專利名稱：一種用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種精確估算接收信噪比的方法，尤其涉及一種用于廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)和單載波系統(tǒng)的自適應(yīng)調(diào)制編碼的接收信噪比估算方法，同時(shí)，本發(fā)明還可直接用于基于循環(huán)前綴的碼分多址(CP-CDMA)系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
用于OFDM(正交頻分復(fù)用)和CP-SC(單載波)系統(tǒng)的自適應(yīng)調(diào)制編碼(AMC)在過(guò)去的很多文獻(xiàn)中都被研究和提出過(guò)。在基于幀的自適應(yīng)調(diào)制編碼中，一幀數(shù)據(jù)的調(diào)制編碼方式(MCS)是不變的，但根據(jù)信道的狀態(tài)信息的不同，幀與幀之間的MCS是改變的。對(duì)于OFDM系統(tǒng)，誤碼率性能主要取決于信噪比最小的那個(gè)子載波。而對(duì)于CP-SC系統(tǒng)，每個(gè)比特的能量都是均勻分布在整個(gè)頻譜上。因此，由衰落性信道造成的嚴(yán)重的頻率衰落對(duì)CP-SC系統(tǒng)的影響并不大。這也就是為什么采用了基于幀的自適應(yīng)調(diào)制編碼的CP-SC系統(tǒng)的吞吐量可以遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)同樣采用了基于幀AMC的OFDM系統(tǒng)。如果對(duì)于OFDM系統(tǒng)的每個(gè)子載波采用不同的MCS，系統(tǒng)的吞吐量可以大大提高，但這需要增加大量的信令冗余，非常不實(shí)際。
廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)(GOFDM)是作為OFDM(正交頻分復(fù)用)和CP-SC(單載波)系統(tǒng)的折中方案而提出的。在GOFDM中，多個(gè)小尺寸的OFDM符號(hào)在時(shí)域進(jìn)行級(jí)聯(lián)組成一個(gè)FFT長(zhǎng)度的GOFDM幀。同樣的，循環(huán)前綴加在每一個(gè)GOFDM幀的前端。在接收端，采用頻域均衡器對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。GOFDM系統(tǒng)可以被看成是傳統(tǒng)的CP-SC系統(tǒng)當(dāng)OFDM符號(hào)的子載波數(shù)為1，也可以被看成OFDM系統(tǒng)當(dāng)OFDM符號(hào)的子載波數(shù)等于FFT的長(zhǎng)度。
廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)(GOFDM)是一個(gè)很好的候選方案，基于對(duì)復(fù)雜度，頻域分集，峰均功率比，尤其是基于幀的AMC。
現(xiàn)有技術(shù)中，對(duì)于廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)因?yàn)樵撓到y(tǒng)沒(méi)有被實(shí)際應(yīng)用，因此還沒(méi)有人提出基于GOFDM的信噪比計(jì)算方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問(wèn)題是提供一種用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，可用于在廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)中精確計(jì)算接收信噪比。
為了解決上述技術(shù)問(wèn)題上，本發(fā)明采用了如下的技術(shù)方案本發(fā)明的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，將接收數(shù)據(jù)表示為含有UH的函數(shù)，其中，U為酉矩陣， 且UHU=UUH=INs×Ns,]]>WNm=1Nm1WNm1-1...WNm1-Nm1WNm2-1...WNm2-Nm............1WNmNm-1...WNmNm·NmNm×Nm,]]>且WNmHWNm=WNmWNmH=INm×Nm;]]>其中，WNm是FFT酉矩陣，也可以是正交Walsh-Hadamad變換矩陣，H表示矩陣的共扼轉(zhuǎn)置。INm×Nm為對(duì)角元素為1的對(duì)角陣。
將上述含有UH的接收數(shù)據(jù)用于計(jì)算信噪比，獲得的信噪比為一個(gè)對(duì)應(yīng)于每個(gè)星座符號(hào)的接收信噪比的向量。


圖1是廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)的發(fā)送裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是廣義頻分復(fù)用系統(tǒng)的接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是多種調(diào)制編碼方式對(duì)應(yīng)的系統(tǒng)吞吐量的仿真性能示意圖。
圖4是采用基于幀的AMC的CP-SC，GOFDM和OFDM的系統(tǒng)吞吐量性能示意圖。
具體實(shí)施例方式
圖1給出了GOFDM系統(tǒng)的發(fā)送接收結(jié)構(gòu)框圖。在發(fā)送端，長(zhǎng)為Ns的數(shù)據(jù)序列被調(diào)制到星座點(diǎn)上，進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換將總長(zhǎng)為Ns的發(fā)送序列d分成K組長(zhǎng)度為Nm的短序列dk，Ns＝Nm×k，0≤k≤K-1。將這些短序列分別做Nm點(diǎn)的IFFT，則得到sk，可以表示為sk=WNmHdk---(1)]]>
其中， WNm是FFT酉矩陣，WNm=1Nm1WNm1-1...WNm1-Nm1WNm2-1...WNm2-Nm............1WNmNm-1...WNmNm·NmNm×Nm,]]>且WNmHWNm=WNmWNmH=INm×Nm.]]>H表示矩陣的共扼轉(zhuǎn)置。INm×Nm為對(duì)角元素為1的對(duì)角陣。然后將sk級(jí)聯(lián)，再并串轉(zhuǎn)換成序列s，s可以表示為s＝UHd(2)其中， 且UHU=UUH=INs×Ns.]]>最后序列s加上循環(huán)前綴后進(jìn)行發(fā)送。
如圖2所示經(jīng)過(guò)信道后在接收端，首先將接收到的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴后得到r，r可以表示為r＝Cs+n(3)＝CUHd+n其中，信道矩陣C是循環(huán)矩陣表示為 andh＝[h0h1…h(huán)l-1]是信道的時(shí)域沖擊響應(yīng)，l為信道階數(shù)，n為高斯白噪聲。另外信道矩陣C還可以表示為C=WNsHHWNs---(4)]]>其中 為Ns×Ns的對(duì)角陣，對(duì)角元素為信道的頻率響應(yīng)，其余為零。WNs為Ns×Ns的FFT酉矩陣。將式(4)代入(3)得到r=CUHd+n]]>=WNsHHWNsUHd+n---(5)]]>去除CP后在時(shí)域得到的接收信號(hào)通過(guò)Ns點(diǎn)FFT可以變換到頻域，R=WNsr]]>=WNs(WNsHHWNsUHd+n)---(6)]]>=HWNsUHd+WNsn]]>1.1迫零(ZF)均衡采用ZF均衡，即將經(jīng)過(guò)Ns點(diǎn)的FFT變換后的數(shù)據(jù)序列R乘以頻率信道矩陣(HHH)-1HHR^=(HHH)-1HHR]]>=(HHH)-1HH(HWNsUHd+WNsn)---(7)]]>=WNsUHd+H-1WNsn]]>再進(jìn)行Ns點(diǎn)的IFFT變換得到 ，表示為r^=WNsHR^]]>=WNsH(WNsUHd+H-1WNsn)---(8)]]>=UHd+WNsHH-1WNsn]]>最后，將 進(jìn)行分組，做Nm點(diǎn)的FFT變換，得到 ，可以表示為d^=Ur^]]>=U(UHd+WNsHH-1WNsn)---(9)]]>=d+UWNsHH-1WNsn]]>因?yàn)閆F均衡是沒(méi)有ISI的，因此接收信噪比可以表示為
SNRZF=σs2·I(UWNsHH-1WNsn)(UWNsHH-1WNsn)H]]>=σs2·IUWNsHH-1WNsn·nHWNsHH-1,HWNsUH---(10)]]>=σs2·IUWNsHσn2(HHH)-1WNsUH]]>其中σn2為噪聲方差，σs2為信號(hào)能量，假定為1。INs×Ns為對(duì)角元素為1的對(duì)角陣。由于W和U都是酉矩陣，因此SNRZF是一個(gè)對(duì)應(yīng)于Ns個(gè)星座符號(hào)的接收信噪比的向量。
1.2最小均方誤差(MMSE)均衡MMSE均衡是將序列R乘以(HHH+Iσn2)-1HH，得到R^=(HHH+Iσn2)-1HHR]]>=(HHH+Iσn2)-1HH(HWNsUHd+WNsn)---(11)]]>=(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+(HHH+Iσn2)-1HHWNsn]]>同樣的，再進(jìn)行Ns點(diǎn)的IFFT變換得到 ，表示為r^=WSsHR^]]>=WSsH((HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+(HHH+Iσn2)-1HHWNsn)---(12)]]>=WNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+WNsH(HHH+Iσn2)-1HHWNsn]]>最后，將 進(jìn)行分組，做Nm點(diǎn)的FFT變換，得到 ，可以表示為d^=Ur^]]>=U(WNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+WNsH(HHH+Iσn2)-1HHWNxn)]]>=UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHWNsn---(13)]]>
其中，第一項(xiàng)是期望的信號(hào)，中間一項(xiàng)是殘余的符號(hào)間干擾ISI，最后一項(xiàng)是加性高斯噪聲。殘余的符號(hào)間干擾和加性噪聲之和記為JJ=σs2(UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH-INs×Ns)(UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH-INs×Ns)H]]>+(UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHWNsn)(UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHWNsn)H]]>=I-UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH---(14)]]>最后接收信噪比可以表示為SNRMMSE=σs2·I-JJ]]>=UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHI-UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH---(15)]]>由于W和U都是酉矩陣，因此SNRMMSE是一個(gè)對(duì)應(yīng)于Ns個(gè)星座符號(hào)的接收信噪比的向量。這種信噪比的分析方法也可以直接用于其他的系統(tǒng)，例如CP-CDMA。對(duì)CP-CDMA而言，唯一的區(qū)別就是將U矩陣替換為正交Walsh-Hadamad變換矩陣。
2.用于幀AMC的接收信噪比基于整個(gè)幀的AMC中，一幀的數(shù)據(jù)采用同一種調(diào)制編碼方式，調(diào)制編碼的選擇是依據(jù)所有可選的調(diào)制編碼方式下，系統(tǒng)在高斯白噪聲環(huán)境中得到的誤碼率或者誤幀率性能，設(shè)定信噪比門(mén)限，利用一幀數(shù)據(jù)的接收信噪比進(jìn)行調(diào)制編碼的選擇。接收信噪比計(jì)算方法如下采用ZF均衡時(shí)，假設(shè)經(jīng)過(guò)星座點(diǎn)調(diào)制的符號(hào)的能量σs2=1,]]>根據(jù)式(10)一幀數(shù)據(jù)的接收信噪比SNRZF_all表示為SNRZF_all=trace(σs2·IUWNsHσn2(HHH)-1WNsUH)]]>=NsΣq=0Ns-1|Hqq|2|Hqq|2+σn2---(16)]]>采用MMSE均衡時(shí)，根據(jù)式(15)，一幀數(shù)據(jù)的接收信噪比SNRMMSE_all表示為
SNRMMSE_all=trace(UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHI-UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH)]]>=Σq=0Ns-1|Hqq|2|Hqq|2+σn2Ns-Σq=0Ns-1|Hqq|2|Hqq|2+σn2---(17)]]>在一個(gè)GOFDM系統(tǒng)中，用于復(fù)用的OFDM符號(hào)長(zhǎng)度Nm＝16，8個(gè)OFDM符號(hào)進(jìn)行復(fù)用，k＝8，組成長(zhǎng)度為Ns＝128的GOFDM幀，采用MMSE均衡。每一幀的MCS方式根據(jù)門(mén)限值由式(17)計(jì)算出來(lái)的SNRMMSE決定。
仿真結(jié)果仿真參數(shù)如表1所示

調(diào)制編碼方式如表2所示


調(diào)制編碼方式對(duì)應(yīng)的信噪比門(mén)限如表3所示

信噪比SNR的門(mén)限設(shè)定式基于在高斯信道下，每一種調(diào)制編碼方式的系統(tǒng)吞吐量的仿真性能，如圖3所示。相鄰兩條曲線的交點(diǎn)就是門(mén)限值。采用基于幀的AMC的CP-SC，GOFDM和OFDM的系統(tǒng)吞吐量性能見(jiàn)圖4，MCS的選擇是根據(jù)式(17)計(jì)算出來(lái)的接收信噪比?？梢悦黠@的看到GOFDM系統(tǒng)的吞吐量介于CP-SC和OFDM之間。
權(quán)利要求
1.一種用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，將接收數(shù)據(jù)表示為含有UH的函數(shù)，U為酉矩陣， 且UHU=UUH=INs×Ns,]]>WNm=1Nm1WNm1.1...WNm1.Nm1WNm2.1...WNm2.Nm............1WNmNm.1...WNmNm.NmNm×Nm]]>，且WNmHWNm=WNmWNmH=INm×Nm]]>；其中，WNm是FFT酉矩陣，也可以是正交Walsh-Hadamad變換矩陣，H表示矩陣的共扼轉(zhuǎn)置。INm×Nm為對(duì)角元素為1的對(duì)角陣。將上述含有UH的接收數(shù)據(jù)用于計(jì)算信噪比，獲得的信噪比為一個(gè)對(duì)應(yīng)于每個(gè)星座符號(hào)的接收信噪比的向量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟在發(fā)送端，長(zhǎng)為Ns的數(shù)據(jù)序列被調(diào)制到星座點(diǎn)上，進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換將總長(zhǎng)為Ns的發(fā)送序列d分成K組長(zhǎng)度為Nm的短序列dk，NS＝Nm×k，O≤k≤K-1，將所述短序列分別做Nm點(diǎn)的IFFT，則得到sk，可以表示為Sk=WNmHdk.]]>
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟將序列sk級(jí)聯(lián)，再并串轉(zhuǎn)換成序列s，s表示為s=UHd。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟在序列s加上循環(huán)前綴后進(jìn)行發(fā)送。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟在接收端，首先將接收到的數(shù)據(jù)去除循環(huán)前綴后得到序列r，r表示為r=WNsHHWNsUHd+n,]]>其中， 為Ns×Ns的對(duì)角陣，對(duì)角元素為信道的頻率響應(yīng)，其余為零，n為高斯白噪聲。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于白適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟將上述去除循環(huán)前綴后的序列通過(guò)Ns點(diǎn)FFT可以變換到頻域，獲得數(shù)據(jù)序列RR=HWNsUHd+WNsn.]]>
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟對(duì)上述數(shù)據(jù)序列R進(jìn)行zF均衡，即將數(shù)據(jù)序列R乘以頻率信道矩陣(HHH)-1HH，獲得R^=WNsUHd+H-1WNsn;]]>再進(jìn)行NS點(diǎn)的IFFT變換得到r^=UHd+WNsHH-1WNsn;]]>將 進(jìn)行分組，做Nm點(diǎn)的FFT變換，得到d^=d+UWNsHH-1WNsn;]]>最后得到接收信噪比為SNRZF=σs2.IUWNsHσn2(HHH)-1WNsUH]]>；其中，σn2為噪聲方差，σs2為信號(hào)能量，假定為1，INs×Ns為對(duì)角元素為1的對(duì)角陣。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，其特征在于，包括步驟對(duì)上述數(shù)據(jù)序列R進(jìn)行MMSE均衡，即將序列R乘以(HHH+Iσn2)-1HH，得到R^=(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+(HHH+Iσn2)-1HHWNsn;]]>再進(jìn)行Ns點(diǎn)的IFFT變換得到 ，表示為r^=WNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHd+WNsH(HHH+Iσn2)-1HHWNsn;]]>將 進(jìn)行分組，做Nm點(diǎn)的FFT變換，得到 ，可以表示為 其中，第一項(xiàng)是期望的信號(hào)，中間一項(xiàng)是殘余的符號(hào)間干擾ISI，最后一項(xiàng)是加性高斯噪聲；殘余的符號(hào)間干擾和加性噪聲之和記為J:J=I-UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH;]]>最后，接收信噪比可以表示為SNRMMSE=UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUHI-UWNsH(HHH+Iσn2)-1HHHWNsUH.]]>
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于自適應(yīng)調(diào)制編碼的信噪比估算方法，將接收數(shù)據(jù)表示為含有U
文檔編號(hào)H04L25/02GK101026433SQ20061002412
公開(kāi)日2007年8月29日 申請(qǐng)日期2006年2月24日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月24日
發(fā)明者唐琳, 楊秀梅, 李明齊, 卜智勇, 張小東, 王海峰 申請(qǐng)人:上海無(wú)線通信研究中心