專利名稱：一種載波干擾噪聲比的測量方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信領(lǐng)域，尤其涉及一種載波干擾噪聲比的測量方法及測量裝置。
背景技術(shù)：
近些年來，以正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)為代表的多載波傳輸技術(shù)受到了人們的廣泛關(guān)注。多載波傳輸把數(shù)據(jù)流分解為若干個(gè)獨(dú)立的子數(shù)據(jù)流，使每個(gè)子數(shù)據(jù)流具有低得多的比特速率。用這樣低比特率形成的低速率符號去調(diào)制相應(yīng)的子載波，就構(gòu)成了多個(gè)低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。
經(jīng)過多年的發(fā)展，OFDM技術(shù)已經(jīng)成功應(yīng)用于非對稱數(shù)字用戶環(huán)路(Asymmetric Digital Subscriber Line，ADSL)、無線本地環(huán)路(Wireless LocalLoop，WLL)、數(shù)字音頻廣播(Digital Audio Broadcasting，DAB)、高清晰度電視(High-definition Television，HDTV)、無線局域網(wǎng)(Wireless Local AreaNetwork，WLAN)等系統(tǒng)中。正交頻分多址(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing Access，OFDMA)是以O(shè)FDM調(diào)制為基礎(chǔ)的新一代無線接入技術(shù)，是第二代寬帶無線接入的一種新的多址方法，它將接入和調(diào)制有效地結(jié)合在一起。
OFDM將經(jīng)過編碼的待傳輸數(shù)據(jù)作為頻域信息，然后將頻域信息調(diào)制為時(shí)域信號在信道上傳輸，而在接收端則進(jìn)行逆過程解調(diào)。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)可以分別由離散傅立葉逆變換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)和離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform，DFT)來代替。通過N點(diǎn)IDFT運(yùn)算，把頻域數(shù)據(jù)符號變換為時(shí)域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過載波調(diào)制之后，發(fā)送到信道中。在接收端，將接收信號進(jìn)行相干解調(diào)，然后將基帶信號進(jìn)行N點(diǎn)DFT運(yùn)算，即可獲得發(fā)送的數(shù)據(jù)符號。在實(shí)際應(yīng)用中，IDFT/DFT采用快速傅立葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)和快速傅立葉變換(Fast FourierTransform，F(xiàn)FT)來實(shí)現(xiàn)。IFFT/FFT技術(shù)的采用使得OFDM系統(tǒng)的復(fù)雜度大大降低，再加上高性能信息處理器件，比如可編程邏輯器件(ProgrammableLogic Device，PLD)、數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor，DSP)、微處理器(Micro Processor，μP)等的發(fā)展和應(yīng)用，使得OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)更加容易，成為應(yīng)用最廣的一種多載波傳輸方案。
OFDM作為一種復(fù)用技術(shù)，將多路信號復(fù)用在不同正交子載波上。傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(Frequency Division Multiplexing，F(xiàn)DM)技術(shù)將帶寬分成幾個(gè)子信道，中間用保護(hù)頻帶來降低干擾，它們同時(shí)發(fā)送數(shù)據(jù)。OFDM系統(tǒng)比傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)要求的帶寬要少得多。由于使用無干擾正交載波技術(shù)，子載波間無需保護(hù)頻帶，這樣使得可用頻譜的使用效率更高。
OFDM技術(shù)成功應(yīng)用原因在于OFDM系統(tǒng)擁有如下優(yōu)點(diǎn)(1)高速數(shù)據(jù)流通過了串并變換，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而可以有效減少無線信道的時(shí)間彌散所帶來的符號間干擾(ISI)，這樣就減少了接收機(jī)內(nèi)均衡的復(fù)雜度，有時(shí)甚至可以不采用均衡器，僅通過采用插入循環(huán)前綴的方法消除ISI的不利影響。
(2)OFDM系統(tǒng)中的各個(gè)子載波之間存在正交性，允許子載波的頻譜互相重疊，因此與常規(guī)的頻分復(fù)用系統(tǒng)相比，能夠最大限度地利用頻譜資源；(3)采用IFFT/FFT進(jìn)行OFDM調(diào)制和解調(diào)，易于實(shí)現(xiàn)；(4)無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般存在非對稱性，OFDM系統(tǒng)可以通過使用不同數(shù)量的子信道來實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率；(5)OFDM易于與其他多種接入方法結(jié)合使用，構(gòu)成OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址(MC-CDMA)、跳頻OFDM以及OFDM-TDMA等等，使得多個(gè)用戶可以同時(shí)利用OFDM技術(shù)進(jìn)行信息的傳遞。
(6)因?yàn)檎瓗Ц蓴_只能影響一小部分的子載波，因此OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗這種窄帶干擾。
(7)無線信道存在頻率選擇性，但是不可能所有的子載波同時(shí)處于比較深的衰落情況中，因此可以通過動(dòng)態(tài)比特分配以及動(dòng)態(tài)子信道分配的方法，充分利用載波干擾噪聲比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。
OFDM系統(tǒng)內(nèi)存在多個(gè)正交子載波，而且其輸出信號是多個(gè)子信道的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在如下缺點(diǎn)(1)易受頻率偏差的影響由于系統(tǒng)中子載波的頻譜互相覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴(yán)格的要求，由于無線信道存在時(shí)變性，在傳輸過程中會(huì)出現(xiàn)無線信號的頻率偏移，例如多普勒頻移，或者由于發(fā)射機(jī)載波頻率和接收機(jī)本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會(huì)使得OFDM系統(tǒng)中子載波之間的正交性遭到破壞，進(jìn)而引入子載波間干擾(Intercarrier Inference，ICI)。如果系統(tǒng)中的ICI過大，會(huì)對系統(tǒng)性能帶來非常嚴(yán)重的地板效應(yīng)，即無論如何增加信號的發(fā)射功率，也不能顯著改善系統(tǒng)的性能。
(2)存在較高的峰值平均功率比與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個(gè)子信道信號的疊加，因此如果多個(gè)信號相位一致時(shí)，所得到的疊加信號的瞬時(shí)功率就會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號的平均功率，導(dǎo)致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比。這樣就對發(fā)射機(jī)內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，如果放大器的動(dòng)態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會(huì)為信號帶來畸變，使疊加信號的頻譜發(fā)生變化，從而導(dǎo)致各個(gè)子信道之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生相互干擾，使系統(tǒng)性能惡化。
OFDM符號內(nèi)各個(gè)子載波上的總功率分為兩部分，一部分是信號功率，另一部分是干擾加噪聲的功率。載波干擾噪聲比(Carrier-to-inference plus noiseratio，CINR)為子載波上的信號功率與干擾加噪聲的功率的比值。OFDM系統(tǒng)保留了一些子信道作為傳送導(dǎo)頻信息之用。這些子信道的相位與幅度都是已知的。通過檢測這些子信道的功率能夠得到載波干擾噪聲比。載波干擾噪聲比是反映信道質(zhì)量的一個(gè)重要參數(shù)，精確估計(jì)出載波干擾噪聲比是OFDM系統(tǒng)進(jìn)行自適應(yīng)編碼調(diào)制(Adaptive Modulation Coding，AMC)和功率控制所必需的。
現(xiàn)有技術(shù)中，通過導(dǎo)頻子載波上的頻域信道估計(jì)值之間的相關(guān)運(yùn)算，估計(jì)出信號功率，進(jìn)而得到載波干擾噪聲比值。
在802.16e系統(tǒng)中，根據(jù)子載波的排列方式的不同存在多種模式，下行常用的模式有使用部分子信道(Partial usage of subchannels，PUSC)模式、使用全部子信道(Full usage of subchannels，PUSC)模式和自適應(yīng)編碼調(diào)制(AdaptiveModulation Coding，AMC)模式，上行常用的模式有PUSC模式和AMC模式。
現(xiàn)以802.16e下行PUSC模式為例說明使用現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行載波干擾噪聲比測量的具體過程。當(dāng)下行PUSC模式的子載波個(gè)數(shù)為1024時(shí)，這1024個(gè)子載波分為保護(hù)子載波(183個(gè))和可用子載波(841個(gè))?？捎米虞d波分為直流子載波(1個(gè))、導(dǎo)頻子載波(120個(gè))和數(shù)據(jù)子載波(720個(gè))。
對1024個(gè)子載波按照低頻到高頻的順序進(jìn)行編號，記為子載波1、子載波2、...、子載波1024。子載波1至92為左保護(hù)子載波，子載波934至1024為右保護(hù)子載波，子載波513為直流子載波。對余下的840個(gè)可用子載波按照低頻到高頻的順序進(jìn)行劃分，每14個(gè)連續(xù)的可用子載波組成一個(gè)cluster。子載波93至106組成了cluster1，子載波920至933組成了cluster60。每個(gè)cluster包含2個(gè)導(dǎo)頻子載波和12個(gè)數(shù)據(jù)子載波。cluster是頻域上的概念，與時(shí)間域無關(guān)。
60個(gè)cluster根據(jù)某種特定的排列方式，兩兩組合，構(gòu)成了30個(gè)子信道。在PUSC模式下，每個(gè)扇區(qū)Segment(802.16e系統(tǒng)中的一個(gè)小區(qū)分為3個(gè)扇區(qū))使用了部分子信道，也就是使用了部分的cluster。
在標(biāo)準(zhǔn)802.16e下行PUSC模式下，期望用戶位于某一個(gè)扇區(qū)，該扇區(qū)使用M個(gè)子信道(即2M個(gè)cluster)進(jìn)行通信。假設(shè)一幀中含有6個(gè)OFDM符號，那么在接收端接收到的一幀信號中，某一個(gè)cluster內(nèi)的導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的分布情況如圖1所示。在cluster中，數(shù)據(jù)子載波和導(dǎo)頻子載波的位置是確定的。
參見圖1，為802.16e系統(tǒng)下行PUSC模式下的一幀中的某個(gè)cluster內(nèi)導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波位置示意圖。如上所述，當(dāng)前幀在時(shí)域上占據(jù)了6個(gè)OFDM符號，而一個(gè)cluster在頻域上占據(jù)了14個(gè)子載波，其位置分布如圖1所示。Ri，j(1≤i≤6，1≤j≤12)代表數(shù)據(jù)子載波，Pi，j(1≤i≤6，1≤j≤2)代表導(dǎo)頻子載波，i為一幀中OFDM符號的編號，j為一個(gè)cluster內(nèi)數(shù)據(jù)子載波或?qū)ьl子載波的編號。
在實(shí)際的通信過程中，通常需要測量某一個(gè)時(shí)頻區(qū)域的載波干擾噪聲比?？梢岳眠@個(gè)時(shí)頻區(qū)域中部分或者所有的導(dǎo)頻子載波來進(jìn)行載波干擾噪聲比估算，利用的導(dǎo)頻子載波越多，得到的載波干擾噪聲比就越準(zhǔn)確。
選取期望用戶接收到的一幀信號中的一個(gè)時(shí)頻區(qū)域，該區(qū)域在時(shí)域上占據(jù)了6個(gè)OFDM符號，在頻域上占據(jù)了K(K≤2M)個(gè)cluster(即從期望用戶所在扇區(qū)使用的2M個(gè)cluster中選取K個(gè)cluster)，Pi，j，k代表第k個(gè)cluster中的第i個(gè)OFDM符號的第j個(gè)導(dǎo)頻子載波(1≤k≤K，1≤i≤6，1≤j≤2)。
設(shè)各個(gè)導(dǎo)頻子載波上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)值為Si，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)，對應(yīng)的頻域信道響應(yīng)值為Hi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)，則導(dǎo)頻子載波可表達(dá)為Pi，j，k＝Hi，j，kSi，j，k+Ni，j，k.............................[1]Ni，j，k為導(dǎo)頻子載波上的干擾加噪聲。根據(jù)載波干擾噪聲比的定義，導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)上的載波干擾噪聲比為Σk=1KΣj=12Σi=16|Hi,j,kSi,j,k|2Σk=1KΣj=12Σi=16|Ni,j,k|2.]]>802.16e系統(tǒng)中導(dǎo)頻子載波上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)Si，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)在接收端都是已知的，因此可將子載波Pi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)上的頻域信道響應(yīng)的估計(jì)值記為H^i,j,k=Pi,j,kSi,j,k=Hi,j,k+Ni,j,kSi,j,k---(2)]]>(2)式中，可以將 中的Hi，j，k看作信號，將 看作干擾加噪聲，則 中的信號功率為|Hi，j，k|2，干擾加噪聲的功率為 總功率為 因此 (1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比為Σk=1KΣj=12Σi=16|Hi,j,k|2Σk=1KΣj=12Σi=16|Ni,j,k/Si,j,k|2.]]>標(biāo)準(zhǔn)802.16e規(guī)定導(dǎo)頻子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為二進(jìn)制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)，并經(jīng)過同樣的功率提升，因此Si，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)的模值都是一樣的，所以Σk=1KΣj=12Σi=16|Hi,j,k|2Σk=1KΣj=12Σi=16|Ni,j,k/Si,j,k|2=Σk=1KΣj=12Σi=16|Hi,j,kSi,j,k|2Σk=1KΣj=12Σi=16|Ni,j,k|2---(3)]]>(3)式表明，導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)上的載波干擾噪聲比與 (1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比是相同的。
這里認(rèn)為Ni，j，k服從零均值的高斯分布，所以 也服從零均值的高斯分布。記Ni,j,kSi,j,k=Wi,j,k,]]>則H^i,j,k=Pi,j,kSi,j,k=Hi,j,k+Wi,j,k.]]> (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的總功率為P=Σk=1KΣj=12Σi=14|H^i,j,k|2---(4)]]> (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中實(shí)際的信號功率為PC=Σk=1KΣj=12Σi=14|Hi,j,k|2---(5)]]>
頻域信道響應(yīng)值Hi，j，k(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通過(5)式求出實(shí)際的信號功率PC， (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中的信號功率估計(jì)值可用下式估算P^C=2*|Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*|---(6)]]>假設(shè)信道為時(shí)不變信道，則Hi，j，k＝Hi+2，j，k，(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)。那么2*Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*]]>=2*Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,k+Wi,j,k)(Hi+2,j,k*+Wi+2,j,k*)]]>=2*Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,kHi+2,j,k*)+U0]]>=Σk=1KΣj=12Σi=14|Hi,j,k|2+U0]]>..................[7](7)式中，U0=2*Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,kWi+2,j,k*+Wi,j,kHi+2,j,k*+Wi,j,kWi+2,j,k*),]]>是許多個(gè)零均值的高斯變量累加的結(jié)果，可以認(rèn)為U0近似為零。結(jié)合(6)、(7)式得到P^C=2*|Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*|=Σk=1KΣj=12Σi=14|Hi,j,k|2=PC---(8)]]>即 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中的信號功率估計(jì)值 等于 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中實(shí)際的信號功率PC。
因此， (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中干擾加噪聲的功率為PN=P-P^C---(9)]]>則 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比，也即導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)上的載波干擾噪聲比為CINR=P^CPN=P^CP-P^C---(10)]]>上述推導(dǎo)是基于假設(shè)信道為時(shí)不變信道為前提的，當(dāng)終端不移動(dòng)時(shí)，信號經(jīng)歷的是近似的時(shí)不變信道，在這種情況下采用現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行載波干擾噪聲比的估算，精度很高。但是當(dāng)終端移動(dòng)時(shí)，信號經(jīng)歷的是時(shí)變信道，此時(shí)采用現(xiàn)有技術(shù)，得到的載波干擾噪聲比估計(jì)值的誤差較大。終端的移動(dòng)速度越快，信道的變化越快，載波干擾噪聲比估計(jì)值的誤差就會(huì)越大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種載波干擾噪聲比的測量方法，用以解決現(xiàn)有技術(shù)中在終端移動(dòng)過程中信號經(jīng)歷時(shí)變信道時(shí)載波干擾噪聲比測量不準(zhǔn)確的問題。
本發(fā)明另提供一種載波干擾噪聲比的測量裝置，用以精確測量載波干擾噪聲比。
本發(fā)明方法包括以下步驟選取多個(gè)子載波并分組，每個(gè)子載波組中包含相同數(shù)量的子載波對；分別利用各子載波組中的子載波對估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率；根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，利用估算出的各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，消除所述干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)變化所造成的估算誤差；根據(jù)消除誤差后的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，計(jì)算得到載波干擾噪聲比。
較佳地，利用子載波組中的子載波對估算該子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率的過程包括計(jì)算所述子載波組中每個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的功率并進(jìn)行累加；利用所述子載波組中的子載波對估算該子載波對中各子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率，并將估算出的所述子載波組中所有子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率進(jìn)行累加；
將所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的總功率減去其實(shí)際信號的總功率估計(jì)值，得到所述干擾噪聲功率。
較佳地，利用子載波對估算該子載波對中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率的過程包括將所述子載波對中的兩個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值進(jìn)行共軛相乘運(yùn)算取實(shí)部，得到該子子載波對中任意一個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率。
較佳地，根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，消除所述估算誤差的過程包括在估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率時(shí)，分別引入由頻域信道響應(yīng)變化所引起的誤差；根據(jù)所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，解出所述誤差；利用所述誤差計(jì)算得到對應(yīng)子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率。
較佳地，從一個(gè)時(shí)頻區(qū)域內(nèi)的多個(gè)符號中選取所述子載波并分組；所述子載波組中的每個(gè)子載波對由兩個(gè)位于同一頻點(diǎn)、不同符號的子載波組成；每兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，兩個(gè)相對應(yīng)的子載波對位于同一頻點(diǎn)；每個(gè)子載波組中，所有子載波對中的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離都相等；每兩個(gè)子載波組中相對應(yīng)的子載波對的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離不等；根據(jù)不同符號上相同頻點(diǎn)的子載波在時(shí)域上線性變化的規(guī)律，消除估算的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間變化所造成的估算誤差。
較佳地，從一個(gè)符號中選取所述子載波并分組；所述子載波組中的每個(gè)子載波對由不同頻域的兩個(gè)子載波組成；每兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，且相對應(yīng)的兩個(gè)子載波對中的子載波在頻域上的距離不等；根據(jù)同一符號的子載波在頻域上線性變化的規(guī)律，消除估算的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨頻率變化所造成的估算誤差。
較佳地，選取的所述子載波在頻域上相鄰或相近。
較佳地，選取的所述子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式相同。
較佳地，選取的所述子載波為導(dǎo)頻子載波或/和數(shù)據(jù)子載波。
較佳地，所述計(jì)算得到載波干擾噪聲比的過程進(jìn)一步包括根據(jù)所述子載波組中子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，調(diào)整由所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率計(jì)算得到的載波干擾噪聲比，得到子載波的載波干擾噪聲比。
較佳地，包括步驟根據(jù)所述子載波組中子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式確定對應(yīng)的調(diào)整系數(shù)；將所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比與該系數(shù)相乘，得到所述子載波的載波干擾噪聲比。
較佳地，所述符號為正交頻分復(fù)用符號。
本發(fā)明提供的載波干擾噪聲比的測量裝置，包括選取模塊，用于選取多個(gè)子載波并分組，每個(gè)子載波組中包含相同數(shù)量的子載波對；計(jì)算模塊，用于分別利用各子載波組中的子載波對估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率；誤差消除模塊，用于根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，利用估算出的各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，消除所述干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)變化所造成的估算誤差；載波干擾噪聲比計(jì)算模塊，用于根據(jù)消除誤差后的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，計(jì)算得到載波干擾噪聲比。
本發(fā)明的有益效果如下(1)本發(fā)明通過選取多個(gè)子載波并分組，分別估算各子載波組中的子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，并根據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，消除估算的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)變化所引起的估算誤差，從而克服了現(xiàn)有技術(shù)中信號經(jīng)歷時(shí)變信道時(shí)由多普勒頻偏引起的時(shí)間選擇性衰落所造成的載波干擾噪聲比測量不準(zhǔn)的問題，使計(jì)算得到的載波干擾噪聲比更加精確，進(jìn)而達(dá)到充分利用載波干擾噪聲比較高的子信道進(jìn)行資源分配，提高系統(tǒng)的性能的目的。
(2)本發(fā)明可通過多個(gè)符號上的子載波測量載波干擾噪聲比，也可通過一個(gè)符號上的子載波測量載波干擾噪聲比，提高了本發(fā)明應(yīng)用的靈活性和可用性。
(3)本發(fā)明可利用導(dǎo)頻子載波或/和數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值精確測量載波干擾噪聲比，滿足不同情況下的載波干擾噪聲比的測量要求，提高了載波干擾噪聲比測量的靈活性。
(4)本發(fā)明根據(jù)子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式調(diào)整載波干擾噪聲比，使本發(fā)明方法適用于在多種數(shù)據(jù)調(diào)制方式下對載波干擾比進(jìn)行精確測量，提高了本發(fā)明的系統(tǒng)適應(yīng)性。
(5)本發(fā)明提供的載波干擾噪聲比的測量方法應(yīng)用范圍廣，可以應(yīng)用到基于OFDM技術(shù)的通信系統(tǒng)中，實(shí)現(xiàn)對載波干擾噪聲比的精確測量。


圖1為802.16e系統(tǒng)下行PUSC模式下的一幀中的某個(gè)Cluster內(nèi)導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波位置示意圖；圖2為本發(fā)明在802.16e系統(tǒng)下行PUSC模式下利用導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值測量載波干擾噪聲比的流程示意圖；圖3為802.16d系統(tǒng)子信道化中導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的位置示意圖；
圖4為本發(fā)明在802.16d系統(tǒng)中利用導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值測量載波干擾噪聲比的流程示意圖；圖5為本發(fā)明的載波干擾噪聲比的測量裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明根據(jù)不同OFDM符號中的子載波的頻域信道響應(yīng)在時(shí)域上線性變化的規(guī)律，消除在估算子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間變化所引起的估算誤差；或者根據(jù)同一OFDM符號中的子載波的頻域信道響應(yīng)在頻域上線性變化的規(guī)律，消除在估算子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨頻率變化所引起的估算誤差，從而保證載波干擾噪聲比的測量精度。
下面通過四個(gè)實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述。實(shí)施例一和二描述了利用多個(gè)OFDM符號上的子載波測量載波干擾噪聲比的方法，實(shí)施例三和四描述了利用一個(gè)OFDM符號上的子載波測量載波干擾噪聲比的方法。
實(shí)施例一本實(shí)施例以802.16e下行PUSC模式為例，說明利用導(dǎo)頻子載波上頻域信道響應(yīng)的估計(jì)值計(jì)算子載波的載波干擾噪聲比的具體過程。
本實(shí)施例沿用現(xiàn)有技術(shù)中所舉的實(shí)例，現(xiàn)有技術(shù)已經(jīng)證明，在導(dǎo)頻子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為BPSK時(shí)，導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)上的載波干擾噪聲比與其頻域信道估計(jì)值 (1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比是相同的，因此，可通過頻域信道估計(jì)值來測量導(dǎo)頻子載波的載波干擾噪聲比。
參見圖2，為本發(fā)明在802.16e系統(tǒng)下行PUSC模式下，利用導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值計(jì)算載波干擾噪聲比的流程示意圖。導(dǎo)頻子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為BPSK，利用導(dǎo)頻子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比確定導(dǎo)頻子載波的載波干擾噪聲比的具體步驟包括
S101、選取一幀中6個(gè)OFDM符號的K個(gè)cluster，選取其中屬于第1-4個(gè)OFDM符號中的導(dǎo)頻子載波作為第一子載波組Pi，j，k(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)，選取其中屬于第1、2、5、6個(gè)OFDM符號中的導(dǎo)頻子載波作為第二子載波組Pi，j，k(i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)，并獲取Pi，j，k(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中導(dǎo)頻子載波的頻域響應(yīng)估計(jì)值 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)，以及Pi，j，k(i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)中導(dǎo)頻子載波的頻域響應(yīng)估計(jì)值 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)。
選取導(dǎo)頻子載波以及對其進(jìn)行分組可以有多種組合方式，如選取導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(i＝1，3，5；1≤j≤2，1≤k≤K)，并分為組一Pi，j，k(i＝1，3；1≤j≤2，1≤k≤K)，組二Pi，j，k(i＝1，5；1≤j≤2，1≤k≤K)；選取導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)，并分為組一Pi，j，k(i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)，組二Pi，j，k(3≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)；等等。
只要滿足以下規(guī)則即可每個(gè)子載波組包含數(shù)量相同的子載波對，一個(gè)子載波對由兩個(gè)位于同一頻點(diǎn)、不同符號的子載波組成；每兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，兩個(gè)相對應(yīng)的子載波對位于同一頻點(diǎn)；每個(gè)子載波組中，所有子載波對中的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離都相等；每兩個(gè)子載波組中相對應(yīng)的子載波對的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離不等。
S102、計(jì)算第一子載波組中導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的總功率值P1和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的干擾噪聲功率的估算值 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的總功率為P1=Σk=1KΣj=12Σi=14|H^i,j,k|2---(1.1)]]>
(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中實(shí)際信號的總功率為PC1=Σk=1KΣj=12Σi=14|Hi,j,k|2---(1.2)]]>頻域信道響應(yīng)值Hi，j，k(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通過(1.2)式求出實(shí)際信號的總功率PC1，在此，將 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)中的實(shí)際信號的總功率估計(jì)值記為P^C1=2*Re(Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*)---(1.3)]]>則 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的干擾噪聲功率的估算值為P^N1=P1-P^C1---(1.4)]]>S103、計(jì)算第二子載波組中導(dǎo)頻子載波Pi，j，k(i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)的總功率值P2和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2，1≤k≤K)的干擾噪聲功率估算值 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2；1≤k≤K)的總功率為P2=Σk=1KΣj=12Σi=12|H^i,j,k|2+Σk=1KΣj=12Σi=56|H^i,j,k|2---(1.5)]]> (i＝1，2，5，6；1≤j≤2；1≤k≤K)中實(shí)際信號的總功率為PC2=Σk=1KΣj=12Σi=12|Hi,j,k|2+Σk=1KΣj=12Σi=16|Hi,j,k|2---(1.6)]]>頻域信道響應(yīng)值Hi，j，k(i＝1，2，5，6；1≤j≤2；1≤k≤K)不是已知的，因此不能直接通過(16)式求出實(shí)際信號的總功率PC2，在此，將 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2；1≤k≤K)中實(shí)際信號的總功率估計(jì)值記為P^C2=2*Re(Σk-1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+4,j,k*)---(1.7)]]>則 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2；1≤k≤K)的干擾噪聲功率的估算值為P^N2=P2-P^C2---(1.8)]]>
S104、在上述步驟S102和S103中估算出的干擾噪聲功率 和 中分別引入由導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間變化所引起的估算誤差ε1和ε2，并根據(jù)一個(gè)時(shí)頻區(qū)域內(nèi)不同OFDM符號中的導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間線性變化的規(guī)律，解出引入的誤差值，并對估算出的干擾噪聲功率進(jìn)行調(diào)整，消除誤差因素的影響。
觀察(1.3)式可知Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*]]>=Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,k+Wi,j,k)(Hi+2,j,k*+Wi+2,j,k*)---(1.9)]]>=Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,kHi+2,j,k*)+U1]]>(1.9)式中，U1=Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,kWi+2,j,k*+Wi,j,kHi+2,j,k*+Wi,j,kWi+2,j,k*),]]>是許多個(gè)零均值的高斯變量累加的結(jié)果，可以認(rèn)為U1近似為零，則Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*=Σk=1KΣj=12Σi=12(Hi,j,kHi+2,j,k*)---(1.10)]]>當(dāng)終端移動(dòng)時(shí)，信號經(jīng)歷的是時(shí)變信道，頻域信道響應(yīng)值隨著時(shí)間發(fā)生變化，即Hi，j，k≠Hi+2，j，k，(1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)。此時(shí)P^C1=2*Re(Σk=1KΣj=12Σi=12H^i,j,kH^i+2,j,k*)≠PC1---(1.11)]]>由此可以看出，根據(jù)(1.3)式計(jì)算出的 小于其實(shí)際的信號功率PC1，因此，在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ϵ1=PC1-P^C1,]]>則 (1≤i≤4，1≤j≤2，1≤k≤K)的干擾噪聲功率為PN1=P1-PC1=P1-P^C1-ϵ1---(1.12)]]>同理，根據(jù)(1.7)式計(jì)算出的 小于其實(shí)際的信號功率PC2，因此，在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ϵ2=PC2-P^C2,]]>則 (i＝1，2，5，6；1≤j≤2；1≤k≤K)的干擾噪聲功率為
PN2=P2-PC2=P2-P^C2-ϵ2---(1.13)]]>對于時(shí)變信道，其頻域信道響應(yīng)值在比較短的時(shí)間內(nèi)(例如幾個(gè)OFDM符號所占的時(shí)間)是線性變化的，即導(dǎo)頻子載波上的頻域信道響應(yīng)值Hi，j，k(1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)滿足如下的關(guān)系式Hi+2,j,k=Hi,j,k+ΔHj,kHi+4,j,k=Hi+2,j,k+ΔHj,k]]>1≤i≤2，1≤j≤2，1≤k≤K............[1.14]結(jié)合(1.2)、(1.3)、(1.6)、(1.7)、(1.14)式，經(jīng)推導(dǎo)得到誤差ε1和ε2的表達(dá)式ϵ1=PC1-P^C1=2*Σk=1KΣj=12|ΔHj,k|2---(1.15)]]>ϵ2=PC2-P^C2=8*Σk=1KΣj=12|ΔHj,k|2---(1.16)]]>由(1.15)、(1.16)式可知ε2＝4ε1..............................................[1.17]在連續(xù)的幾個(gè)OFDM符號內(nèi)，各個(gè)導(dǎo)頻子載波上的干擾加噪聲是近似獨(dú)立同分布的，所以PN1＝PN2。
由(1.12)、(1.13)、(1.17)式就能夠解得ε1、ε2、PN1和PN2ϵ1=(P2-P^C2)-(P1-P^C1)3]]>ϵ2=4(P2-P^C2)-4(P1-P^C1)3]]>PN1=PN2=P1-PC1=4(P1-P^C1)-(P2-P^C2)3---(1.18)]]>根據(jù)時(shí)頻區(qū)域內(nèi)各個(gè)子載波上的干擾加噪聲近似獨(dú)立同分布這一特點(diǎn)，可知第1至6個(gè)OFDM符號的導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率為PN=32*PN1.]]>S105、利用第一子載波組或第二子載波組中的導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率計(jì)算相應(yīng)導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比。
H^i,j,k(1≤i≤4,1≤j≤2,1≤k≤K)]]>的載波干擾噪聲比CINR1為CINR1=P1-PN1PN1---(1.19)]]>H^i,j,k(i=1,2,5,6;1≤j≤2;1≤k≤K)]]>的載波干擾噪聲比CINR1為CINR1=P2-PN2PN2---(1.20)]]> (1≤i≤6，1≤j≤2，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比CINR1為CINR1=P-PNPN---(1.21)]]>(1.21)式中，P=Σk=1KΣj=12Σi=16|H^i,j,k|2.]]>S106、根據(jù)導(dǎo)頻子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，由導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比得出導(dǎo)頻子載波上的載波干擾噪聲比。
本實(shí)施例中，導(dǎo)頻子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為BPSK。當(dāng)采用BPSK調(diào)制時(shí)，導(dǎo)頻子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比CINR1與導(dǎo)頻子載波的載波干擾噪聲比CINRBPSK相等，即兩者間的系數(shù)為1，此時(shí)CINRBPSK＝CINR1。
實(shí)施例二本實(shí)施例以802.16e下行PUSC模式為例說明利用數(shù)據(jù)子載波上頻域信道響應(yīng)的估計(jì)值計(jì)算載波干擾噪聲比的具體過程，該過程與實(shí)施例一的過程類似。
如圖1所示，Ri，j(1≤i≤6，1≤j≤12)為一幀中某一個(gè)cluster內(nèi)的數(shù)據(jù)子載波，i為一幀中OFDM符號的編號，j為一個(gè)cluster內(nèi)數(shù)據(jù)子載波的編號。
在802.16e下行PUSC模式下，選取期望用戶接收到的一幀信號中的一個(gè)時(shí)頻區(qū)域，該區(qū)域在時(shí)域上占據(jù)了6個(gè)OFDM符號，在頻域上占據(jù)了K(K≤2M)個(gè)cluster(即從期望用戶所在扇區(qū)使用的2M個(gè)cluster中選取K個(gè)cluster)，Ri，j，k代表第k個(gè)Cluster中的第i個(gè)OFDM符號的第j個(gè)數(shù)據(jù)子載波(1≤k≤K，1≤i≤6，1≤j≤12)。
標(biāo)準(zhǔn)802.16e規(guī)定數(shù)據(jù)子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式可以是QPSK、16QAM或者64QAM。數(shù)據(jù)子載波上的載波干擾噪聲比與其頻域信道響應(yīng)值的載波干擾噪聲比之間的關(guān)系是由數(shù)據(jù)子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式?jīng)Q定的。
設(shè)各個(gè)數(shù)據(jù)子載波上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)值為Ti，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)，對應(yīng)的頻域信道響應(yīng)值為Di，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)。則數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)為Ri，j，k＝Di，j，kTi，j，k+Ni，j，k其中，Ni，j，k為數(shù)據(jù)子載波上的干擾加噪聲，Ni，j，k服從零均值的高斯分布。根據(jù)載波干擾噪聲比的定義，數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)上的載波干擾噪聲比為Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,kTi,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k|2.]]>在802.16e系統(tǒng)的接收端，能夠解出數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)上傳輸?shù)臄?shù)據(jù)值(即為Ti，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K))，這樣就得到了數(shù)據(jù)子載波上頻域信道響應(yīng)的估計(jì)值D^i,j,k=Ri,j,kTi,j,k=Di,j,k+Ni,j,kTi,j,k]]>上式中，可以將 中的Di，j，k看作信號，將 看作干擾加噪聲，則 中的信號功率為|Di，j，k|2，干擾加噪聲的功率為 總功率為 因此， (1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比為Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k/Ti,j,k|2.]]>如果數(shù)據(jù)子載波上承載的數(shù)據(jù)采用QPSK調(diào)制，Ti，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)的模值都等于1，因此Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k/Ti,j,k|2=Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,kTi,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k|2.]]>此時(shí)數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)上的載波干擾噪聲比與 (1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比是相同的。
如果數(shù)據(jù)子載波上承載的數(shù)據(jù)采用16QAM調(diào)制，每個(gè)數(shù)據(jù)子載波上傳輸?shù)臄?shù)值代表了4個(gè)比特的信息，記這四個(gè)比特為b3b2b1b0。表1規(guī)定了一種16QAM調(diào)制的映射規(guī)則，b3b2b1b0根據(jù)映射規(guī)則映射到星座圖中的某一個(gè)星座點(diǎn)上，星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值就是子載波上傳輸?shù)臄?shù)值。
表1比特信息映射規(guī)則(16QAM調(diào)制)
從表1可以看出，采用16QAM調(diào)制時(shí)，各個(gè)星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值的模值是不完全相同的，有3種不同的模值，因此Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k/Ti,j,k|2≠Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,kTi,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k|2,]]>即數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR16QAM不等于 上的載波干擾噪聲比CINR1。CINR16QAM和CINR1不相等，但是兩者存在一定的關(guān)系。
數(shù)據(jù)子載波需要傳輸?shù)谋忍匦畔⑹请S機(jī)的，因此當(dāng)發(fā)射端的數(shù)據(jù)調(diào)制方式為16QAM時(shí)，數(shù)據(jù)映射到每個(gè)星座點(diǎn)上的概率都等于1/16。由表1可知，采用16QAM調(diào)制時(shí)各個(gè)星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值的模方(模值的平方，即|T|2)可能是1/5、1或9/5。并且P(|T|2=15)=14]]>(表示|T|2等于1/5的概率為1/4)；P(|T|2=1)=12;]]>P(|T|2=95)=14.]]>從統(tǒng)計(jì)角度得出|T|2=P(|T|2=15)*15+P(|T|2=1)*1+P(|T|2=95)*95=1]]>1|T|2=P(|T|2=15)*5+P(|T|2=1)*1+P(|T|2=95)*59=179]]>因此數(shù)據(jù)子載波R＝DT+N的載波干擾噪聲比CINR16QAM=|DT|2|N|2=|D|2|N|2.]]>信道響應(yīng)估計(jì)值D^=D+NT]]>的載波干擾噪聲比CINR1=|D|2|N/T|2=|D|2179*|N|2.]]>由此就可以推出數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比與 的載波干擾噪聲比之間的關(guān)系CINR16QAM=CINR1*179]]>由上式就能夠通過CINR1解出數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR16QAM。
如果數(shù)據(jù)子載波上承載的數(shù)據(jù)采用64QAM調(diào)制，每個(gè)數(shù)據(jù)子載波上傳輸?shù)臄?shù)值代表了6個(gè)比特的信息，記這6個(gè)比特為b5b4b3b2b1b0。表2規(guī)定了一種64QAM調(diào)制的映射規(guī)則，b5b4b3b2b1b0根據(jù)映射規(guī)則映射到星座圖中的某一個(gè)星座點(diǎn)上，星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值就是子載波上傳輸?shù)臄?shù)值。
表2比特信息映射規(guī)則(64QAM調(diào)制)

從表2可以看出，采用64QAM調(diào)制時(shí)，各個(gè)星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值的模值是不完全相同的，有9種不同的模值，因此Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k/Ti,j,k|2≠Σk=1KΣj=112Σi=16|Di,j,kTi,j,k|2Σk=1KΣj=112Σi=16|Ni,j,k|2,]]>即數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR64QAM不等于 上的載波干擾噪聲比CINR1。CINR64QAM和CINR1不相等，但是兩者存在一定的關(guān)系。
由表2可知，采用64QAM調(diào)制時(shí)各個(gè)星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值的模方(模值的平方，即|T|2)可能是1/21、5/21、3/7、13/21、17/21、25/21、29/21、37/21或7/3。并且P(|T|2=121=116);P(|T|2=521)=18;P(|T|2=37)=116;P(|T|2=1321)=18;]]>P(|T|2=1721)=18;P(|T|2=2521)=316;P(|T|2=2921)=18;P(|T|2=3721)=18;P(|T|2=73)=116.]]>從統(tǒng)計(jì)角度可以得出|T|2=P(|T|2=121)*121+P(|T|2=521)*521+P(|T|2=37)*37]]>+P(|T|2=1321)*1321+P(|T|2=1721)*1721+P(|T|2=2521)*2521]]>+P(|T|2=2921)*2921+P(|T|2=3721)*3721+P(|T|2=73)*73=1]]>1|T|2=P(|T|2=121)*21+P(|T|2=521)*215+P(|T|2=37)*73]]>+P(|T|2=1321)*2113+P(|T|2=1721)*2117+P(|T|2=2521)*2125]]>+P(|T|2=2921)*2129+P(|T|2=3721)*2137+P(|T|2=73)*37=2.685]]>因此數(shù)據(jù)子載波R＝DT+N的載波干擾噪聲比CINR64QAM=|DT|2|N|2=|D|2|N|2.]]>信道響應(yīng)估計(jì)值D^=D+NT]]>的載波干擾噪聲比CINR1=|D|2|N/T|2=|D|22.685*|N|2.]]>由此就可以推出數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比與 的載波干擾噪聲比之間的關(guān)系
CINR64QAM＝CINR1*2.685由上式就能夠通過CINR1解出數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR64QAM。
在802.16e系統(tǒng)下行PUSC模式下利用數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值計(jì)算載波干擾噪聲比的具體步驟包括S201、選取一幀中3個(gè)OFDM符號(第1、3、5個(gè)OFDM符號)的K個(gè)cluster，選取其中屬于第1、3個(gè)OFDM符號中的數(shù)據(jù)子載波作為第一子載波組Ri，j，k(i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)，選取其中屬于第1、5個(gè)OFDM符號中的數(shù)據(jù)子載波作為第二子載波組Ri，j，k(i＝1，5；1≤j≤12，1≤k≤K)，并獲取Ri，j，k(i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)中數(shù)據(jù)子載波的頻域響應(yīng)估計(jì)值 (i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)，以及Ri，j，k(i＝1，5；1≤j≤12，1≤k≤K)中數(shù)據(jù)子載波的頻域響應(yīng)估計(jì)值 (i＝1，5；1≤j≤12，1≤k≤K)。
選取數(shù)據(jù)子載波以及對其進(jìn)行分組可以有多種組合方式，如選取數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(1≤i≤6；1≤j≤12，1≤k≤K)，并分為組一Ri，j，k(1≤i≤4；1≤j≤12，1≤k≤K)，組二Ri，j，k(i＝1，2，5，6；1≤j≤12，1≤k≤K)；選取數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(1≤i≤4，6；j＝5)，并分為組一R1，5、R2，5、R2，5、R3，5；組二為R2，5、R4，5、R3，5、R5，5，其中組一中重復(fù)取R2，5；等等。
只要滿足以下規(guī)則即可每個(gè)子載波組包含數(shù)量相同的子載波對，一個(gè)子載波對由兩個(gè)位于同一頻點(diǎn)、不同符號的子載波組成；每兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，兩個(gè)相對應(yīng)的子載波對位于同一頻點(diǎn)；每個(gè)子載波組中，所有子載波對中的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離都相等；每兩個(gè)子載波組中相對應(yīng)的子載波對的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離不等。
S202、計(jì)算第一子載波組中數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值 (i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)的總功率值P1和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 (i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)的干擾噪聲功率的估算值 根據(jù)與實(shí)施例一相同的原理，得到 (i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)的總功率為P1=Σk=1KΣj=112Σi=1|D^i,j,k|2+Σk=1KΣj=112Σi=3|D^i,j,k|2---(2.1)]]>實(shí)際信號的總功率為PC1=Σk=1KΣj=112Σi=1|Di,j,k|2+Σk=1KΣj=112Σi=3|Di,j,k|2---(2.2)]]>實(shí)際信號的總功率估計(jì)值為P^C1=2*Re(Σk=1KΣj=112Σi=1D^i,j,kD^i+2,j,k*)---(2.3)]]>干擾噪聲功率的估算值為P^N1=P1-P^C1---(2.4)]]>S203、計(jì)算第二子載波組中數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k(i＝1，5；1≤j≤12，1≤k≤K)的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值 (i＝1，5；1≤j≤12；1≤k≤K)的總功率值P2和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 (i＝1，5；1≤j≤12；1≤k≤K)的干擾噪聲功率的估算值 根據(jù)與實(shí)施例一相同的原理，得到 (i＝1，5；1≤j≤12；1≤k≤K)的總功率為P2=Σk=1KΣj=112Σi=1|D^i,j,k|2+Σk=1KΣj=112Σi=1|D^i,j,k|2---(2.5)]]>實(shí)際信號的總功率為PC2=Σk=1KΣj=112Σi=1|Di,j,k|2+Σk=1KΣj=112Σi=1|Di,j,k|2---(2.6)]]>實(shí)際信號的總功率估計(jì)值為
P^C2=2*Re(Σk=1KΣj=112Σi=1D^i,j,kD^i+4,j,k*)---(2.7)]]>干擾噪聲功率的估算值為P^N2=P2-P^C2---(2.8)]]>S204、在上述步驟S202和S203中估算出的干擾噪聲功率 和 中分別引入由數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間變化所引起的估算誤差ε1和ε2，并根據(jù)一個(gè)時(shí)頻區(qū)域內(nèi)不同OFDM符號中的數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間線性變化的規(guī)律，解出引入的誤差值，并對估算出的干擾噪聲功率進(jìn)行調(diào)整，消除誤差的因素的影響。
根據(jù)(2.3)式計(jì)算出的 小于其實(shí)際的信號功率PC1，因此，在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ϵ1=PC1-P^C1,]]>則 (i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)的干擾噪聲功率為PN1=P1-PC1=P1-P^C1-ϵ1---(2.9)]]>同理，根據(jù)(2.7)式計(jì)算出的 小于其實(shí)際的信號功率PC2，因此，在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ϵ2=PC2-P^C2,]]>則 (i＝1，5；1≤j≤12；1≤k≤K)的干擾噪聲功率為PN2=P2-PC2=P2-P^C2-ϵ2---(2.10)]]>對于時(shí)變信道，其頻域信道響應(yīng)值在比較短的時(shí)間內(nèi)(例如幾個(gè)OFDM符號所占的時(shí)間)是線性變化的，即數(shù)據(jù)子載波上的頻域信道響應(yīng)值Di，j，k(1≤i≤6，1≤j≤12，1≤k≤K)滿足如下的關(guān)系式Di+2,j,k=Di,j,k+ΔDj,kDi+4,j,k=Di+2,j,k+ΔDj,k]]>i＝1，1≤j≤12，1≤k≤K..............[2.11]結(jié)合(2.2)、(2.3)、(2.6)、(2.7)、(2.11)式，經(jīng)推導(dǎo)得到誤差ε1和ε2的表達(dá)式ϵ1=PC1-P^C1=Σk=1KΣj=112|ΔDj,k|2---(2.12)]]>
ϵ2=PC2-P^C2=4*Σk=1KΣj=112|ΔDj,k|2---(2.13)]]>由(2.12)、(2.13)式可知ε2＝4ε1...........................................[2.14]在連續(xù)的幾個(gè)OFDM符號內(nèi)，各個(gè)數(shù)據(jù)子載波上的干擾加噪聲是近似獨(dú)立同分布的，所以PN1＝PN2。
由(2.9)、(2.10)、(2.14)式就能夠解得ε1、ε2、PN1和PN2ϵ1=(P2-P^C2)-(P1-P^C1)3]]>ϵ2=4(P2-P^C2)-4(P1-P^C1)3]]>PN1=PN2=P1-PC1=4(P1-P^C1)-(P2-P^C2)3---(2.15)]]>S205、利用第一子載波組或第二子載波組中的數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率計(jì)算相應(yīng)數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比。
(i＝1，3；1≤j≤12，1≤k≤K)的載波干擾噪聲比CINR1為CINR1=P1-PN1PN1---(2.16)]]> (i＝1，5；1≤j≤12；1≤k≤K)的載波干擾噪聲比CINR1為CINR1=P2-PN2PN2---(2.17)]]>S206、根據(jù)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，由頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比得出數(shù)據(jù)子載波上的載波干擾噪聲比。
本實(shí)施例中，當(dāng)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為QPSK時(shí)，數(shù)據(jù)子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比CINR1與數(shù)據(jù)子載波的載波干擾噪聲比CINRQPSK相等，即兩者間的系數(shù)為1，此時(shí)CINRQPSK＝CINR1；當(dāng)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為16QAM時(shí)，數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR16QAM=CINR1*179;]]>當(dāng)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為64QAM時(shí)，數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR64QAM＝CINR1*2.685。
上述實(shí)施例一和實(shí)施例二中選取了時(shí)頻區(qū)域中多個(gè)OFDM符號中的所有導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)子載波，也可只選取這些OFDM符號中的部分導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)子載波來測量載波干擾噪聲比。選取的子載波越多，載波干擾噪聲比的測量精度越高。
實(shí)施例一和二是以802.16e系統(tǒng)的下行PUSC模式為例，描述載波干擾噪聲比的估計(jì)方法。對于上行和下行AMC模式以及下行FUSC模式，其導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的排列規(guī)則相近，如上行和下行AMC模式在時(shí)域上分布有N(N是3的倍數(shù))個(gè)OFDM符號，且每隔2個(gè)OFDM符號時(shí)，導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的排列相同，如第1、4和7個(gè)OFDM符號的子載波排列相同，第2、5和8個(gè)OFDM符號的子載波排列相同，第3、6和9個(gè)OFDM符號的子載波排列相同。因此，同樣可用與實(shí)施例一和二類似的方法，通過導(dǎo)頻子載波或數(shù)據(jù)子載波的頻域響應(yīng)估計(jì)值確定載波干擾噪聲比。對于上行PUSC模式，用戶分配到的時(shí)頻區(qū)域可以劃分為相同大小的多個(gè)資源塊(slot)，通常各個(gè)資源塊在頻域上占據(jù)的子信道是不同的，在時(shí)域上占據(jù)連續(xù)的3個(gè)OFDM符號，且第1個(gè)和第3個(gè)符號包含導(dǎo)頻子載波，且分布相同，第2個(gè)符號僅包含數(shù)據(jù)子載波，因此，對于上行PUSC模式，只能用數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值得到子載波的載波干擾噪聲比。
上述實(shí)施例一和實(shí)施例二描述了在802.16e系統(tǒng)中利用多個(gè)OFDM符號上的子載波測量載波干擾噪聲比的方法，下面的實(shí)施例三和實(shí)施例四將描述在802.16d系統(tǒng)中利用一個(gè)OFDM符號上的子載波測量載波干擾噪聲比的方法。
參見圖3，為802.16d系統(tǒng)子信道化中導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的位置示意圖。802.16d系統(tǒng)中的子信道的導(dǎo)頻信息分布在3個(gè)連續(xù)的子信道化中導(dǎo)頻子載波上，導(dǎo)頻信息主要用于信道估計(jì)。如圖2所示，一個(gè)OFDM符號內(nèi)分布有3個(gè)連續(xù)的中導(dǎo)頻子載波P1、P2和P3，以及多個(gè)連續(xù)的數(shù)據(jù)子載波，如，數(shù)據(jù)子載波R1、R2和R3。
實(shí)施例三本實(shí)施例利用圖3中的中導(dǎo)頻子載波P1、P2和P3的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值測量載波干擾噪聲比。導(dǎo)頻子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為BPSK，利用導(dǎo)頻子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比確定導(dǎo)頻子載波的載波干擾噪聲比的具體步驟如圖4所示，包括S301、選取某個(gè)OFDM符號中3個(gè)連續(xù)的導(dǎo)頻子載波P1、P2和P3，將P1和P2作為第一子載波組，將P1和P3作為第二子載波組，并獲取各子載波組中的導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值 和 S302、利用獲取到的 和 計(jì)算第一子載波組中的導(dǎo)頻子載波P1和P2的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的總功率值 和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 和 的干擾噪聲功率的估算值 和 的總功率為P^1=|H^1|2+|H^2|2---(3.1)]]>實(shí)際的信號功率為PC1＝|H1|2+|H2|2.......................................[3.2]頻域信道響應(yīng)值H1和H2不是已知的，因此不能直接通過(3.2)式求出實(shí)際的信號功率 其實(shí)際信號功率的估計(jì)值可用下式估算P^C1=2*Re(H^1H^2*)---(3.3)]]>其中，Re()表示取實(shí)部。
則， 和 的干擾噪聲功率估算值為P^N1=P^1-P^C1---(3.4)]]>S303、利用獲取到的 和 計(jì)算第二子載波組中的導(dǎo)頻子載波P1和P3的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的總功率值 和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 和 的干擾噪聲功率的估算值 和 的總功率為P^1=|H^1|2+|H^3|2---(3.5)]]>實(shí)際的信號功率為PC2=|H1|2+|H3|2---(3.6)]]>同理，頻域信道響應(yīng)值H1和H3不是已知的，因此不能直接通過(3.6)式求出實(shí)際的信號功率PC2，其實(shí)際信號功率的估計(jì)值可用下式估算P^C2=2*Re(H^1H^3*)---(3.7)]]>則， 和 的干擾噪聲功率估算值為P^N2=P^2-P^C2---(3.8)]]>S304、在上述步驟S302和S303中估算出的干擾噪聲功率 和 中分別引入由導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)隨頻率變化所引起的估算誤差ε1和ε2，并根據(jù)同一OFDM符號中的導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值隨頻率線性變化的規(guī)律，解出引入的誤差，并對估算出的干擾噪聲功率進(jìn)行調(diào)整，消除誤差因素的影響。
實(shí)際通信系統(tǒng)中，信號經(jīng)歷的是多徑信道，多徑會(huì)產(chǎn)生頻域選擇性衰落，即同一個(gè)OFDM符號內(nèi)各導(dǎo)頻子載波上的頻域信道響應(yīng)值是變化的。如果將 看作信號功率，那么在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ε1來表示頻域選擇性衰落造成估計(jì)值與實(shí)際值之間的誤差ϵ1=PC1-P^C1---(3.9)]]>因此， 中除了有干擾加噪聲的功率PN1外，還有由于信道變化造成的估計(jì)誤差ε1，即PN1=P^1-PC1=P^1-P^C1-ϵ1---(3.10)]]>如果將 看作信號功率，那么在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ε2來表示頻域選擇性衰落造成估計(jì)值與實(shí)際值之間的誤差
ϵ2=PC2-P^C2---(3.11)]]>因此， 中除了有干擾加噪聲的功率PN2外，還有由于信道變化造成的估計(jì)誤差ε2，即PN2=P^2-PC2=P^2-P^C2-ϵ2---(3.12)]]>對于時(shí)變信道，子載波的頻域信道響應(yīng)值在比較短的時(shí)間內(nèi)(例如幾個(gè)OFDM符號所占的時(shí)間)是線性變化的。由于在OFDM通信系統(tǒng)中，頻率和時(shí)間存在對稱性，因此，一個(gè)OFDM符號中的導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)值隨頻率而線性變化，即H1和H2滿足如下的關(guān)系式H2=H1+ΔHH3=H2+ΔH---(3.13)]]>這樣就得到了誤差ε1和ε2的表達(dá)式ε1＝|H1|2+|H2|2-2Re(H1H2*)＝|H1|2+|H1+ΔH|2-2Re(H1(H1*+ΔH)).....................[3.14]＝|H1-(H1+ΔH)|2ε2＝|H1|2+|H3|2-2Re(H1H3*)＝|H1|2+|H1+2ΔH|2-2Re(H1(H1*+2ΔH))...................[3.15]＝|H1-(H1+2ΔH)|2所以ε2＝4ε1.....................................................[3.16]由于各個(gè)導(dǎo)頻子載波上的干擾加噪聲是近似獨(dú)立同分布的，所以PN1＝PN2＝PN+I，因此，可以通過(3.10)、(3.12)和(3.16)式解得ε1或ε2ϵ1=(P^2-P^C2)-(P^1-P^C1)3]]>ϵ2=4(P^2-P^C2)-4(P^1-P^C1)3]]>因此，可以得到 和 的干擾加噪聲的功率值PN1，或者 和 的干擾加噪聲的功率值PN2
PN+I=PN1=PN2=4(P^1-P^C1)-(P^2-P^C2)3---(3.17)]]>S305、利用消除誤差后的第一子載波組中的導(dǎo)頻子載波P1和P2，或第二子載波組中的導(dǎo)頻子載波P1和P3的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾加噪聲功率，得到導(dǎo)頻子載波的載波干擾噪聲比。
和 的載波干擾噪聲比為CINR1=P^1+PN+IPN+I---(3.18)]]> 和 的載波干擾噪聲比為CINR1=P^2-PN+IPN+I---(3.19)]]>S306、根據(jù)導(dǎo)頻子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，由導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比得出導(dǎo)頻子載波上的載波干擾噪聲比。
本實(shí)施例中，導(dǎo)頻子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為BPSK。當(dāng)采用BPSK調(diào)制時(shí)，導(dǎo)頻子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比CINR1與導(dǎo)頻子載波的載波干擾噪聲比CINRBPSK相等，即兩者間的系數(shù)為1，此時(shí)CINRBPSK＝CINR1。
實(shí)施例四本實(shí)施例利用圖3中的數(shù)據(jù)子載波R1、R2和R3的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值測量載波干擾噪聲比，其過程與實(shí)施例三類似，區(qū)別在于，在利用數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值測量載波干擾噪聲比時(shí)，由于數(shù)據(jù)子載波上承載的數(shù)據(jù)對于接收端不是已知的，因此需要首先解出數(shù)據(jù)子載波上承載的數(shù)據(jù)，才能獲取到其頻域信道響應(yīng)估計(jì)值，因此，系統(tǒng)性能會(huì)受到接收端能否正確解碼的影響。設(shè)圖3中的數(shù)據(jù)子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為QPSK，其具體步驟如圖4所示，包括S401、選取某個(gè)OFDM符號中3個(gè)連續(xù)的數(shù)據(jù)子載波R1、R2和R3，將R1和R2作為第一子載波組，將R1和R3作為第二子載波組，解出數(shù)據(jù)子載波R1、R2和R3上承載的數(shù)據(jù)，并獲取各子載波組中數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值 和 選取的數(shù)據(jù)子載波的個(gè)數(shù)以及對其進(jìn)行分組可以有多種組合方式，假設(shè)有連續(xù)分布的多個(gè)數(shù)據(jù)子載波，則子載波分組方式可以為選取數(shù)據(jù)子載波R1、R2、R3、R4、R5、R6，第一組子載波包含R1、R2、R3、R4；第二組子載波包含R1、R2、R5、R6；選取數(shù)據(jù)子載波R1、R2、R3、R4、R6，第一組子載波包含R1、R2、R2、R4；第二組子載波包含R2、R3、R4、R6；其中第一組子載波重復(fù)選取了數(shù)據(jù)子載波R2。
只要滿足下述規(guī)律即可每個(gè)子載波組包含數(shù)量相同的子載波對，子載波對由兩個(gè)位于不同頻點(diǎn)的子載波組成；兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，且相對應(yīng)的兩個(gè)子載波對中的子載波在頻域上的距離不等。
S402、利用獲取到的 和 計(jì)算第一子載波組中的數(shù)據(jù)子載波R1和R2的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的總功率值 和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 和 的干擾噪聲功率的估算值 根據(jù)與實(shí)施例一相同的原理，得到 和 的總功率為P^1=|D^1|2+|D^2|2---(4.1)]]>實(shí)際的信號功率為PC1＝|D1|2+|D2|2....................................[4.2]實(shí)際信號功率的估計(jì)值為P^C1=2*Re(D^1D^2*)---(4.3)]]>干擾噪聲功率的估算值為P^N1=P^1-P^C1---(4.4)]]>S403、利用獲取到的 和 計(jì)算第二子載波組中的數(shù)據(jù)子載波R1和R3的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的總功率值 和實(shí)際信號的總功率估計(jì)值 并由此得到 和 的干擾噪聲功率的估算值 根據(jù)與實(shí)施例一相同的原理，得到 和 的總功率為P^2=|D^1|2+|D^3|2---(4.5)]]>實(shí)際的信號功率為PC2＝|D1|2+|D3|2...........................................[4.6]實(shí)際信號功率的估計(jì)值為P^C2=2*Re(D^1D^3*)---(4.7)]]>干擾噪聲功率的估算值為P^N1=P^1-P^C1---(4.8)]]>S404、在上述步驟S402和S403中估算出的干擾噪聲功率 和 中分別引入由導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)隨頻率變化所引起的估算誤差ε1和ε2，并根據(jù)同一OFDM符號中的數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值隨頻率線性變化的規(guī)律，解出引入的誤差，并對估算出的干擾噪聲功率進(jìn)行調(diào)整，消除誤差因素的影響。
實(shí)際通信系統(tǒng)中，信號經(jīng)歷的是多徑信道，多徑會(huì)產(chǎn)生頻域選擇性衰落，即同一個(gè)OFDM符號內(nèi)各數(shù)據(jù)子載波上的頻域信道響應(yīng)值是變化的。如果將 看作信號功率，那么在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ε1來表示頻域選擇性衰落造成估計(jì)值與實(shí)際值之間的誤差，因此， 和 的干擾噪聲功率為PN1=P^1-PC1=P^1-P^C1-ϵ1---(4.9)]]>實(shí)際通信系統(tǒng)中，信號經(jīng)歷的是多徑信道，多徑會(huì)產(chǎn)生頻域選擇性衰落，即同一個(gè)OFDM符號內(nèi)各數(shù)據(jù)子載波上的頻域信道響應(yīng)值是變化的。如果將 看作信號功率，那么在計(jì)算信號功率的過程中引入誤差ε2來表示頻域選擇性衰落造成估計(jì)值與實(shí)際值之間的誤差，因此， 和 的干擾噪聲功率為PN2=P^2-PC2=P^2-P^C2-ϵ2---(4.10)]]>
對于時(shí)變信道，子載波的頻域信道響應(yīng)值在比較短的時(shí)間內(nèi)(例如幾個(gè)OFDM符號所占的時(shí)間)是線性變化的。由于在OFDM通信系統(tǒng)中，頻率和時(shí)間存在對稱性，因此，一個(gè)OFDM符號中的數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)值隨頻率而線性變化，即D1和D2滿足如下的關(guān)系式D2=D1+ΔDD3=D2+ΔD---(4.11)]]>與實(shí)施例一同理，可得到誤差ε1和ε2的關(guān)系表達(dá)式ε2＝4ε1..........................................[4.12]由于各個(gè)數(shù)據(jù)子載波上的干擾加噪聲是近似獨(dú)立同分布的，所以PN1＝PN2＝PN+I，因此，可以通過(4.9)、(4.10)和(4.12)式解得ε1或ε2ϵ1=(P^2-P^C2)-(P^1-P^C1)3---(4.13)]]>ϵ2=4(P^2-P^C2)-4(P^1-P^C1)3---(4.14)]]>因此，可以得到 和 的干擾加噪聲的功率值PN1，或者 和 的干擾加噪聲的功率值PN2。
PN+I=PN1=PN2=4(P^1-P^C1)-(P^2-P^C2)3---(4.15)]]>S405、利用消除誤差后的第一子載波組中的數(shù)據(jù)子載波R1和R2，或第二子載波組中的數(shù)據(jù)子載波R1和R3的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾加噪聲的功率，得到數(shù)據(jù)子載波的載波干擾噪聲比。
和 的載波干擾噪聲比為CINR1=P^1-PN+IPN+I---(4.16)]]> 和 的載波干擾噪聲比為CINR1=P^2-PN+IPN+I---(4.17)]]>S406、根據(jù)導(dǎo)頻子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，由導(dǎo)頻子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比得出導(dǎo)頻子載波上的載波干擾噪聲比。
本實(shí)施例中，當(dāng)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為QPSK時(shí)，數(shù)據(jù)子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比CINR1與數(shù)據(jù)子載波的載波干擾噪聲比CINRQPSK相等，即兩者間的系數(shù)為1，此時(shí)CINRQPSK＝CINR1。
標(biāo)準(zhǔn)802.16d規(guī)定數(shù)據(jù)子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式可以是QPSK、16QAM或者64QAM。數(shù)據(jù)子載波上的載波干擾噪聲比與其頻域信道響應(yīng)值的載波干擾噪聲比之間的關(guān)系是由數(shù)據(jù)子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式?jīng)Q定的。由于各調(diào)制方式的數(shù)據(jù)映射規(guī)則各不相同，各個(gè)星座點(diǎn)對應(yīng)的數(shù)值的模值是不完全相同的，因此計(jì)算出的子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比并不一定與子載波的載波干擾噪聲比相等，還需要對利用子載波頻域信道響應(yīng)估計(jì)值計(jì)算出的載波干擾噪聲比進(jìn)行系數(shù)調(diào)整以得到子載波的載波干擾噪聲比。
當(dāng)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為16QAM時(shí)，數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR16QAM=CINR1*179;]]>當(dāng)數(shù)據(jù)子載波上承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式為64QAM時(shí)，數(shù)據(jù)子載波Ri，j，k上的載波干擾噪聲比CINR64QAM＝CINR1*2.685。
上述實(shí)施例三和實(shí)施例四是以802.16d系統(tǒng)為例，描述載波干擾噪聲比的測量方法。對于802.16e系統(tǒng)，本發(fā)明提供的方法一樣適用，只要能夠獲取到同一個(gè)OFDM符號中連續(xù)或間隔距離不遠(yuǎn)的導(dǎo)頻子載波或數(shù)據(jù)子載波，就能夠通過本發(fā)明的方法測量出子載波的載波干擾噪聲比。根據(jù)多徑信道的延遲情況，對導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)子載波的間隔距離要求是不一樣的，延遲越大，要求子載波的間隔距離越近，這樣才能將子載波的頻域信道響應(yīng)認(rèn)為隨頻率近似線性變化，因而才能用本發(fā)明描述的方法測量子載波的載波干擾噪聲比。
上述實(shí)施例一至四分別以導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值計(jì)算子載波的載波干擾噪聲比。當(dāng)導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波承載的數(shù)據(jù)采用相同的調(diào)制方式時(shí)，也可以同時(shí)使用導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值計(jì)算子載波的載波干擾噪聲比，其計(jì)算過程與上述實(shí)施例類似。
如果信號經(jīng)歷的是時(shí)不變信道，采用上述實(shí)施例一至四的方法進(jìn)行載波干擾噪聲比測量也是可行的。
基于上述技術(shù)構(gòu)思，本發(fā)明提供了一種載波干擾噪聲比的測量裝置。
參見圖5，為本發(fā)明的載波干擾噪聲比的測量裝置，該裝置包括選取模塊、計(jì)算模塊、誤差消除模塊和載波干擾噪聲比計(jì)算模塊，上述模塊依次連接。
選取模塊選取一個(gè)時(shí)頻區(qū)域內(nèi)的多個(gè)子載波并分組，每個(gè)子載波組中包含相同數(shù)量的子載波對。選取的子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式相同，可以全部為導(dǎo)頻子載波，或者全部為數(shù)據(jù)子載波，或者部分為導(dǎo)頻子載波部分為數(shù)據(jù)子載波。選取模塊還要獲取所選取的子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值，當(dāng)選取的子載波包含數(shù)據(jù)子載波時(shí)，通過解出該數(shù)據(jù)子載波承載的數(shù)據(jù)獲取該子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值。
計(jì)算模塊分別利用各子載波組中的子載波對估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率。
誤差消除模塊根據(jù)所選取的子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，利用估算出的各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，消除子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中存在的由頻域信道響應(yīng)變化所引起的估算誤差。
載波干擾噪聲比計(jì)算模塊根據(jù)根據(jù)消除誤差后的子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，計(jì)算得到載波干擾噪聲比。該模塊根據(jù)子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率計(jì)算得到載波干擾噪聲比后，還要根據(jù)子載波組中子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，對子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比進(jìn)行系數(shù)調(diào)整，得到子載波的載波干擾噪聲比。
綜上所述，本發(fā)明通過選取多個(gè)符號上的子載波并分組，分別估算各子載波組中的子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，并根據(jù)不同符號相同頻點(diǎn)的子載波的頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間線性變化的規(guī)律，消除估算的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間變化所引起的估算誤差，從而克服了現(xiàn)有技術(shù)中信號經(jīng)歷時(shí)變信道時(shí)由多普勒頻偏引起的時(shí)間選擇性衰落所造成的載波干擾噪聲比測量不準(zhǔn)的問題，使計(jì)算得到的載波干擾噪聲比更加精確，進(jìn)而達(dá)到充分利用載波干擾噪聲比較高的子信道進(jìn)行資源分配，提高系統(tǒng)的性能的目的。另外，當(dāng)從系統(tǒng)中獲取多個(gè)符號有困難時(shí)，本發(fā)明還提供了一種載波干擾噪聲比的測量方法，即通過選取一個(gè)符號上的子載波并分組，根據(jù)同一符號上的子載波的頻域信道響應(yīng)隨頻率變化的規(guī)律，消除子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中有頻域信道響應(yīng)隨頻率變化所引起的估算誤差，從而在克服了現(xiàn)有技術(shù)中信號經(jīng)歷時(shí)變信道時(shí)由多普勒頻偏引起的時(shí)間選擇性衰落所造成的載波干擾噪聲比測量不準(zhǔn)的問題的同時(shí)，提高了本發(fā)明的適用范圍。
顯然，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對本發(fā)明進(jìn)行各種改動(dòng)和變型而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動(dòng)和變型在內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種載波干擾噪聲比的測量方法，其特征在于，包括以下步驟選取多個(gè)子載波并分組，每個(gè)子載波組中包含相同數(shù)量的子載波對；分別利用各子載波組中的子載波對估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率；根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，利用估算出的各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，消除所述干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)變化所造成的估算誤差；根據(jù)消除誤差后的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，計(jì)算得到載波干擾噪聲比。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，利用子載波組中的子載波對估算該子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率的過程包括計(jì)算所述子載波組中每個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的功率并進(jìn)行累加；利用所述子載波組中的子載波對估算該子載波對中各子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率，并將估算出的所述子載波組中所有子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率進(jìn)行累加；將所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的總功率減去其實(shí)際信號的總功率估計(jì)值，得到所述干擾噪聲功率。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，利用子載波對估算該子載波對中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率的過程包括將所述子載波對中的兩個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值進(jìn)行共軛相乘運(yùn)算取實(shí)部，得到該子子載波對中任意一個(gè)子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值中實(shí)際信號的功率。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，消除所述估算誤差的過程包括在估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率時(shí)，分別引入由頻域信道響應(yīng)變化所引起的誤差；根據(jù)所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，解出所述誤差；利用所述誤差計(jì)算得到對應(yīng)子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，從一個(gè)時(shí)頻區(qū)域內(nèi)的多個(gè)符號中選取所述子載波并分組；所述子載波組中的每個(gè)子載波對由兩個(gè)位于同一頻點(diǎn)、不同符號的子載波組成；每兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，兩個(gè)相對應(yīng)的子載波對位于同一頻點(diǎn)；每個(gè)子載波組中，所有子載波對中的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離都相等；每兩個(gè)子載波組中相對應(yīng)的子載波對的兩個(gè)子載波在時(shí)域上的距離不等；根據(jù)不同符號上相同頻點(diǎn)的子載波在時(shí)域上線性變化的規(guī)律，消除估算的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨時(shí)間變化所造成的估算誤差。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，從一個(gè)符號中選取所述子載波并分組；所述子載波組中的每個(gè)子載波對由不同頻域的兩個(gè)子載波組成；每兩個(gè)子載波組中的子載波對一一對應(yīng)，且相對應(yīng)的兩個(gè)子載波對中的子載波在頻域上的距離不等；根據(jù)同一符號的子載波在頻域上線性變化的規(guī)律，消除估算的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)隨頻率變化所造成的估算誤差。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，選取的所述子載波在頻域上相鄰或相近。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，選取的所述子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式相同。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，選取的所述子載波為導(dǎo)頻子載波或/和數(shù)據(jù)子載波。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算得到載波干擾噪聲比的過程進(jìn)一步包括根據(jù)所述子載波組中子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式，調(diào)整由所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率計(jì)算得到的載波干擾噪聲比，得到子載波的載波干擾噪聲比。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，包括步驟根據(jù)所述子載波組中子載波承載數(shù)據(jù)的調(diào)制方式確定對應(yīng)的調(diào)整系數(shù)；將所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的載波干擾噪聲比與該系數(shù)相乘，得到所述子載波的載波干擾噪聲比。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述符號為正交頻分復(fù)用符號。
13.一種載波干擾噪聲比的測量裝置，其特征在于，包括選取模塊，用于選取多個(gè)子載波并分組，每個(gè)子載波組中包含相同數(shù)量的子載波對；計(jì)算模塊，用于分別利用各子載波組中的子載波對估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率；誤差消除模塊，用于根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，利用估算出的各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，消除所述干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)變化所引起的估算誤差；載波干擾噪聲比計(jì)算模塊，用于根據(jù)消除誤差后的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，計(jì)算得到載波干擾噪聲比。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種載波干擾噪聲比的測量方法及裝置，本發(fā)明方法包括步驟選取多個(gè)子載波并分組，每個(gè)子載波組中包含相同數(shù)量的子載波對；分別利用各子載波組中的子載波對估算各子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率；根據(jù)所述子載波的頻域信道響應(yīng)線性變化的規(guī)律，消除所述干擾噪聲功率中由頻域信道響應(yīng)變化所造成的估算誤差；根據(jù)消除誤差后的所述子載波組中子載波的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值的干擾噪聲功率，計(jì)算得到載波干擾噪聲比。本發(fā)明可在終端經(jīng)歷時(shí)變或時(shí)不變信道時(shí)，精確測量載波干擾噪聲比，達(dá)到充分利用載波干擾噪聲比較高的子信道，提高系統(tǒng)性能的目的。
文檔編號H04L27/26GK1917501SQ200610127279
公開日2007年2月21日 申請日期2006年9月19日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月19日
發(fā)明者錢云襄, 鄭德來, 王吉濱 申請人:華為技術(shù)有限公司