專利名稱：一種低復(fù)雜度、高性能的gfsk信號(hào)多比特解調(diào)法的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種信號(hào)的解調(diào)方法，尤其涉及一種GFSK信號(hào)多比特解調(diào)方法。
背景技術(shù)：
高斯頻移鍵控(GFSK)調(diào)制是一種節(jié)省帶寬的數(shù)字調(diào)制技術(shù)，被廣泛地運(yùn)用于各種低成本傳輸標(biāo)準(zhǔn)中，如Bluetooth[1]和DECT。工程中，GFSK一般調(diào)制成連續(xù)相位(CPFSK)的形式，這樣可以有效減少旁瓣泄露。
目前已經(jīng)發(fā)展出了多種GFSK信號(hào)的解調(diào)方法。常見(jiàn)的有差分鑒相(Phase-ShiftDiscriminator)，積分檢測(cè)(Quadrature Detector)，頻率反饋(frequency feedback)，過(guò)零檢測(cè)(Zero-Crossing)等。但是由于GFSK信號(hào)是一個(gè)部分響應(yīng)信號(hào)，碼間干擾比較嚴(yán)重，而且與BPSK(二相相移鍵控)等調(diào)制信號(hào)相比，碼間距離小，所以性能相對(duì)較差。一些接收機(jī)中考慮了碼間干擾的影響，對(duì)前一信號(hào)引入的碼間干擾進(jìn)行補(bǔ)償，提高了性能。然而，這種補(bǔ)償也是有限的。盡管如此，上述算法都具有簡(jiǎn)單易行的優(yōu)點(diǎn)。
最大似然算法在將接收機(jī)的性能大大提高的同時(shí)也使得計(jì)算量成指數(shù)增加，對(duì)硬件實(shí)現(xiàn)來(lái)說(shuō)是不可接受的。Vitebi和匹配濾波器陣列(matched filter bank)是兩種最大似然算法的實(shí)現(xiàn)方式。前者要經(jīng)過(guò)較長(zhǎng)的收斂延時(shí)，后者的運(yùn)算量仍然很大。
1995年，Harry Leib在IEEE上發(fā)表了從最大似然算法發(fā)展而來(lái)，用于DPSK(差分相移調(diào)制)信號(hào)解調(diào)的算法Data-Aided Noncoherent Demodulation of DPSK。作者從信號(hào)最佳接收機(jī)最基本的判決變量入手，在假設(shè)N個(gè)接收信號(hào)中有L個(gè)已知的情況下(訓(xùn)練序列或判決反饋)對(duì)判決變量進(jìn)行簡(jiǎn)化。接著，Harry令L＝N-1，從而得到了對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行遞歸判決的方法。具體的遞歸變量和判決變量表示為Z(n-1)＝exp[jc(n-1)]Z(n-2)+y(n-1)；Ai(n,n-1)=2cos[φ^(n)-αi(n)]|y(n)Z*(n-1)|;]]>其中， 是y(n)Z*(n-1)的相位，c(n-1)是前一位解調(diào)數(shù)據(jù)重新調(diào)制后得到的相位。y(n-1)是接收到的采樣信號(hào)
y(n)=∫(n-1)TnTr%(t)dt]]>αi(n)表示數(shù)據(jù)可能被調(diào)至到的相位。對(duì)于DQPSK(四相差分相移鍵控)來(lái)說(shuō)αi(n)有4個(gè)，對(duì)于8DPSK(8相差分相移鍵控)來(lái)說(shuō)，αi(n)有8個(gè)。
將不同的αi(n)帶入Ai(n，n-1)，當(dāng)Ai(n，n-1)取得最大值時(shí)αi(n)所對(duì)應(yīng)的被調(diào)制數(shù)據(jù)就是解調(diào)結(jié)果。很顯然，由于余弦函數(shù)是一個(gè)遞減函數(shù)， 最接近哪一個(gè)αi(n)，解調(diào)結(jié)果就是那個(gè)αi(n)所對(duì)應(yīng)的調(diào)制數(shù)據(jù)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問(wèn)題是提供一種在DPSK信號(hào)的數(shù)據(jù)輔助不相干解調(diào)(Data-aided Noncoherent demodulation)算法的基礎(chǔ)上發(fā)展而來(lái)的低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，為了解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案為一種低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，包括如下步驟步驟1、將頻率調(diào)制時(shí)的頻率變化形式轉(zhuǎn)化成相位變化形式；步驟2、把DPSK調(diào)制解調(diào)方法應(yīng)用于GFSK解調(diào)中；步驟3、將參數(shù)具體化，進(jìn)行迭代判決，從而獲得解調(diào)結(jié)果。
本發(fā)明的方法具有比差分鑒相、積分檢測(cè)、過(guò)零檢測(cè)和頻率反饋等算法更好的性能，運(yùn)算量和復(fù)雜度又大大低于匹配濾波器陣列法。


圖1顯示了在一個(gè)Bluetooth的仿真環(huán)境下，多比特解調(diào)法和其他解調(diào)方法的性能比較。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，包括如下步驟首先，將頻率調(diào)制時(shí)的頻率變化形式轉(zhuǎn)化成相位變化形式GFSK調(diào)制的時(shí)候，比特流數(shù)據(jù){di}，di∈{0，1}轉(zhuǎn)變?yōu)槌掷m(xù)時(shí)間為T的非歸零碼，接著經(jīng)過(guò)高斯濾波器整形為基帶信號(hào)。高斯響應(yīng)的形狀與調(diào)制系數(shù)BT有關(guān)。常用的系數(shù)(如在bluetooth中)為0.5?；鶐Рㄐ慰杀硎緸槭?1)(t)=2EbTexp(jφ(t))]]>φ(t)=2πhΣi=-∞nαi(n)q(t-iT),nT<t<(n+1)T---(1)]]>其中Eb是每bit的能量，αi∈{-1，+1}.相位脈沖q(t)與高斯濾波器的頻率響應(yīng)g(t)有關(guān)q(t)=∫-∞tg(τ)dτ,---(2)]]>g(t)＝g(LT-t)，(3)∫0LTg(τ)dτ=q(LT)=12---(4)]]>L為高斯響應(yīng)的脈沖持續(xù)的bit長(zhǎng)度。將式(2)、(3)和(4)代入式1可得φ(t)=2πhΣi=n-L+1nαi(n)q(t-iT)+πhΣi=-∞n-Lαi(n),nT≤t<(n+1)T---(5)]]>當(dāng)調(diào)制系數(shù)為0.5的時(shí)候，高斯響應(yīng)長(zhǎng)度L可取為3，即碼間干擾只發(fā)生在相鄰的bit之間。如采用頻率和數(shù)據(jù)頻率一樣，即不存在過(guò)采樣，式(5)中有t＝nT。進(jìn)一步，注意到g(t)關(guān)于t＝LT/2對(duì)稱，則式(5)可以進(jìn)行如下簡(jiǎn)化φ(nT)=2πhΣi=n-2nαi(n)q(nT-iT)+πhΣi=-∞n-3αi(n)]]>=πhΣi=-∞n-3αi(n)+2πhαi(n-2)q(2T)+2πhαi(n-1)q(T)+2πhαi(n)q(0)]]>=πhΣi=-∞n-2αi(n)-2πhαi(n-2)q(T)+2πhαi(n-1)q(T)]]>=πhΣi=-∞n-2αi(n)+2πhq(T)(αi(n-2)-αi(n-2))]]>=πhΣi=-∞n-2αi(n)+δΔ---(6)]]>|δΔ|=0;(αi(n-1)·αi(n-2)=1)4πhq(T)≈0.21πh;(αi(n-1)·αi(n-2)=-1)]]>其中，φ(nT)表示在GFSK信號(hào)中由頻率變化所引起的等效相位積累，h是GFSK信號(hào)的調(diào)制系數(shù)αi∈{-1，+1}，q(t)代表相位脈沖波形， 等效于DPSK調(diào)制信號(hào)的累計(jì)相位的形式，δΔ代表φ(nT)與 之間的偏差。如果忽略δΔ的影響，(6)式等效為一個(gè)不相關(guān)的DPSK信號(hào)。
這樣，就可以把DPSK調(diào)制解調(diào)方法應(yīng)用于GFSK解調(diào)中。上述信號(hào)經(jīng)過(guò)高斯白噪聲后的信號(hào)可表示為r％(t)＝s(t)ej(t)+n(t)。其中n(t)代表均值為0的白噪聲，(t)為信道引入的恒定相位變化。已解調(diào)出的相位用k(n)表示，應(yīng)用于DPSK信號(hào)解調(diào)的參數(shù)Z和判決變量Ai可同樣運(yùn)用于此。
Z(n-1)＝exp[jk(n-1)]Z(n-2)+y(n-1)；(7)Ai(n,n-1)=2cos[φ^(n)-πhαi(n)]|y(n)Z*(n-1)|;---(8)]]>其中 代表復(fù)數(shù)y(n)Z*(n-1)的角度，y(n)代表接收到的采樣信號(hào)y(n)=∫(n-1)TnTr%(t)dt,---(9)]]>當(dāng)2cos[φ^(n)-πhα]|y(n)Z*(n-3)|=max[Ai(n-2,n-3)]]]>時(shí)，d(n)＝α。在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)|y(n)Z*(n-3)|為常數(shù)；最后，將參數(shù)具體化，進(jìn)行迭代判決，從而獲得解調(diào)結(jié)果。
在GFSK信號(hào)中α∈{-1，+1}，d(n)可以更直觀的表示為Z(n-3)＝exp[jk(n-3)]Z(n-4)+y(n-1)；φ^(n)=angle[y(n)Z*(n-3)];]]>d(n-2)=sign[sign(φ^(n))+1];]]>k(n-2)=πh×sign[φ^(n)];---(10)]]>其中，其中，Z(n)表示迭代變量， 表示判決變量，d(n)代表判決結(jié)果，即解調(diào)數(shù)據(jù)，k(n)表示一個(gè)輔助迭代變量，y(n)表示接收到的采樣信號(hào)。解調(diào)將以這種迭代的方式實(shí)現(xiàn)。在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，Z(n)的持續(xù)疊加將引入一個(gè)長(zhǎng)度不可預(yù)計(jì)的存儲(chǔ)單元。并且在載波頻率發(fā)生漂移或者經(jīng)過(guò)衰落信道以后，接收到的信號(hào)不再具有r％(t)那樣簡(jiǎn)單的形式。因此導(dǎo)致的錯(cuò)誤判決的影響也會(huì)隨著Z(n)的疊加影響以后所有的判決。因此，一般會(huì)引入一個(gè)遺忘系數(shù)w來(lái)衰減遠(yuǎn)處信號(hào)的影響。即有Z(n-3)＝w·exp[jk(n-3)]Z(n-4)+y(n-1)；本發(fā)明為用于GFSK信號(hào)解調(diào)的通用方法，能用于一切調(diào)制系數(shù)大于等于0.5的GFSK調(diào)制系統(tǒng)，如Bluetooth和DECT技術(shù)等。當(dāng)調(diào)制系數(shù)太小的時(shí)候，碼間干擾的影響顯著地延續(xù)到相鄰的碼元長(zhǎng)度之外，上述分析和方法不再適用。然而，在實(shí)際應(yīng)用中，調(diào)制系數(shù)一般都在0.5附近或以上。因此多比特算法有著很廣的應(yīng)用范圍。
圖1顯示了在一個(gè)Bluetooth的仿真環(huán)境下，多比特解調(diào)法和其他解調(diào)方法的性能比較。這里采用的參數(shù)為BT＝0.5，h＝0.32，w＝0.7。信號(hào)只經(jīng)過(guò)加性高斯自噪聲信道，采樣頻率與數(shù)據(jù)頻率相等。
圖1的7條仿真曲線從上至下依次代表了差分鑒相法，帶有判決反饋相位補(bǔ)償?shù)牟罘骤b相法，覆蓋長(zhǎng)度為3個(gè)比特的匹配濾波器陣列法，覆蓋長(zhǎng)度為5比特的匹配濾波器陣列法，多比特解調(diào)法和覆蓋長(zhǎng)度為7比特的匹配濾波器陣列法。從中可以看出，多比特解調(diào)法的性能大大優(yōu)于簡(jiǎn)單的差分鑒相法(提高了3dB)，接近覆蓋長(zhǎng)度為7比特的匹配濾波器陣列法。
然而，多比特解調(diào)法的計(jì)算量大大小于同等性能的匹配濾波器陣列?，F(xiàn)有技術(shù)給出了不同覆蓋長(zhǎng)度的匹配濾波器陣列的計(jì)算量的估算方法，以實(shí)數(shù)乘法的個(gè)數(shù)為標(biāo)準(zhǔn)2L+2N+2K+3。其中L為脈沖響應(yīng)持續(xù)的比特長(zhǎng)度，對(duì)應(yīng)于GFSK的情況為3；N為過(guò)采樣點(diǎn)數(shù)，對(duì)應(yīng)于現(xiàn)在的例子為1，K為陣列覆蓋的長(zhǎng)度。于是，計(jì)算量的估算可化簡(jiǎn)為min(K2K+2，25N+2K+3)。表1列出了圖1中各種算法的性能和計(jì)算量。從中我們清楚地看到，為達(dá)到相同的性能，匹配濾波器陣列法的計(jì)算量是多比特法的132倍。
表1幾種GFSK信號(hào)解調(diào)算法的性能和計(jì)算量大小

權(quán)利要求
1.一種低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，其特征在于，包括如下步驟步驟1、將頻率調(diào)制時(shí)的頻率變化形式轉(zhuǎn)化成相位變化形式；步驟2、把DPSK調(diào)制解調(diào)方法應(yīng)用于GFSK解調(diào)中；步驟3、將參數(shù)具體化，進(jìn)行迭代判決，從而獲得解調(diào)結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，其特征在于，步驟1中將頻率調(diào)制時(shí)的頻率變化形式轉(zhuǎn)化成相位變化形式的具體方法為φ(nT)=πhΣi=-∞n-2αi(n)+δΔ]]>|δΔ|=0;(αi(n-1)·αi(n-2)=1)4πhq(T)≈0.21πh;(αi(n-1)·αi(n-2)=-1)]]>其中，φ(nT)表示在GFSK信號(hào)中由頻率變化所引起的等效相位積累，h是GFSK信號(hào)的調(diào)制系數(shù)αi∈{-1，+1}，q(t)代表相位脈沖波形， 等效于DPSK調(diào)制信號(hào)的累計(jì)相位的形式，δΔ代表φ(nT)與 之間的偏差。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，所述步驟3中的參數(shù)具體化是指在GFSK信號(hào)中α∈{-1，+1}。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，所述步驟3中進(jìn)行迭代判決的方法具體為Z(n-3)＝exp[jk(n-3)]Z(n-4)+y(n-1)；φ^(n)=∠[y(n)Z*(n-3)];]]>d(n-2)=sign[sign(φ^(n))+1];]]>k(n-2)=πh×sign[φ^(n)];]]>其中，Z(n)表示迭代變量， 表示判決變量，d(n)代表判決結(jié)果，即解調(diào)數(shù)據(jù)，k(n)表示一個(gè)輔助迭代變量，y(n)表示接收到的采樣信號(hào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，其特征在于，在進(jìn)行迭代判決時(shí)引入一個(gè)遺忘系數(shù)W來(lái)衰減遠(yuǎn)處信號(hào)的影響。
全文摘要
本發(fā)明提供一種低復(fù)雜度、高性能的GFSK信號(hào)多比特解調(diào)法，包括如下步驟步驟1、將頻率調(diào)制時(shí)的頻率變化形式轉(zhuǎn)化成相位變化形式；步驟2、把DPSK調(diào)制解調(diào)方法應(yīng)用于GFSK解調(diào)中；步驟3、將參數(shù)具體化，進(jìn)行迭代判決，從而獲得解調(diào)結(jié)果。本發(fā)明的方法具有比差分鑒相、積分檢測(cè)、過(guò)零檢測(cè)和頻率反饋等算法更好的性能，運(yùn)算量和復(fù)雜度又大大低于匹配濾波器陣列法。
文檔編號(hào)H04L27/10GK101047677SQ20061002538
公開(kāi)日2007年10月3日 申請(qǐng)日期2006年3月31日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月31日
發(fā)明者何津津, 崔健, 楊蓮興 申請(qǐng)人:捷頂微電子(上海)有限公司