專利名稱：無線通信設(shè)備和無線通信方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用由一對發(fā)射機(jī)和接收機(jī)(各有多個天線)形成的多個邏輯信道執(zhí)行空間多路復(fù)用通信的無線通信設(shè)備和無線通信方法。特別是，本發(fā)明涉及一種用于MIMO(多輸入多輸出)通信方案的無線通信設(shè)備和無線通信方法，其中基于信道特征，根據(jù)MIMO方案合成空間多路復(fù)用信號并隨后將其逐個流地分離到各信號中。
更具體地說，本發(fā)明涉及使用根據(jù)MMSE(最小均方誤差)算法從估計(jì)信道矩陣H得出的天線加權(quán)矩陣W，通過根據(jù)MIMO方案將其合成在一起來將空間多路復(fù)用信號空間解碼成各流信號的無線通信設(shè)備和無線通信方法。特別是，本發(fā)明涉及一種在采用MMSE算法的MIMO接收機(jī)內(nèi)執(zhí)行精確似然估計(jì)的無線通信設(shè)備和無線通信方法。
背景技術(shù)：
無線網(wǎng)絡(luò)作為使得用戶擺脫了必需使用已知的有線通信方案的線路的系統(tǒng)具有很大的吸引力。與無線網(wǎng)絡(luò)有關(guān)的標(biāo)準(zhǔn)之一是IEEE(電氣和電子學(xué)工程師協(xié)會)802.11。
IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)支持實(shí)現(xiàn)54Mbps的最大通信速度的調(diào)制方案。然而，需要有能實(shí)現(xiàn)更高比特率的無線標(biāo)準(zhǔn)。作為加速無線通信的方法之一，MIMO(多輸入多輸出)通信具有很大的吸引力。MIMO通信是通過向發(fā)射機(jī)和接收機(jī)提供多個天線來實(shí)現(xiàn)空間多路復(fù)用傳輸信道(以下簡稱為“MIMO信道”)的通信。MIMO發(fā)射機(jī)分配發(fā)射數(shù)據(jù)，隨后將所分配的發(fā)射數(shù)據(jù)傳輸給發(fā)射機(jī)的多個天線。MIMO接收機(jī)從多個天線接收空間信號，隨后對這些接收信號執(zhí)行信號處理，由此獲得沒有串?dāng)_(crosstalk)的每個信號(例如，見日本待審專利申請公開No.2002-44051)。
按照MIMO通信方案，在不加寬頻帶的情況下傳輸容量隨天線數(shù)量增多而增大，從而提高了通信速度。此外，由于MIMO通信方案使用了空間多路復(fù)用，因此可以改善頻率使用效率。MIMO通信方案是利用信道特性的通信方案，因此不同于發(fā)送/接收自適應(yīng)陣列通信方案。
圖11為MIMO通信系統(tǒng)的示意圖。如圖11所示，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)各有多個天線。發(fā)射機(jī)通過對數(shù)據(jù)執(zhí)行空間-時間編碼多路復(fù)用多個發(fā)射數(shù)據(jù)。編碼數(shù)據(jù)被分配給M個發(fā)射天線，并隨后發(fā)送到MIMO信道上。接收機(jī)從N個接收天線通過MIMO信道接收信號，并隨后對接收信號執(zhí)行空間-時間解碼，從而可以獲得接收數(shù)據(jù)。所希望的是要形成的MIMO流的數(shù)目對應(yīng)于發(fā)射天線數(shù)或接收天線數(shù)中較小的數(shù)目(MIN[M，N])。
通常，每個MIMO信道具有包括發(fā)射機(jī)和接收機(jī)周圍的無線電波傳播環(huán)境的配置(傳遞函數(shù))和信道空間的配置(傳遞函數(shù))。雖然在多路復(fù)用需從各個天線發(fā)送的信號時出現(xiàn)串?dāng)_，但接收機(jī)可以通過執(zhí)行接收處理正確獲得每個多路復(fù)用信號而沒有串?dāng)_。
MIMO接收機(jī)可以通過以下操作獲得每個流信號x以某種方式獲取信道矩陣H；用信道矩陣H按照預(yù)定算法得到天線加權(quán)矩陣W以及將天線加權(quán)矩陣W乘以每個空間多路復(fù)用接收信號y。也就是說，MIMO接收機(jī)可以對接收信號進(jìn)行空間分離或空間解碼。
x^=Wy...(1)]]>例如，發(fā)射機(jī)發(fā)送包括已知訓(xùn)練序列的基準(zhǔn)信號。利用這個基準(zhǔn)信號，接收機(jī)就可以獲得信道矩陣H。
作為比較簡單的用信道矩陣H得到天線加權(quán)矩陣W的算法，已知有迫零(zero-forcing)算法和MMSE(最小均方誤差)算法。迫零是基于完全消除串?dāng)_的邏輯的方法。但是，MMSE是基于使信號功率與平方誤差(square error)(串?dāng)_功率與噪聲功率之和)之比達(dá)到最大的邏輯的方法。這種MMSE方法引入了接收機(jī)噪聲功率的概念，其中串?dāng)_是為得到天線加權(quán)矩陣W有意產(chǎn)生。對于這兩種算法來說，已知MMSE算法在高噪聲環(huán)境下較為優(yōu)越一些。
通常，在迫零和MMSE算法中，得到在空間解碼后要接收的信號的信號振幅值等于1左右。因此，后空間解碼接收信號的信號振幅值近似等于1。這時，丟失了接收信號的強(qiáng)度信息，亦即偽SNR信息。因此，需為軟判決解碼器提供某種似然信息。
例如，在迫零中，通常用以下的式(2)得到后空間解碼SNR相對估計(jì)。該式基于每個流的加權(quán)向量的平方范數(shù)(square norm)變得等于噪聲功率的增益的事實(shí)以及后空間解碼信號振幅的期望值變得等于1的期望。
SNRZF(l)=1||w·l||2...(2)]]>w·l=[wl1···wln···wlN]...(3)]]>W=[w·1···w·l···w·L]T...(4)]]>其中l(wèi)流序號；L流數(shù)；n接收支路序號；N接收支路數(shù)；W:天線加權(quán)矩陣； 第l個流的天線加權(quán)向量。
式(3)表明第l個流的天線加權(quán)向量是包括第l個流與每個接收支路n之間的天線加權(quán)wln作為元素的向量。式(4)表明天線加權(quán)矩陣W是逐個流地包括天線加權(quán)向量作為行向量的矩陣的轉(zhuǎn)置矩陣。每個流內(nèi)與空間解碼處理關(guān)聯(lián)的增益為這個流的天線加權(quán)向量的平方范數(shù)。在式(2)中，得到空間解碼后第l個流的SNR，作為這個流的天線加權(quán)向量的平方范數(shù)的倒數(shù)。
最后，將以下式(5)所示的SNR估計(jì)的平方根的值發(fā)送給軟判決解碼器作為似然振幅。從式(2)可見，這樣的似然信息是只用天線加權(quán)矩陣來估計(jì)的。
Y=SNRZF(l)...(5)]]>另一方面，在MMSE算法中，在計(jì)算天線加權(quán)矩陣時有意產(chǎn)生串?dāng)_(流之間的干擾)，而空間解碼后信號振幅的期望值不限制為1?？紤]到這些事實(shí)，認(rèn)為難以期望如式(2)所示的從只用天線加權(quán)矩陣得到的似然估計(jì)精確是的。
這種不精確的似然估計(jì)導(dǎo)致軟判決解碼器的解碼特性惡化，因此影響到整個接收機(jī)的性能。

發(fā)明內(nèi)容
希望提供一種使用根據(jù)MMSE算法從估計(jì)信道矩陣H得出的天線加權(quán)矩陣W，優(yōu)選地通過根據(jù)MIMO方案對其進(jìn)行合成來將空間多路復(fù)用信號空間解碼成各流信號的高級無線通信設(shè)備和高級無線通信方法。
還希望提供一種在采用MMSE算法的MIMO接收機(jī)內(nèi)獲得高可靠性的似然估計(jì)，從而防止整個接收機(jī)的性能惡化的高級無線通信設(shè)備和高級無線通信方法。
按照本發(fā)明的實(shí)施例，提供了一種使用多個天線接收其中多個流被空間多路復(fù)用的空間多路復(fù)用信號的無線通信設(shè)備，包括信道矩陣估計(jì)器，用于估計(jì)空間多路復(fù)用信道的信道矩陣；空間解碼器，用于對每個均由對應(yīng)天線接收的接收信號進(jìn)行空間解碼，以便通過從估計(jì)信道矩陣得到天線加權(quán)矩陣并隨后將每個接收信號乘以天線加權(quán)矩陣，將接收信號分離成各流信號；似然信息估計(jì)器，用于使用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率估計(jì)似然信息；以及軟判決解碼器，用于根據(jù)估計(jì)似然信息對每個流信號執(zhí)行軟判決解碼。
本發(fā)明涉及其中一對發(fā)射機(jī)和接收機(jī)(各有多個天線)執(zhí)行空間多路復(fù)用信號的傳輸?shù)腗IMO通信方案。MIMO接收機(jī)可以通過以下操作獲得每個流信號x以某種方式獲取信道矩陣H；按照預(yù)定算法使用信道矩陣H得到天線加權(quán)矩陣W以及將天線加權(quán)矩陣W乘以每個空間多路復(fù)用接收信號y。也就是說，MIMO接收機(jī)可以對接收信號進(jìn)行空間分離或空間解碼。
作為比較簡單的用信道矩陣H得到天線加權(quán)矩陣W的算法，已知有迫零算法和MMSE(最小均方誤差)算法。在這兩個算法中，由于接收信號的強(qiáng)度信息，亦即偽SNR信息，在空間解碼時丟失，因此需為軟判決解碼器提供有效的似然信息。
與迫零算法相比，引入接收機(jī)噪聲功率概念的MMSE算法在高噪聲環(huán)境內(nèi)更為優(yōu)越一些。然而，在MMSE算法中，有意產(chǎn)生串?dāng)_，并且在空間解碼后的信號振幅期望值不限于1。考慮到這些情況，只用天線加權(quán)矩陣得到的似然估計(jì)就成為不精確的。這導(dǎo)致軟判決解碼器的解碼特性的惡化，因此影響到整個接收機(jī)的性能。
因此，在本發(fā)明中，似然信息是根據(jù)諸如估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率這三部分信息較為精確地估計(jì)的。然后，將所估計(jì)的似然信息發(fā)送給軟判決解碼器。具體地說，用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率計(jì)算每個后空間解碼(post-spatial-decoding stream signal)流信號的信號功率S、干擾功率I和噪聲功率N種的每一個。然后，將從S/(I+N)的平方根得出的似然信息發(fā)送給軟判決解碼器。
在空間解碼后包括在每個流中的噪聲功率值可以從這個流的天線加權(quán)向量的平方范數(shù)與包括在前空間解碼信號(pre-spatial-decoding signal)內(nèi)的噪聲功率的乘積得出。
空間解碼后的每個流的信號振幅的期望值可以從這個流的天線加權(quán)向量與信道向量的標(biāo)量積得出。因此，流的真正信號功率估計(jì)可以通過將從每個流的天線加權(quán)向量與信道向量的標(biāo)量積的平方范數(shù)得出的功率值中減去噪聲功率值得出?；蛘?，從平方范數(shù)得出的值可以作為信號功率估計(jì)而不減去噪聲功率值。
空間解碼后的每個流的干擾信號的振幅可以從這個流的天線加權(quán)向量與其他流的信道向量的標(biāo)量積得出。因此，流的干擾信號功率可以從這些標(biāo)量積的平方范數(shù)之和得出。
因此，按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的MIMO接收機(jī)不僅用天線加權(quán)矩陣W而且還用在MMSE處理中的噪聲功率估計(jì)σr2(即，在空間解碼前的接收信號內(nèi)的噪聲功率估計(jì))和估計(jì)信道矩陣直接估計(jì)每個后空間解碼流信號的噪聲功率、信號功率和干擾功率中的每一個，然后從這些估計(jì)得出SINR。因此，從SINR的平方根得出的似然振幅信息可以在軟判決處理中用作高度可靠的似然信息。
似然信息估計(jì)器可以將估計(jì)似然振幅值乘以每個后空間解碼流信號。在這種情況下，可以得到與直接將似然信息發(fā)送給軟判決解碼器類似的效果。
在聯(lián)合使用OFDM通信方案的MIMO通信系統(tǒng)中，空間解碼器通過將每個接收信號乘以天線加權(quán)矩陣將經(jīng)傅里葉變換的接收信號分離為各流信號。在這種情況下，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)不改變。
此外，在本發(fā)明的實(shí)施例中，將可通過空間解碼獲得的每個流信號去映射，隨后通過數(shù)據(jù)合成將去映射的流信號并行-串行變換為一個流信號。在并行-串行變換后的流信號上執(zhí)行軟判決解碼。然而，也可通過對每個流信號執(zhí)行軟判決解碼得到本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)。
按照本發(fā)明的實(shí)施例，提供了一種使用根據(jù)MMSE算法從估計(jì)信道矩陣H得出的天線加權(quán)矩陣W，優(yōu)選地通過根據(jù)MIMO方案對其進(jìn)行合成來將空間多路復(fù)用信號空間解碼成各流信號的高級無線通信設(shè)備和高級無線通信方法。
此外，按照本發(fā)明的實(shí)施例，提供了一種通過在采用MMSE算法的MIMO接收機(jī)內(nèi)獲得高可靠性的似然估計(jì)，防止整個接收機(jī)的性能惡化的高級無線通信設(shè)備和高級無線通信方法。
從以下對本發(fā)明的實(shí)施例和附圖的詳細(xì)說明中可以清楚地看到本發(fā)明的其他一些目的、特征和優(yōu)點(diǎn)。


圖1例示了一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的MIMO發(fā)射機(jī)的配置。
圖2例示了一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的MIMO接收機(jī)的配置。
圖3例示了一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的似然估計(jì)機(jī)制。
圖4例示了另一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的似然估計(jì)機(jī)制。
圖5例示了又一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的似然估計(jì)機(jī)制。
圖6例示了又一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的似然估計(jì)機(jī)制。
圖7例示了遵從IEEE802.11a/g規(guī)范的MMSE-MIMO接收機(jī)的一種PER特性仿真的結(jié)果。
圖8例示了遵從IEEE802.11a/g規(guī)范的MMSE-MIMO接收機(jī)的另一種PER特性仿真的結(jié)果。
圖9例示了遵從IEEE802.11a/g規(guī)范的MMSE-MIMO接收機(jī)的又一種PER特性仿真的結(jié)果。
圖10例示了遵從IEEE802.11a/g規(guī)范的MMSE-MIMO接收機(jī)的又一種PER特性仿真的結(jié)果。
圖11為MIMO通信系統(tǒng)的示意圖。
具體實(shí)施例方式
下面將結(jié)合附圖舉例說明本發(fā)明的實(shí)施例。
本發(fā)明涉及其中一對發(fā)射機(jī)和接收機(jī)(各有多個天線)執(zhí)行空間多路復(fù)用信號的傳輸?shù)腗IMO通信。在MIMO通信方案中，發(fā)射機(jī)分配發(fā)射數(shù)據(jù)，隨后將所分配的發(fā)射數(shù)據(jù)傳輸給發(fā)射機(jī)的多個天線。接收機(jī)從多個天線接收空間信號，隨后對這些接收信號執(zhí)行信號處理，由此獲得沒有串?dāng)_的每個信號。按照MIMO通信方案，在不加寬頻帶的情況下傳輸容量隨天線數(shù)量增多而增大，從而提高了通信速度。此外，由于MIMO通信方案使用了空間多路復(fù)用，因此可以改善頻率使用效率。
圖1和2分別例示了按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的MIMO發(fā)射機(jī)和MIMO接收機(jī)的配置。每個發(fā)射機(jī)和接收機(jī)各有兩個天線，如圖1和2所示，因此形成兩個發(fā)射/接收流。然而，本發(fā)明并不局限于流為兩個。
所例示的通信系統(tǒng)為聯(lián)合使用OFDM調(diào)制方案的MIMO-OFDM(正交頻分多路復(fù)用)通信系統(tǒng)。OFDM調(diào)制方案為多載波傳輸方案，其中每個副載波的頻率設(shè)置成允許每個副載波與在符號段內(nèi)的其他副載波正交。每個副載波與其他副載波正交意味著預(yù)定的副載波的頻譜的峰值點(diǎn)通常與其他副載波頻譜的零點(diǎn)對應(yīng)。按照OFDM調(diào)制方案，頻率使用效率可以非常高，而且可以具有對于頻率選擇性衰落的魯棒性，如在該技術(shù)領(lǐng)域內(nèi)所知。
數(shù)據(jù)產(chǎn)生器100提供的傳輸數(shù)據(jù)在擾碼器102內(nèi)擾碼。隨后，編碼器104對擾碼的傳輸數(shù)據(jù)執(zhí)行糾錯編碼。作為一種編碼器，例如在IEEE802.11a的情況下使用的是R＝1/2、K＝7的卷積編碼器。經(jīng)編碼的信號輸入數(shù)據(jù)分配器106，并隨后分配給每個流。
在每個MIMO發(fā)送流中，穿孔單元108或109按照提供給每個流的數(shù)據(jù)率對發(fā)送信號穿孔(puncture)。交織器110或111交織經(jīng)穿孔的發(fā)送信號。映射器112或113將經(jīng)交織的發(fā)送信號映射入IQ信號空間，從而信號就成為復(fù)基帶信號。IFFT單元114或115將每個安排在頻率域內(nèi)的副載波變換成時間軸信號。防護(hù)插入器116或117將防護(hù)間隔插入時間軸信號。數(shù)字濾波器118或119對信號進(jìn)行頻帶限制。DA變換器120或121將經(jīng)頻帶限制的信號變換成模擬信號。RF單元122或123將模擬信號上變頻到適當(dāng)?shù)念l帶。最后，將經(jīng)上變頻的模擬信號從每個天線發(fā)送給傳播通路。
MIMO接收機(jī)接收通過MIMO信道來的數(shù)據(jù)。RF單元232或233執(zhí)行對接收數(shù)據(jù)的模擬處理。AD變換器230或231將經(jīng)處理的數(shù)據(jù)變換成數(shù)字信號。數(shù)字信號輸入數(shù)字濾波器228或229。同步電路226對信號執(zhí)行諸如分組查找、定時檢測和頻偏補(bǔ)償?shù)奶幚?。防護(hù)撤除器224或225從信號中撤除附著于數(shù)據(jù)傳輸段的頭部的防護(hù)間隔。FFT單元222或223將時間軸信號變換成頻率軸信號。
天線加權(quán)矩陣計(jì)算器218按照例如MMSE算法使用估計(jì)的信道矩陣H計(jì)算天線加權(quán)矩陣W。天線加權(quán)矩陣乘法器216通過用天線加權(quán)矩陣W與原是接收信號進(jìn)行矩陣相乘對空間多路復(fù)用信號進(jìn)行解碼，從而按流得到獨(dú)立的信號序列。
在這個實(shí)施例中，用信道矩陣H、在MIMO處理段300內(nèi)獲得的天線加權(quán)矩陣W以及包含在前空間解碼接收信號內(nèi)的噪聲功率的噪聲功率估計(jì)σr2得到軟判決解碼所需的似然信息。這一點(diǎn)在下面還要詳細(xì)說明。
信道等效電路214按流對信號序列執(zhí)行剩余頻偏補(bǔ)償、信道跟蹤等。去映射器212或213將處在IQ信號空間內(nèi)的接收信號去映射。去交織器210或211對經(jīng)去映射的信號去交織。去穿孔單元208或209以預(yù)定的數(shù)據(jù)率將經(jīng)去交織的信號去穿孔。數(shù)據(jù)合成器206按MIMO接收流將接收信號合成為流。在這個數(shù)據(jù)合成處理中，執(zhí)行在發(fā)射機(jī)內(nèi)所執(zhí)行的數(shù)據(jù)分配的精確逆操作。解碼器204按照軟判決處理對所合成的信號執(zhí)行糾錯解碼。去擾碼器202將經(jīng)糾錯解碼的信號去擾碼。通過以上這些過程，數(shù)據(jù)獲取單元200獲得所接收的數(shù)據(jù)。
可以考慮一些在信道估計(jì)器220內(nèi)獲取信道矩陣H的方法。然而，在這個實(shí)施例中，所用的是時分方法，其中發(fā)射機(jī)按照時分方法逐個發(fā)射天線地發(fā)送訓(xùn)練信號，而接收機(jī)根據(jù)每個接收天線接收到的訓(xùn)練信號得到信道矩陣H。在按照時分方法發(fā)送訓(xùn)練信號時，可以執(zhí)行音調(diào)交織操作，其中插入每個MIMO信道的訓(xùn)練信號的位置在每個副載波內(nèi)改變。然而，由于獲取信道矩陣H的方法不直接與本發(fā)明相關(guān)，因此不作更進(jìn)一步的說明。
作為在天線加權(quán)矩陣計(jì)算器218用信道矩陣H得到天線加權(quán)矩陣W的一種比較簡單的算法，采用MMSE算法。MMSE方法是基于使信號功率與平方誤差(串?dāng)_功率與噪聲功率之和)的比最大的邏輯的方法。MMSE算法引入接收機(jī)的噪聲功率的概念，其中有意產(chǎn)生串?dāng)_以得到天線加權(quán)矩陣W。因此MMSE算法適合于高噪聲環(huán)境。
然而，在MMSE算法中，通常，得到在空間解碼后接收信號的信號振幅值等于1左右。因此，后空間解碼信號振幅的值近似為1左右。在空間解碼時，丟失了接收信號的強(qiáng)度信息，亦即偽SNR信息。因此，需為軟判決解碼器提供有效的似然信息。此外，在MMSE算法中，串?dāng)_是有意產(chǎn)生的，并且后空間解碼信號振幅的期望值不限于1。因此，按照已知的似然估計(jì)方法只用天線加權(quán)矩陣得到的似然估計(jì)就成為不精確的。
因此，在這個實(shí)施例中，似然信息是根據(jù)諸如估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率這三部分信息較為精確地估計(jì)的。然后，將所估計(jì)的似然信息發(fā)送給軟判決解碼器204。具體地說，用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率計(jì)算每個后空間解碼流信號的信號功率S、干擾功率I和噪聲功率N中的每一個。然后，將從S/(I+N)的平方根得出的似然信息發(fā)送給軟判決解碼器204。
圖3例示了一種按照本發(fā)明的實(shí)施例設(shè)計(jì)的似然估計(jì)機(jī)制。
天線加權(quán)矩陣計(jì)算器218通過例如對在信道估計(jì)器220內(nèi)估計(jì)的信道矩陣H執(zhí)行逆(inverse)矩陣操作得到天線加權(quán)矩陣W。天線加權(quán)矩陣乘法器216對來自對應(yīng)天線的接收信號1和2空間解碼，以便通過將它們乘以天線加權(quán)矩陣將它們分離成逐個流的信號。去映射器212或213將處在IQ信號空間內(nèi)的接收信號去映射，從而得到原始數(shù)據(jù)序列。數(shù)據(jù)合成器206逐個流地對這些數(shù)據(jù)序列執(zhí)行并行-串行變換。軟判決解碼器204對所得到的串行數(shù)據(jù)序列執(zhí)行軟判決解碼。
在這個實(shí)施例中，似然估計(jì)器具有諸如估計(jì)信道矩陣H、天線加權(quán)矩陣W和估計(jì)噪聲功率σr2這三部分信息的輸入。用這些值，似然估計(jì)器直接估計(jì)每個后空間解碼流信號的噪聲功率、信號功率和干擾功率中的每一個，然后再用這些估計(jì)得到一個SINR。
SINRMMSE(l)=S^lI^l+N^l...(6)]]>然后，似然估計(jì)器將從所計(jì)算的SINR的平方根得出的似然振幅信息提供給軟判決解碼器204。
Y=SINRMMSE(l)...(7)]]>用于使用估計(jì)信道矩陣H、天線加權(quán)矩陣W和估計(jì)噪聲功率σr2的輸入直接得到噪聲功率、信號功率和干擾功率中每一個的計(jì)算式如下N^l=||w·l||2σr2...(8)]]>S^l=||w·l·h·l||2-N^l···(9)]]>I^l=Σi=1(i≠l)L(||w·l·h·l||2)...(10)]]>h·l=[h1l···hnl···wNl]...(11)]]>H=[h·1T···h·lT···h·NT]...(12)]]>其中σr2空間多路復(fù)用信號的估計(jì)噪聲功率；H估計(jì)信道矩陣。
σr2表示前空間解碼接收信號中包括的噪聲功率。每個流內(nèi)與空間解碼處理關(guān)聯(lián)的增益為這個流的天線加權(quán)向量的平方范數(shù)。因此在式(8)中，空間解碼后的每個流內(nèi)包含的噪聲功率值通過從這個流的天線加權(quán)向量的平方范數(shù)與包括在前空間解碼信號內(nèi)的噪聲功率的積得出。
式(11)表明第l個流的信道向量是包括每個接收支路n與第l個流之間的信道估計(jì)hnl作為元的向量。式(12)表明信道矩陣H是包括逐個流的信道向量的轉(zhuǎn)置向量作為列向量的矩陣?？臻g解碼后的每個流的信號振幅的期望值可以從天線加權(quán)向量與這個流的信道向量的標(biāo)量積得出。雖然標(biāo)量積的平方范數(shù)是空間解碼后的每個流的信號功率，但這個信號功率值還包括噪聲功率。因此，在式(9)中，通過將從標(biāo)量積的平方范數(shù)計(jì)算出的功率值減去用式(8)得到的噪聲功率值得到真正的流的信號功率估計(jì)?；蛘?，也可以就省去這個減去噪聲功率的操作。
空間解碼后的每個流的干擾信號的振幅可以從這個流的天線加權(quán)向量與其他流的信道向量的標(biāo)量積得出。因此，在式(10)中，流的干擾信號功率從這些標(biāo)量積的平方范數(shù)之和得出。
將分別用式(8)、(9)和(10)得到的噪聲功率、信號功率和干擾功率代入式(6)，就可以得到在按照MMSE算法獲取天線加權(quán)矩陣時的適當(dāng)?shù)腟INR值。如式(7)所示，從SINR的平方根得出的似然振幅可以作為高度可靠的似然信息。因此，即使在有意產(chǎn)生串?dāng)_的MMSE算法的情況下，也可以將相對高度可靠的似然信息發(fā)送給軟判決解碼器204，從而可以防止整個接收機(jī)的性能惡化。
圖4例示了一種對似然估計(jì)機(jī)制的示范性修改。在圖3所示的例子中，似然估計(jì)器直接將估計(jì)似然振幅值發(fā)送給處在下一級的軟判決解碼器204。但是，在圖4中，將每個后空間解碼流信號乘以估計(jì)似然振幅值。在這種情況下，可以達(dá)到與直接將值發(fā)送給軟判決解碼器204類似的效果。
如圖1和2所示，按照這個實(shí)施例設(shè)計(jì)的MIMO通信系統(tǒng)聯(lián)合使用了OFDM通信方案。在這種情況下，如圖5所示，對被執(zhí)行了FFT的接收信號執(zhí)行空間解碼。然而，在這種情況下，本發(fā)明的這些優(yōu)點(diǎn)不變。
圖6例示了另一種對似然估計(jì)機(jī)制的示范性修改。在圖3、4和5所示的例子中，將可通過空間解碼得到的各流信號去映射，隨后通過數(shù)據(jù)合成將其并行-串行變換為流信號。然后，對所合成的數(shù)據(jù)執(zhí)行軟判決解碼。但是，如圖6所示，對每個流信號執(zhí)行軟判決解碼。在這種情況下，可以類似地得到本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)。
最后，圖7至10例示了一些示范性的模擬結(jié)果，以例證本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)。這些結(jié)果是遵從IEEE802.11a/g規(guī)范(副載波間距為312.5KHz、副載波數(shù)為52的OFDM調(diào)制方案)的MMSE-MIMO接收機(jī)的PER(分組出錯率)特性的計(jì)算結(jié)果。
圖7例示了有兩個發(fā)射天線和兩個接收天線(即，兩個流)的QPSK的結(jié)果。圖8例示了有四個發(fā)射天線和四個接收天線(即，四個流)的QPSK的結(jié)果。圖9例示了有兩個發(fā)射天線和兩個接收天線(即，兩個流)的BPSK的結(jié)果。圖10例示了有四個發(fā)射天線和四個接收天線(即，四個流)的BPSK的結(jié)果。分組長度為1000字節(jié)，用來模擬的信道模型為在IEEE802.11n中所規(guī)定的信道D。從各圖可見，在采用按照這個實(shí)施例所建議的似然估計(jì)方法(建議)的情況下，在PER＝1％處比傳統(tǒng)的似然估計(jì)方法(傳統(tǒng))可以改善1.5-5dB左右。
以上結(jié)合本發(fā)明的一些具體實(shí)施例對本發(fā)明作了說明。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員在不背離本發(fā)明的精神實(shí)質(zhì)和專利保護(hù)范圍的情況下顯然可以對本發(fā)明進(jìn)行種種修改和替換。
在本說明書中，主要說明了將本發(fā)明應(yīng)用于采用MMSE算法來獲取天線加權(quán)矩陣的MIMO通信系統(tǒng)的實(shí)施例。然而，本發(fā)明并不局限于這個實(shí)施例。在采用其他用于獲得天線加權(quán)的考慮噪聲功率的MIMO通信系統(tǒng)中也可以獲得本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)。
也就是說，雖然本發(fā)明是以實(shí)施例為例進(jìn)行說明的，但不應(yīng)該將本發(fā)明視為局限于這個實(shí)施例。本發(fā)明的精神實(shí)質(zhì)由以下權(quán)利要求書給出。
權(quán)利要求
1.一種使用多個天線接收其中多個流被空間多路復(fù)用的空間多路復(fù)用信號的無線通信設(shè)備，包括信道矩陣估計(jì)器，用于估計(jì)空間多路復(fù)用信道的信道矩陣；空間解碼器，用于對每個均由對應(yīng)天線接收的接收信號進(jìn)行空間解碼，以便通過從估計(jì)信道矩陣得到天線加權(quán)矩陣并隨后將每個接收信號乘以天線加權(quán)矩陣，將接收信號分離成各流信號；似然信息估計(jì)器，用于使用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率估計(jì)似然信息；以及軟判決解碼器，用于根據(jù)估計(jì)似然信息對每個流信號執(zhí)行軟判決解碼。
2.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中空間解碼器按照基于使信號功率與平方誤差的比值最大的邏輯的MMSE(最小均方誤差)算法得到天線加權(quán)矩陣。
3.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中似然信息估計(jì)器使用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率計(jì)算每個后空間解碼流信號的信號功率S、干擾功率I和噪聲功率N中的每一個，并隨后將從S/(I+N)的平方根得到的似然振幅信息發(fā)送給軟判決解碼器。
4.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中似然信息估計(jì)器通過將流的天線加權(quán)向量的平方范數(shù)乘以包括在前空間解碼接收信號中的噪聲功率的值，得到包括在每個后空間解碼流中的噪聲功率的值。
5.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中似然信息估計(jì)器通過從由流的天線加權(quán)向量與信道向量的標(biāo)量積的平方范數(shù)得到的功率值減去噪聲功率值，得到每個后空間解碼流的真正信號功率估計(jì)。
6.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中似然信息估計(jì)器從流的天線加權(quán)向量與其他流的信道向量的標(biāo)量積的平方范數(shù)的總和得到每個后空間解碼流的干擾信號功率值。
7.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中似然信息估計(jì)器通過將估計(jì)似然振幅值乘以每個后空間解碼流信號，將似然信息發(fā)送給軟判決解碼器。
8.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中通過對應(yīng)天線接收的每個接收信號為映射到在頻率軸上彼此正交的多個副載波上的OFDM調(diào)制信號；所述無線通信設(shè)備還包括傅里葉變換器，用于對每個接收信號進(jìn)行傅里葉變換，以便將時間軸信號變換為頻率軸信號；以及其中空間解碼器通過將每個接收信號乘以天線加權(quán)矩陣，將傅里葉變換后的每個接收信號分離成各流信號。
9.按照權(quán)利要求1所述的無線通信設(shè)備，其中似然信息估計(jì)器從流的天線加權(quán)向量與信道向量的標(biāo)量積的平方范數(shù)得出每個后空間解碼流的真正信號功率估計(jì)。
10.一種使用多個天線接收其中多個流被空間多路復(fù)用的空間多路復(fù)用信號的無線通信方法，包括步驟估計(jì)空間多路復(fù)用信道的信道矩陣；對每個均由對應(yīng)天線接收的接收信號進(jìn)行空間解碼，以便通過從估計(jì)信道矩陣得到天線加權(quán)矩陣并隨后將每個接收信號乘以天線加權(quán)矩陣，將接收信號分離成各流信號；通過使用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率計(jì)算每個后空間解碼流信號的信號功率S、干擾功率I和噪聲功率N中的每一個，來估計(jì)似然信息；并隨后得到S/(I+N)的平方根作為似然信息；以及根據(jù)估計(jì)似然信息對每個流信號執(zhí)行軟判決解碼。
全文摘要
本發(fā)明揭示了一種使用多個天線接收其中多個流被空間多路復(fù)用的空間多路復(fù)用信號的無線通信設(shè)備，包括信道矩陣估計(jì)器，用于估計(jì)空間多路復(fù)用信道的信道矩陣；空間解碼器，用于對每個均由對應(yīng)天線接收的接收信號進(jìn)行空間解碼，以便通過從估計(jì)信道矩陣得到天線加權(quán)矩陣并隨后將每個接收信號乘以天線加權(quán)矩陣，將接收信號分離成各流信號；似然信息估計(jì)器，用于使用估計(jì)信道矩陣、天線加權(quán)矩陣和估計(jì)噪聲功率估計(jì)似然信息；以及軟判決解碼器，用于根據(jù)估計(jì)似然信息對每個流信號執(zhí)行軟判決解碼。
文檔編號H04L25/02GK1841986SQ20061006834
公開日2006年10月4日 申請日期2006年3月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月29日
發(fā)明者黒田慎一 申請人:索尼株式會社