shù)量包含N個子載波。最后的閾值Cth可以等于飽和功率電平Ps(Cth＝Ps)。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1083。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列4加到從第二加法器1122提供的合成信號序列6，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
利用第五實施例的OFDM發(fā)射機，隨著當前處理的信號序列中包含的子載波數(shù)量增加，PAPR減小(限幅)閾值Cth增大。因此，在各個累次PAPR減小處理中都改善了PAPR減小效果，與使用固定閾值的情況相比，可以有效地防止由于發(fā)送放大器的非線性特性而引起的接收特性的劣化。
接著，再次結合圖11來說明本發(fā)明的第六實施例。在第六實施例中，對OFDM發(fā)射機應用基于閾值Cth確定循環(huán)移位的多級確定方案來替代累次確定方案，根據(jù)下式來確定閾值CthCth＝Cth，last×nk/N其中，Cth，last表示最末級的閾值，nk表示當前處理的信號序列中包含的子載波的數(shù)量，N表示子載波的總數(shù)。與第一到第五實施例中的情況一樣，OFDM子載波數(shù)量為N，通過分割IFFT單元將其分為四個信號序列，飽和功率電平是Ps。
閾值控制單元1061將閾值Cth設置為滿足下式Cth＝Cth，last×(N/2)/N＝Cth，last/2這是因為到PAPR減小控制單元1081的信號序列5中包含的子載波數(shù)量是N/2。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過Cth，last/2的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第三加法器1123。
第二閾值控制單元1062將閾值Cth設置為滿足下式Cth＝Cth，last×(N/2)/N＝Cth，last/2這是因為到PAPR減小控制單元1082的信號序列6中包含的子載波數(shù)量是N/2。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1082。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過Cth，last/2的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列4加到信號序列3，并將合成的信號序列6輸出到循環(huán)移位單元1103。
最后的閾值控制單元1063將閾值Cth設置為Cth，last，這是因為輸入到相關聯(lián)的PAPR減小控制單元1083的信號序列7中包含的子載波數(shù)量包含N個子載波。最后的閾值Cth可以等于飽和功率電平Ps。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1083。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定合成信號序列6(從信號序列3和信號序列4獲得)的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列6應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列6提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列6加到從第一加法器1121提供的信號序列5，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
以此方式，當采用多級確定方案時，根據(jù)當前處理的信號序列中包含的子載波數(shù)量來確定用于PAPR減小的閾值Cth。因此，在多級處理方案的各級中都改善了PAPR減小效果，與使用固定閾值的情況相比，可以有效地防止由于發(fā)送放大器的非線性特性而引起的接收特性的劣化。
接下來，再次結合圖10來說明本發(fā)明的第七實施例，其中采用累次確定方案。第七實施例是用函數(shù)表示閾值Cth的又一示例，在此示例中通過下式確定閾值CthCth＝Cth，last×(nk/N)-α其中，Cth，last表示最末級的閾值，nk表示當前處理的信號序列中包含的子載波的數(shù)量，N表示子載波的總數(shù)，α表示常數(shù)。
通過分割IFFT單元將N個子載波分割成四組，采用累次確定方案來基于閾值確定循環(huán)移位。功率放大器的飽和功率電平是Ps。
更確切地說，閾值控制單元1061將閾值Cth設置為滿足下式Cth＝Cth，last×(N/2)/N-α＝Cth，last/2-α這是因為輸入到PAPR減小控制單元1081的信號序列5中包含的子載波數(shù)量是N/2。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1081。
PAPR減小控制單元1081按使得在從第一加法器1121輸出的信號序列5中超過Cth，last/2-α的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列2的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1101。
循環(huán)移位單元1101根據(jù)PAPR減小控制單元1081確定的循環(huán)移位量對信號序列2應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列2提供給第一加法器1121。
加法器1121將經循環(huán)移位的信號序列2加到信號序列1，并將合成的信號序列5輸出到第二加法器1122。
第二閾值控制單元1062將閾值Cth設置為滿足下式Cth＝Cth，last×(3N/4)/N-α＝Cth，last×(3/4)-α這是因為輸入到PAPR減小控制單元1082的信號序列6中包含的子載波數(shù)量是3N/4。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1082。
PAPR減小控制單元1082按使得在從第二加法器1122輸出的信號序列6中超過3×Cth，last/4-α的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列3的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1102。
循環(huán)移位單元1102根據(jù)PAPR減小控制單元1082確定的循環(huán)移位量對信號序列3應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列3提供給第二加法器1122。
加法器1122將經循環(huán)移位的信號序列3加到從第一加法器1121提供的合成信號序列5，并將合成的信號序列6輸出到第三加法器1123。
閾值控制單元1063將閾值Cth設置為飽和功率電平Ps。將閾值Cth提供給PAPR減小控制單元1083。
PAPR減小控制單元1083按使得在從第三加法器1123輸出的信號序列7中超過閾值Cth的總超出功率電平最小的方式來確定信號序列4的循環(huán)移位量，并將確定的循環(huán)移位量提供給循環(huán)移位單元1103。
循環(huán)移位單元1103根據(jù)PAPR減小控制單元1083確定的循環(huán)移位量對信號序列4應用循環(huán)移位，并將經循環(huán)移位的信號序列4提供給第三加法器1123。
加法器1123將經循環(huán)移位的信號序列4加到從第二加法器1122提供的合成信號序列6，并輸出合成的信號序列7作為OFDM信號。
利用第七實施例的OFDM發(fā)射機，根據(jù)累次推進的PAPR減小處理來適當?shù)卣{節(jié)閾值。從而可以防止由于使用非線性的發(fā)送放大器而引起接收特性劣化。通過在定義閾值Cth的函數(shù)中使用常數(shù)α，可以更精確地確定閾值。
雖然在第七實施例中使用了常數(shù)α，但是α也可以是函數(shù)(例如，α＝f(x)，其中f(x)是減函數(shù)并且x是當前PAPR處理號)。
上述方法也可以應用于圖11所示的采用多級確定方案的OFDM發(fā)射機。
圖12是示出與常規(guī)技術(其中在PAPR減小處理中使用固定閾值)相比較第五實施例(其中在累次確定方案中根據(jù)當前處理的信號序列中包含的子載波數(shù)量來確定閾值)的接收FER(幀差錯率)特性的曲線圖。在這兩種情況中，使用非線性發(fā)送功率。關于參數(shù)，子載波的數(shù)量是256，分割塊數(shù)是八(8)，模式數(shù)是十六(16)。幀長度是10碼元，信道是準靜態(tài)6通道瑞利衰落信道，糾錯碼是具有編碼率為1/2且約束長度為5的卷積碼。從該曲線圖可見，利用該實施例的方法，SNR在FER＝10-3處改進了1dB或更多。
如上所述，與使用固定閾值電平的常規(guī)技術不同，即使在OFDM發(fā)射機中使用非線性發(fā)送放大器，因為針對重復或者并行PAPR減小處理適當?shù)卮_定兩個或更多個限幅閾值電平，所以也可以減少接收特性的劣化。
雖然已經基于具體示例描述了本發(fā)明，但本發(fā)明不限于這些示例。本領域的普通技術人員在本發(fā)明的范圍內可以顯見許多修改和替代。例如，雖然在實施例中使用兩個或更多個閾值控制單元，但是可以使用單個閾值控制單元來確定用于兩個或更多個PAPR減小處理的兩個或更多個閾值電平。如果從分割IFFT單元輸出N個信號序列，則確定至多N-1個閾值。
權利要求
1.一種正交頻分復用發(fā)射機，被構成為按步進的方式對要發(fā)送的信號序列執(zhí)行峰值減小處理以發(fā)送峰值處理過的發(fā)送信號，所述正交頻分復用發(fā)射機包括分割逆快速傅立葉變換單元，被構成為將要發(fā)送的信號序列分割為N個信號序列并對分割出的信號序列中的每一個執(zhí)行逆快速傅立葉變換以輸出N個時間信號序列，N≥2；閾值控制單元，被構成為確定在步進式峰值減小處理中使用的至少兩個閾值；以及第一峰值減小處理單元，被構成為基于所述至少兩個閾值中的第一閾值確定要應用于所述時間信號序列中的一個的第一循環(huán)移位、根據(jù)第一循環(huán)移位產生第一循環(huán)移位過的信號序列、并基于所述第一循環(huán)移位過的信號序列輸出第一峰值處理過的信號序列，第一循環(huán)移位被確定為使得所述第一峰值處理過的信號序列中的超過第一閾值的超出功率電平最小。
2.根據(jù)權利要求1所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，第一峰值減小處理單元具有加法器，所述加法器被構成為將所述第一循環(huán)移位過的信號序列加到所述時間信號序列中的另一個并輸出所述第一峰值處理過的信號序列。
3.根據(jù)權利要求1所述的正交頻分復用發(fā)射機，進一步包括第二峰值減小處理單元，被構成為基于所述至少兩個閾值中的第二閾值確定第二循環(huán)移位以產生第二循環(huán)移位過的信號序列、并基于所述第二循環(huán)移位過的信號序列輸出第二峰值處理過的信號序列作為正交頻分復用發(fā)送信號，第二閾值大于第一閾值，第二循環(huán)移位被確定為使得所述第二峰值處理過的信號序列中的超過第二閾值的超出功率電平最小。
4.根據(jù)權利要求3所述的正交頻分復用發(fā)射機，進一步包括功率放大器，被構成為對所述正交頻分復用發(fā)送信號進行放大，其特征在于，第二峰值減小處理單元執(zhí)行峰值減小處理的最末步驟，并且，在第二峰值減小處理單元中使用的第二閾值等于所述功率放大器的飽和功率電平，在第一峰值減小處理單元中使用的第一閾值小于該飽和功率電平。
5.根據(jù)權利要求1所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，所述至少兩個閾值是規(guī)定的常數(shù)。
6.根據(jù)權利要求1所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，閾值控制單元確定由增函數(shù)表示的所述至少兩個閾值。
7.根據(jù)權利要求6所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，閾值控制單元根據(jù)下式來確定所述至少兩個閾值Cth中的每一個Cth＝Cth，last×(nk/N)其中Cth，last是峰值減小處理的最末步驟中使用的最末閾值，nk是當前處理的信號序列中包含的子載波的數(shù)量，N是要發(fā)送的信號中包含的子載波的總數(shù)。
8.根據(jù)權利要求6所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，閾值控制單元根據(jù)下式來確定所述至少兩個閾值Cth中的每一個Cth＝Cth，last×(nk/N)-α其中Cth，last是峰值減小處理的最末步驟中使用的最末閾值，nk是當前處理的信號序列中包含的子載波的數(shù)量，N是要發(fā)送的信號中包含的子載波的總數(shù)，α是閾值修改值。
9.根據(jù)權利要求8所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，α在峰值減小處理的最末步驟中被設置為零，在除了最末步驟之外的步驟中被設置為常數(shù)。
10.根據(jù)權利要求8所述的正交頻分復用發(fā)射機，其特征在于，α在峰值減小處理的最末步驟中被設置為零，在除了最末步驟之外的步驟中是減函數(shù)。
全文摘要
正交頻分復用發(fā)射機，步進地對要發(fā)送的信號序列執(zhí)行峰值減小處理以發(fā)送峰值處理過的發(fā)送信號。該正交頻分復用發(fā)射機包括分割逆快速傅立葉變換單元(104)，將要發(fā)送的信號序列分割為N個信號序列并對各個分割出的信號序列執(zhí)行逆快速傅立葉變換以輸出N個時間信號序列，N≥2；閾值控制單元(106)，確定步進峰值減小處理中使用的至少兩個閾值(C
文檔編號H04L27/26GK1822583SQ20061000825
公開日2006年8月23日 申請日期2006年2月16日 優(yōu)先權日2005年2月16日
發(fā)明者沈紀惲, 藤井啟正, 淺井孝浩, 吉野仁 申請人:株式會社Ntt都科摩