專利名稱：信號傳輸方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種向半導體裝置傳送數據用于控制該半導體裝置的方法。
背景技術：
圖8為一種其中主CPU控制半導體裝置的系統(tǒng)的方框圖?，F(xiàn)參見圖8，主CPU 50控制開關51將來自電池52的輸出提供給電源線53。主CPU 50通過信號線54與另一主CPU 55和副CPU 56通信。主CPU 50將控制數據傳送至DC/DC轉換器控制IC57、液晶驅動器控制IC 58、RAM 59、顯示控制IC 60和這種半導體裝置以控制該半導體裝置的操作。
圖9為一種其中電源管理控制器61控制DC/DC轉換器的系統(tǒng)的方框圖。在圖9中，圖8中所使用的相同的標號被用于指定相同的構件且為了簡化省略對它們的重復說明?，F(xiàn)參見圖9，DC/DC轉換器62-67將各自相互不同的電壓輸出至其它半導體裝置。電源管理控制器61通過信號線54將控制數據傳送至DC/DC轉換器62-67以控制DC/DC轉換器62-67的操作。
對于用于圖8和9中的信號線的接口規(guī)格，已提出了IIC、SPI和微LAN。然而，提出的接口規(guī)格必需對每一種信號采用專用的線，例如，時鐘(CLK)線、數據(D)線、芯片啟動(CE)線、和寫/讀(W/R)線。對于手提電話機和這種其中使用了越來越多的半導體裝置的電子設備，為上述專用信號線在其印刷電路板上占用更大的布線面積是不可避免的。因為使用一個單獨的頻率，所提出的接口易受到噪聲的不利影響，造成低耐噪聲能力。因為信號振幅在提出的接口中為電源電壓，引起許多輻射噪聲，還對手提電子設備的小型化產生威脅。
為了消除低耐噪聲能力的問題，提出了一種使用擴展碼序列的擴展頻譜通信(對照下列非專利文獻1和2)。
現(xiàn)在，將在下面簡要說明該擴展頻譜通信。擴展碼序列為以PN碼長的周期重復的偽隨機數碼組，即偽噪聲(PN)碼組。擴展碼序列的特征在于其與其它擴展碼的低相關性。現(xiàn)假設擴展碼長為n位。構成擴展碼PN1和PN2的n位數據分別由b11，b12，...和b1n；以及b21，b22，...和b2n指定(b1i和b2i為0或1)。擴展碼PN1和PN2的相關值由i＝1-n時b1i和b2i的異或的和(b1i和b2i相等時為0，b1i和b2i不相等時為1)定義。當PN1＝PN2時，相關值為0。當PN1＝-PN2時，相關值為n，其中-PN2通過反轉PN2每位b2i的0或1來獲取。當PN1和PN2為不同的擴展碼時，相關值為n/2或接近n/2。當相關值為0或n時，相關性高。當相關值為n/2或接近n/2時，相關性低。擴展碼序列包括M組和Gold信號組。通過使用移位寄存器容易取得用于產生M組的電路。
現(xiàn)在參照圖10說明使用擴展碼的通信。在圖10中，示出要傳送的數據DATA1和擴展碼PN1。擴展碼PN1是比數據DATA1快得多的信號。用擴展碼PN1調制數據DATA1并從調制器68傳送它。實際上，調制器68對數據DATA1和擴展碼PN1進行異或運算以取得數據DATA2并輸出該數據DATA2。在實際傳送的數據DATA2中，其與數據DATA1的原始H部分相對應的部分為-PN1，而其與數據DATA1的原始L部分相對應的部分為PN1。在解調器69中，用擴展碼PN1對傳送的數據DATA2解調。實際上，計算數據DATA2與每一位擴展碼的異或的和。當和等于或高于第一預定值時，確定H被作為數據傳送。當和等于或低于第二預定值時，確定L被作為數據傳送。當和為第一和第二預定值之間的中間值時，確定該數據不是被傳送至相關接收器的數據。如前面關于相關性的說明所指出的，當將同一擴展碼PN1用在發(fā)送和接收方時，在接收方上再現(xiàn)發(fā)送的數據DATA1。當在發(fā)送和接收方分別使用不同擴展碼時，不在接收方再現(xiàn)發(fā)送的數據DATA1。因此，接收方用其擴展碼確定所發(fā)送的數據是否指向其。具體地說，當可以用接收方自己的擴展碼解調發(fā)送的數據DATA2時，無疑能確定發(fā)送的數據DATA2指向有關接收方。當不能用接收方自己的擴展碼解調發(fā)送的數據DATA2時，無疑能確定發(fā)送的數據DATA2指向其它接收方。因為擴展頻譜通信計算擴展碼長的和，即使在發(fā)送的數據DATA2中引起了部分錯誤，也可能再現(xiàn)數據DATA1。因此，擴展頻譜通信的特征在于其高耐噪聲能力。
然而，因為非專利文獻1中所述的使用碼分多址(下文稱為“CDMA”)的有線通信接口必需采用三條通信線路，包括兩條數據線和一條時鐘線，沒有消除布線面積問題。
為了消除布線面積問題，本發(fā)明人已在專利文獻1中提出了一種將擴展碼疊加到要發(fā)送的數據上來準備信號并將所準備的信號疊加到電源線上以發(fā)送所準備的信號的信號傳輸方法?，F(xiàn)在，將在下面簡要地說明在專利文獻1中提出的信號傳輸方法。
圖11為說明根據在專利文獻1中公開的已有技術的一個實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。如下所述，圖11為同樣說明根據本發(fā)明的一個實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。在圖11中，控制電路1中包括接收來自電池2的輸出的擴展頻譜PWM DC/DC轉換器并將包括其上疊加有信號的電源電壓Vreg饋送至電源總線(輸出線)3?？刂齐娐?中還包括總線控制器?？刂齐娐?還與主CPU通信。用于產生2.5V電源的DC/DC轉換器控制IC、液晶驅動器控制IC 5、顯示控制IC 6和RAM 7與電源總線3連接。在上述半導體裝置和控制電路1之間，連接用于傳送同步信號的同步信號線8。通過同步信號線8，將用于與疊加在電源總線3上的數據同步的信號(例如，指示數據傳送開始的信號)從控制電路1傳送至每一半導體裝置。
圖12為說明根據在專利文獻1中公開的已有技術的另一實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。以與圖11相同的方式，圖12是同樣說明根據本發(fā)明的一個實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。在圖12中，控制電路1A中不包括任何總線控制器但其中包括電源管理控制器。由圖12中的第三、第四和第五DC/DC轉換器控制IC 13、14和15取代圖11中的液晶驅動器控制IC 5、顯示控制IC 6和RAM 7。在圖12中所描述的電路中，控制電路1A中的電源管理控制器用疊加在電源總線3上的控制信號控制DC/DC轉換器控制IC。
圖13中示出圖11和12中擴展頻譜PWM DC/DC轉換器的配置例子。在圖13中，P型MOS晶體管PMOS1、N型MOS晶體管NMOS1、電感器L、電容器C0、電阻器R1和R2、比較器CMP1和CMP2、參考電壓Vref、振蕩器電路OSC和驅動電路10構成同步通信類型的通常降壓DC/DC轉換器。P型MOS晶體管PMOS1的源極與電源VDD(對應于電池2的輸出)連接。P型MOS晶體管PMOS1的漏極與N型MOS晶體管NMOS1的漏極和電感器L的一端相連。N型MOS晶體管NMOS1的源極與接地電位(GND)連接。電感器L的另一端與電容器C0的一端和電阻器R1和R2的串聯(lián)連接的一端連接。電感器L的另一端用于將規(guī)定的電源電壓Vreg饋送至電源總線3的輸出饋線。電阻器R1和R2的接點與用于饋送反饋信號Vfb的比較器CMP1的倒相輸入端連接，用于反饋輸出電源電壓Vreg。參考電壓Vref與比較器CMP1的非倒相輸入端連接。根據比較反饋信號Vfb和參考電壓Vref的結果，將誤差信號Verr從比較器CMP1輸出至CMP2的非倒相輸入端。從振蕩器電路OSC輸出的三角波Vosc與比較器CMP2的倒相輸入端連接。根據比較誤差信號Verr和三角波Vosc的結果從比較器CMP2輸出驅動信號Vdrv并將其與驅動電路10連接。驅動電路10導通和截止晶體管PMOS1和NMOS1以穩(wěn)定輸出電壓Vreg，以使反饋信號Vfb可等于參考電壓Vref。
如果以與從要傳送的數據DATA1產生傳送的(已調制的)數據DATA2相同的方式用擴展碼調制要傳送的數據來產生經調制的數據并根據經調制的數據控制振蕩器電路OSC的振蕩頻率(振蕩周期)，則可以以DC/DC轉換器的開關頻率(開關周期)傳送數據。開關頻率作為電源總線3上的脈動分量進行觀察。在圖14中所示的接收方，用電容器C1取出電源總線3上的脈動分量用于截除DC分量。取出的脈動分量用放大器AMP1放大并由解調器電路12使用擴展碼PN解調。當相關高時，指向接收方上的半導體裝置11的數據被再現(xiàn)。當相關低時，確定所傳送的數據指向其它半導體裝置。解調結果被傳送至半導體裝置11。如果所傳送的數據為指向半導體裝置11的控制信號，則半導體裝置11進行由所述控制信號指示的操作。
現(xiàn)在將參照圖15說明圖13中振蕩器電路OSC的配置?，F(xiàn)參見圖15，振蕩器電路OSC包括恒流電路20、21、30和31；P型MOS晶體管PMOS2；N型MOS晶體管NMOS2；開關SW1和SW2；電容器CT；比較器CMP3和CMP4；參考電壓Vou和Vol；和觸發(fā)器FF1。P型MOS晶體管PMOS2的源極與恒流電路20連接并通過開關SW1與恒流電路21連接。N型MOS晶體管NMOS2的源極與恒流電路30連接并通過開關SW2與恒流電路31連接。MOS晶體管PMOS2和NMOS2的漏極相互連接，與電容器CT的一端連接，與比較器CMP3的非倒相輸入端連接，并與比較器CMP4的倒相輸入端連接。因為觸發(fā)器FF1的輸出Q與MOS晶體管PMOS2和NMOS2的柵極相連，MOS晶體管PMOS2和NMOS2執(zhí)行相互互補的操作。參考電壓Vou與比較器CMP3的倒相輸入端連接。參考電壓Vol與比較器CMP4的非倒相輸入端連接。參考電壓Vou高于參考電壓Vol。來自比較器CMP3的輸出與觸發(fā)器FF1的置位輸入端S連接。來自比較器CMP4的輸出與觸發(fā)器FF1的復位輸入端R連接。因為MOS晶體管PMOS2和NMOS2以相互互補的方式工作，在P型MOS晶體管PMOS2為導通時，僅通過接觸電流電路20或通過恒流電路21和21為電容器CT充電，且電容器CT的積分值，即振蕩器電路的三角波輸出Vosc，保持上升。當N型MOS晶體管NMOS導通時，僅僅通過接觸電流電路30或通過恒流電流30和31為電容器CT放電，且電容器CT的積分值，即振蕩器電路的三角波輸出Vosc，保持下降。當輸出Vosc高于參考電壓Vou而輸出Vosc上升時，來自比較器CMP3的輸出變成H。當來自比較器CMP3的輸出變成H時，對觸發(fā)器FF1置位以使其輸出Q為H，導通N型MOS晶體管NMOS2，且輸出Vosc開始下降。當輸出Vosc低于參考電壓Vol時，來自比較器CMP4的輸出變成H。當來自比較器CMP4的輸出變成H時，觸發(fā)器FF1被復位以使其輸出Q為L，導通P型MOS晶體管PMOS2，且輸出Vosc開始再次上升。因此，振蕩器電路的輸出Vosc是在參考電壓Vou和Vol之間振蕩的三角波。三角波輸出Vosc的振蕩周期取決于電容器CT充電和放電時的恒流值。如果通過切換開關SW1和SW2使電容器CT充電和放電時的電流值增加使得增加的電流值高于其中開關SW1和SW2斷開的標準狀態(tài)中的電流值，則將縮短振蕩周期。如果由i20、i21、i30和i31指定流過恒流電路20、21、30和31的恒流值，設置成i20≥i21且i30≥i31將是有效的。通過設置成i20≥i21且i30≥i31，基頻由i20和i31確定且即使增加了i21和i31振蕩頻率也不會與基頻偏離太多。
如果將通過用擴展碼調制要傳送的數據所取得每一位傳送的(經調制的)數據以響應于信號SEL的L/H導通和斷開開關SW1和SW2的方式被用于控制開關SW1和SW2的信號SEL，則可以響應于傳送的數據的L/H改變開關周期。如果當傳送的數據位為L時開關SW1和SW2導通而當傳送的數據位為H時斷開，則位的L/H將對應于將疊加在電源線上的短/長振蕩周期。這些操作由圖16中的時序圖說明?；蛘撸_關SW1和SW2可以在傳送的數據位為H時導通而當傳送的數據位為L時斷開。
圖16示出振蕩器電路OSC的輸出Vosc的約三個周期的信號。實線表示其周期對于開關SW1和SW2斷開的振蕩器輸出Vosc的三個周期長的信號。虛線表示其周期對于開關SW1和SW2導通的振蕩器輸出Vosc的第二周期(第二波峰)短的信號。在比較器CMP2中將振蕩器輸出Vosc與來自比較器CMP1的誤差信號Verr相比較，且從比較器CMP2輸出一個當Verr＞Vosc時為高的驅動信號Vdrv。當振蕩器輸出Vosc的周期對于所有三個周期為長，即傳送的數據的所有相對應的三個位為H，如實線所示，則驅動信號Vdrv的周期為長t0。當傳送的數據的第二位為L時，如由虛線所示，驅動信號Vdrv的周期為比t0短的t1或t2。當驅動信號Vdrv為H時，圖13中的P型MOS晶體管PMOS1導通且為電容器C0充電的充電電流iL增加。當驅動信號Vdrv為L時，圖13中的N型MOS晶體管NMOS1導通且為電容器C0充電的充電電流iL降低，獲得圖16所示的波形iL?，F(xiàn)在，饋送至圖13中未示出的負載的負載電流的平均值由ioave指定。當iL＞ioave時，圖13中的電容器C0充電，使電容器的積分電壓值上升。當iL＜ioave時，圖13中的電容器C0放電，使電容器C0的積分電壓值下降。因此，取得規(guī)定的電源電壓Vreg，其波形在圖16中示出。圖16所示的規(guī)定的電源電壓Vreg的波形為可觀察的脈動波形。嚴格來講，不可用直線來描述Vreg波形。然而，為了簡便用直線描述Vreg波形。當振蕩器輸出Vosc的周期對于由實線描述的三個周期為長時，規(guī)定的電源電壓Vreg的脈動周期同樣為t0。當振蕩器輸出Vosc的周期對于由虛線描述的第二周期為短時，規(guī)定的電源電壓Vreg的脈動周期為比t0短的t3或t4。如果圖14中的解調器電路12通過監(jiān)控經由電容器C1和放大器AMP1所獲取的脈動信號周期來確定傳送的數據的0/1并將擴展碼PN應用于所取得的結果，則解調器電路12將可以確定傳送的數據是不是指向它的并對指向其的數據進行解調。
因為相關接收器可能根據上述疊加在電源上的數據確定數據是否指向它，已有技術要求采用的數據線和芯片啟動(CE)線變得不必要了從而可減小布線面積。因為以脈動的形式數據且因為脈動振幅不大，可以降低由數據傳輸引起的輻射噪聲。因為經調制的數據通過多個傳送的數據位和多個擴展碼位之間的相關性來確定，所以取得了高耐噪聲能力。
根據在專利文獻1中公開的發(fā)明，將擴展碼疊加在要傳送的數據上并根據經調制的數據改變開關電源的開關周期，以使得可以通過上述電源總線將數據傳送至多個半導體裝置。因此，用于傳送數據的布線和用于選擇數據所指向的半導體裝置的布線可以被省去。根據在專利文獻1中公開的發(fā)明，數據以脈動的形式在電源總線上傳送且脈動的周期是變化的，因此該脈動不可被定位在某個頻率。電磁干擾(EMI)被非常有效地減少。因為采用擴展碼，根據在專利文獻1中公開的發(fā)明實現(xiàn)了不受噪聲影響的信號傳輸。
專利文獻2公開了一種數據傳輸方法，它在電源線上設置兩個輸入電壓電平，其中一個高而另一個低，該方法每隔100μs左右的單位周期改變輸出電壓電平，并通過輸出線傳送信號序列。(如果將單位周期設置成100μs，則電壓電平在最初300μs為高，而在后200μs為低，則將傳送二進制數據11100。)[非專利文獻1]Ryuji YOSHIMURA等人，“CDMA Wired Interface”(日文)，The journal of the Institute of Electronics，Information andCommunication Engineers，1999年11月，J82-CII卷，11號，631-636頁。
Akihiko SUGIURA，“Fundamentals of Spread SpectrumTechnology and CDMA Communication Technology”，Interface(日文雜志)，CQ Publishing Co.，Ltd.，2000年2月，第59-74頁。
未審查日本專利申請2005-33534的公開[專利文獻2]未審查日本專利申請Hei(1992)-287598(段落 ，圖2)的公開雖然根據在專利文獻1中公開的發(fā)明的數據傳輸方法具有上述各種特定特征，如果考慮到電流消耗則仍有一些問題沒有解決。下面將考慮通過來自圖11或12所示的系統(tǒng)中的主裝置(圖11中的控制電路1或圖12中的控制電路1A)的命令從停機狀態(tài)或從待機狀態(tài)切換至操作狀態(tài)。有必要使解調制器電路12一直工作以使衛(wèi)星裝置(圖11中的第二DC/DC轉換器控制IC 4、液晶驅動器控制IC 5、顯示控制IC 6和RAM 7或圖12中的第二、第三、第四和第五DC/DC轉換器控制IC 4、13、14和15)一直能接收從主裝置發(fā)送的信號。因為使解調制器電路12一直工作需要時鐘信號，必需使用于產生時鐘信號的振蕩器(未示出)一直工作。因此，不論衛(wèi)星裝置是否處于停機狀態(tài)或待機狀態(tài)，都不可能抑制由衛(wèi)星裝置中的振蕩器電路和解調器電路12引起的電流消耗。
因為專利文獻2中公開的數據傳輸系統(tǒng)根據電源的響應改變輸出電壓，它不可能實現(xiàn)高速通信。如果電平差小，則系統(tǒng)易于受到噪聲的不利影響。如果電平差大，則引起大EMI。為了接收數據，衛(wèi)星裝置必需以與專利文獻1中公開的系統(tǒng)相同的方式安裝振蕩器。因此，專利文獻2中公開的數據傳輸系統(tǒng)不可能抑制由衛(wèi)星裝置中的振蕩器電路和解調器電路12引起的電流消耗。
考慮到上述，希望能提供一種有助于消除上述問題的信號傳輸方法。
同樣希望提供一種有助于展示上述專利文獻1中公開的特定特征(優(yōu)點)并抑制停機狀態(tài)或待機狀態(tài)中的功耗的信號傳輸方法。
發(fā)明內容
根據權利要求1的主題，提供了一種使用包括開關設備的開關電源的信號傳輸方法，所述方法包括用第一信號調制所述開關設備的開關頻率以將所述第一信號加到所述開關電源的輸出線上；并改變所述開關電源的輸出線上的電壓電平以通過所述開關電源的輸出線傳送第二信號。
根據所附權利要求2的主題，當所述輸出線上的電壓電平處于預定值或在預定范圍內，則不將所述第一信號加到所述開關電源的輸出線上。
根據所附權利要求3的主題，通過將擴展碼加在要傳送的信號上來產生所述第一信號。
根據所附權利要求4的主題，開關頻率由振蕩器電路確定，所述振蕩器電路用恒定電流在預定電壓值之間為電容器充電和放電，且所述恒定電流值被通過將擴展碼加到要傳送的信號上所取得的信號中的連續(xù)m(非負整數)位改變。
根據所附權利要求5的主題，開關電源為第一DC-DC轉換器。
根據所附權利要求6的主題，第二DC-DC轉換器與開關電源的輸出線連接，而所述第一和第二信號用于控制所述第二DC-DC轉換器。
根據所附權利要求7的主題，通過不同于所述開關電源的輸出線的信號線傳送用于同步加在所述開關電源的輸出線上的所述第二信號的同步信號。
根據本發(fā)明的信號傳輸方法將擴展碼加到原始信號(要傳送的數據)上以同步第一信號，根據所述第一信號改變開關電源的開關頻率以通過所述開關電源的輸出線將所述第一信號傳送至多個半導體裝置(衛(wèi)星裝置)，并改變所述輸出線上的輸出電壓電平以將第二信號傳送至衛(wèi)星裝置。通過將所述第二信號用于控制和指令所述衛(wèi)星裝置，將所述衛(wèi)星裝置例如從停機狀態(tài)或待機模式切換至正常操作模式，以使所述衛(wèi)星裝置可接收所述第一信號。因為所述輸出線上的電壓電平由不采用任何時鐘信號的靜態(tài)裝置監(jiān)控，降低了在停機狀態(tài)或待機模式中衛(wèi)星裝置中的功耗?？梢砸耘c專利文獻1中公開的信號傳輸方法相同的方式省略用于選擇要傳送的數據和數據所指向的衛(wèi)星裝置的布線。因為數據在供電總線上以脈動的形式傳送且其周期被改變，以使脈動頻率不能被定位于某個頻率，EMI被非常有效地降低。因為采用了擴展碼，實現(xiàn)不受噪聲影響的數據傳輸。
圖1為根據本發(fā)明的第一實施例的擴展頻譜PWM DC/DC轉換器的電路方框圖。
圖2為說明一種用于確定輸出電壓Vreg的衛(wèi)星裝置中的輸出電壓確定電路的基本配置的電路方框圖。
圖3示出輸出電壓確定電路更好地展示的滯后特性。
圖4為用于確定提供有更好的滯后特性的輸出電壓Vreg的輸出電壓確定電路的電路方框圖。
圖5根據本發(fā)明的第二實施例的用于確定振蕩器電路的振蕩周期的電路的電路方框圖。
圖6為說明根據本發(fā)明的第三實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。
圖7為說明根據本發(fā)明的第四實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。
圖8為其中主CPU控制半導體裝置的常規(guī)數據傳輸系統(tǒng)的方框圖。
圖9為其中電源管理控制器控制DC/DC轉換器的另一常規(guī)數據傳輸系統(tǒng)的方框圖。
圖10描述使用擴展碼的通信原理。
圖11為說明根據已有技術的數據傳輸系統(tǒng)與根據本發(fā)明的一個實施例的配置共有的整個配置的電路方框圖。
圖12為說明根據另一已有技術的數據傳輸系統(tǒng)與根據本發(fā)明的另一個實施例的配置共有的整個配置的電路方框圖。
圖13為專利文獻1中公開的擴展頻譜PWM DC/DC轉換器的電路方框圖。
圖14為示出專利文獻1中公開的接收方上的配置的電路方框圖。
圖15為專利文獻1中公開的振蕩器電路的電路方框圖。
圖16為說明專利文獻1中公開的振蕩器電路的操作的時序圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在將參照圖示出本發(fā)明的較佳實施例的附圖詳細說明本發(fā)明。
第一實施例雖然示出的根據本發(fā)明第一實施例的整個系統(tǒng)配置的方框圖與圖11和12中所描繪的相同，但主和衛(wèi)星裝置的配置與按照背景技術中的那些不同。
圖1為用于圖11和12所述的系統(tǒng)和根據本發(fā)明的第一實施例的數據傳輸方法的擴展頻譜PWM DC/DC轉換器的電路方框圖。在圖1中，和圖13中所使用的相同的標號被用于指定相同的構件且為了簡便省略對它們的重復說明?，F(xiàn)參見圖1，根據第一實施例的PWM DC/DC轉換器與圖13中所示的PWM DC/DC轉換器的不同之處在于圖1中比較器CMP1的非倒相輸入端分別通過SW1和SW2與參考電壓Vref1和Vref2連接。開關SW1和SW2被排它地導通和斷開(當它們之一導通時，另一個被斷開，反之益然)。例如由主CPU控制開關SW1和SW2的導通和斷開。因為DC/DC轉換器操作使得比較器CMP1的非倒相輸入端和倒相輸入端實際上短路，輸出電壓Vreg在與比較器CMP1的非倒相輸入端連接的參考電壓為Vref1時為Vref1·(R1+R2)/R2，或在與比較器CMP1的非倒相輸入端連接的參考電壓為Vref2時為Vref2·(R1+R2)/R2。根據第一實施例，設置參考電壓Vref1和Vref2使得輸出電壓Vreg可以分別為2.2V和2.5V。當主裝置想使衛(wèi)星裝置執(zhí)行正常模式的操作時，主裝置選擇Vref1為參考電壓。當主裝置想將衛(wèi)星裝置帶入停機狀態(tài)或待機模式時，主裝置選擇Vref2為參考電壓。衛(wèi)星裝置監(jiān)控輸出電壓Vreg。當輸出電壓Vreg為2.5V時，衛(wèi)星裝置停止其振蕩器。一旦輸出電壓Vreg切換至2.2V，衛(wèi)星裝置使其振蕩器工作。
圖2為說明用于確定輸出電壓Vreg的衛(wèi)星裝置中的輸出電壓確定電路的基本配置的電路方框圖?，F(xiàn)參見圖2，電阻器R3和R4為對輸出電壓Vreg進行分配以生成信號Vin的分壓器。信號Vin被輸入比較器CMP5的倒相輸入端。恒電流源16和N型MOS晶體管NMOS3在二極管連接中構成參考電壓發(fā)生器電路。因為二極管連接中的N型MOS晶體管NMOS3的電壓-電流特性展示出平方律特性，使從恒電流源16饋送的恒電流i0流向N型MOS晶體管NMOS3的電壓為參考電壓Vref3。在恒電流源16、N型MOS晶體管NMOS3的漏極和N型MOS晶體管NMOS3的柵極的接點處產生參考電壓Vref3。參考電壓Vref3與比較器CMP5的非倒相輸入端連接。比較器CMP5比較信號Vin和參考電壓Vref3并生成一個向衛(wèi)星裝置指令正常操作模式的啟動信號。當Vin＞Vref3時，啟動信號＝L(低)。響應于L啟動信號，衛(wèi)星裝置確定輸出電壓Vreg為2.5V并將其自身帶入停機狀態(tài)或待機模式。當Vin＜Vref3時，啟動信號＝H(高)。響應于H啟動信號，衛(wèi)星裝置確定輸出電壓Vreg為2.2V并將其自身帶入正常操作模式。
實際上，提供用于用圖3所示的滯后特性確定輸出電壓Vreg的電路更佳。圖4為提供有較佳的滯后特性的輸出電壓確定電路的電路方框圖。在圖4中，和圖2中所使用的相同的標號指定相同的構件且為了簡便省略對它們的重復說明。圖2中輸出電壓確定電路提供有一參考電壓Vref3。相反，圖4中的輸出電壓確定電路用兩個傳輸門電路17和18在兩個參考電壓VrefL和VrefH(VrefL＜VrefH)上變化。傳輸門電路17和18用比較器CMP5的輸出和通過用倒相器19將比較器CMP5的輸出反相所獲取的信號控制。因為當啟動信號＝L時傳輸門電路17導通而傳輸門電路18截止，確定電路的參考電壓被設置于VrefL。因為輸出電壓Vreg稍后下降，使得Vin＜VrefL，啟動信號變成H，傳輸門電路17變?yōu)榻刂苟鴤鬏旈T電路18變成導通，將確定電路的參考電壓設置在VrefH。因為輸出電壓Vreg在此狀態(tài)下上升使得Vin＞VrefH，啟動信號變成L，傳輸門電路17變成導通而傳輸門電路18變成截止，將確定電路的參考電壓再次設置在VrefL。
參考電壓VrefL和VrefH可以通過以與圖2中的參考電壓Vref3相同的方式組合恒電流源和N型MOS晶體管或由帶隙參考電路和這種合適的裝置形成。對應于圖3中所述的滯后特性，可以分別將參考電壓VrefL和VrefH設置在2.2×R3/(R3+R4)和2.4×R3/(R3+R4)。
根據第一實施例，衛(wèi)星裝置監(jiān)控輸出電壓Vreg并確定衛(wèi)星裝置被指令處于正常操作模式還是停機狀態(tài)或待機模式中。因為衛(wèi)星裝置中的振蕩器電路在停機狀態(tài)中或待機模式中停止，抑制了電流消耗。在衛(wèi)星裝置中，在停機狀態(tài)或待機模式中只有用于確定輸出電壓Vreg的電路工作。雖然操作振蕩器電路消耗約幾百μA的電流，用于確定輸出電壓Vreg的電路中的電流消耗可以被抑制在幾μA左右，因為輸出電壓確定電路不必以高速操作。因此，根據第一實施例，大大減少了停機狀態(tài)或待機模式中的電流消耗。
因為通過開關電源的輸出線傳送指示正常操作模式或其它模式的信號及所有其它數據，不需要用于傳送信號的布線和用于傳送數據的布線。
雖然結合用于停機狀態(tài)和待機模式的高輸出電壓Vreg及用于正常操作模式的低輸出電壓Vreg進行了說明，也可以將高輸出電壓Vreg分配給正常操作模式而將低輸出電壓Vreg分配給停機狀態(tài)和待機模式。雖然在上述說明中輸出電壓Vreg的值被設置在2.2V和2.5V，也可以將輸出電壓Vreg設置成其它值。為了更便于衛(wèi)星裝置區(qū)分兩個輸出電壓Vreg，優(yōu)選在衛(wèi)星裝置能操作的范圍內加大輸出電壓Vreg之間的差。
第二實施例因為根據第一實施例的信號傳輸方法是基于使用圖15所述的振蕩器電路，根據第一實施例的信號傳輸方法不可能在振蕩器電路OSC的一個振蕩周期傳送兩個或兩個以上位。下面將說明便于在振蕩器電路OSC的每一振蕩周期傳送m位的根據第二實施例的信號傳輸方法。要傳送的數據被分成m位的數據段，且振蕩器電路OSC的振蕩周期由m位數據確定。圖5中示出了用于確定振蕩器電路OSC的振蕩周期的電路。圖5所示的電路取代在圖15中由虛線圍繞的電路塊40。在圖5中，與圖15中使用的相同的標號和符號用于指定相同的構件且為了簡便省略對它們重復說明?，F(xiàn)參見圖5，分別將恒電流電路22-2m、32-3m和開關SW22-SW2m、SW32-SW3m加到圖15中的電路塊40。圖5中的開關SW11和SW21對應于圖15中的SW1和SW2。如果將流過恒電流電路2j和3j(j＝2，...，和m)的電流值i2j和i3j調節(jié)成i2j＝j21×(1/2)j-1和i3j＝j31×(1/2)j-1，且開關SW1k和SW2k的導通/斷開由為m位的第k位(k＝1，...，和m)的位bk的L/H確定，使得開關SW1k和SW2k對于位bk的L導通，而對于位bk的H截止，反之亦然，則m位數據以2m種方式改變用于為電容器CT充電和放電的電流。依靠以2m種方式改變的充電和放電電流，電源電壓的脈動周期可以比圖16中的t0、t3和t4更微小地變化，或可獲得更多的脈動變化。換句話說，可傳輸數據量增加。為了檢測到更多微小地變化的數據，圖14中所示的解調器12的配置變得更復雜。雖然在要傳送的數據量和解調器的復雜度之間存在折衷關系，可以根據應用本發(fā)明的情形確定到底要傳送的數據量更重要還是解調器簡單性更重要。
第三實施例圖6為說明根據本發(fā)明的第三實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。圖6所示的電路通過省略用于將傳送來自圖11所示的電路的同步信號的信號線8來配置的。因為根據第三實施例的數據傳輸系統(tǒng)沒有提供任何同步信號線，必需在接收方設置同步補充電路(參見非專利文獻2)。根據第三實施例，不需要用于同步信號線8的布線面積。然而，由于提供同步補充電路，在接收方的電路尺寸大。也就是說，電路布局面積增加。雖然布線面積和電路布局面積之間存在折衷關系，可以根據應用本發(fā)明的情形確定到底要布線面積更重要還是電路布局面積更重要。
第四實施例圖7為說明根據本發(fā)明的第四實施例的數據傳輸系統(tǒng)的整個配置的電路方框圖。圖7所示的電路通過從圖12所示的電路中省去用于傳送同步信號的信號線8來配置。雖然根據第四實施例布線面積減少，由于同步補充電路的提供，電路尺寸在接收方大。也就是說，電路布局面積增加。雖然在數據傳輸系統(tǒng)中布線面積和電路布局面積之間存在折衷關系，可以根據應用本發(fā)明的情形確定到底要布線面積更重要還是電路布局面積更重要。
權利要求
1.一種使用包括開關設備的開關電源的信號傳輸方法，所述方法包括用第一信號調制所述開關設備的開關頻率，以將所述第一信號疊加到所述開關電源的輸出線上；并改變所述開關電源的輸出線上的電壓電平，以通過所述開關電源的輸出線傳送第二信號。
2.如權利要求1所述的信號傳輸方法，其特征在于，當所述輸出線上的電壓電平處于預定值或在預定范圍內時，不將所述第一信號疊加到所述開關電源的輸出線上。
3.如權利要求1或2所述的信號傳輸方法，其特征在于，通過將擴展碼疊加在要傳送的信號上來產生所述第一信號。
4.如權利要求3所述的信號傳輸方法，其特征在于，所述開關頻率由振蕩器電路確定，所述振蕩器電路用恒定電流使電容器在預定電壓值之間充電和放電，且所述恒定電流值由通過將擴展碼疊加到要傳送的信號上所取得的信號中的連續(xù)m位數據改變，其中所述m為非負整數。
5.如權利要求1-4中任一項所述的信號傳輸方法，其特征在于，所述開關電源包括第一DC-DC轉換器。
6.如權利要求5所述的信號傳輸方法，其特征在于，第二DC-DC轉換器與所述開關電源的輸出線連接，而所述第一和第二信號用于控制所述第二DC-DC轉換器。
7.如權利要求1-6中任一項所述的信號傳輸方法，其特征在于，通過不同于所述開關電源的輸出線的信號線來傳送用于同步被疊加在所述開關電源的輸出線上的所述第二信號的同步信號。
全文摘要
根據本發(fā)明的數據傳輸方法將擴展碼加到要傳送的數據上以同步第一信號，根據所述第一信號改變開關電源的開關頻率以通過所述開關電源的輸出線將所述第一信號傳送至多個半導體裝置(衛(wèi)星裝置)，并改變所述輸出線上的輸出電壓電平以將第二信號傳送至衛(wèi)星裝置并將所述第二信號用于控制和指令所述衛(wèi)星裝置，將所述衛(wèi)星裝置例如從停機狀態(tài)或待機模式切換至正常操作模式，以使所述衛(wèi)星裝置可接收所述第一信號。根據本發(fā)明的數據傳輸方法用靜態(tài)裝置監(jiān)控所述輸出線上的電壓電平，促進降低在停機狀態(tài)或待機模式中衛(wèi)星裝置中的功耗。根據本發(fā)明的數據傳輸方法還促進減少布線面積，獲得高耐噪聲能力并減少輻射噪聲。
文檔編號H04L7/04GK1909395SQ20061011093
公開日2007年2月7日 申請日期2006年8月3日 優(yōu)先權日2005年8月4日
發(fā)明者西尾春彥 申請人:富士電機控股株式會社