專利名稱：分集合成方法以及分集型接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及將利用數(shù)字多進(jìn)制調(diào)制方式所調(diào)制的數(shù)據(jù)信號序列進(jìn)行分集 接收的技術(shù)。
背景技術(shù)：
在設(shè)定于汽車的視頻接收機或者移動電話機等中，為了即使在移動過程 中也穩(wěn)定地接收地面廣播波，大多采用分集接收方式。
作為分集接收方式，提出了如下方式空間分集方式、時間分集方式、 頻率分集方式、極化分集方式等。通常，在改善地面廣播波的接收特性的目 的等中，為了有效地利用有限的頻率資源，大多采用通過變更接收端的接收 方式而可以實現(xiàn)的空間分集方式。
例如，在移動的汽車內(nèi)接收模擬電視廣播的情況下，空間分集接收方式 已被實用化，該方式為在汽車上設(shè)定多個天線，從所獲得的多個接收信號當(dāng) 中選擇接收信號電平最大的輸入信號。
但是，目前，在世界的很多地區(qū)，正在推進(jìn)廣播的數(shù)字化。例如，在曰 本和歐洲，作為地面數(shù)據(jù)視頻廣播方式，采用正交頻分復(fù)用(以下，成為OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing ))傳輸方式。
另外，進(jìn)行OFDM調(diào)制所發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)被進(jìn)行基于例如MPEG2等信 息編碼方式的信息源編碼。
并且，在信號的接收時，通過進(jìn)行糾錯處理來提高接收容錯性。進(jìn)而， 通過將載波調(diào)制方式變更為抗差錯更強的調(diào)制方式，也能夠提高容錯性。例
的調(diào)制方式變更為所謂16QAM的調(diào)制方式，進(jìn)行傳輸?shù)男盘柕男畔⑺俾孰m 然降低，但是能夠提高信號的抗噪聲性能。
因此，在汽車內(nèi)等，在移動中收看上述數(shù)字視頻廣播的情況下，與以往 的模擬電視廣播相比，能夠收看到障礙少的影像和聲音。
另外，日本地面數(shù)字視頻廣播的傳輸方式的詳細(xì)內(nèi)容記載于作為社團法 人電波產(chǎn)業(yè)會的標(biāo)準(zhǔn)規(guī)格的"地上亍3夕^亍Lxtf、:；3少放送(D伝送方式(地面數(shù)
字視頻廣播的傳輸方式)"、ARIB STD-B31 1.1版第2章8頁"ISDB-T方式 CO概要(ISDB-T方式的概要)"第2 9行(以下稱為"非專利文獻(xiàn)r)。
進(jìn)而，通過對經(jīng)過上述OFDM調(diào)制的信號應(yīng)用空間分集接收方式，能夠 降低移動接收時的故障的發(fā)生頻度。
作為空間分集接收方式的一例，提出了對OFDM調(diào)制信號的每個OFDM 載波進(jìn)行信號的選擇或者合成的方式。這是使用多個天線接收信號，對所獲 得的多個接收信號的每一個接收信號單獨地進(jìn)行A/D變換、同步檢波、FFT 運算，直到解調(diào)處理。其結(jié)果，對于由多個天線接收的各個信號，生成由多 個OFDM載波所構(gòu)成的信號。并且，對于各個OFDM載波，從由多個天線 接收的信號當(dāng)中選擇一個最合適的信號來利用，或者對于各個OFDM載波， 將多個天線接收的信號進(jìn)行合成來利用中的其中 一種方法。
在上述的說明內(nèi)，在選擇一個最合適的信號的情況下，例如可以將OFDM 載波的功率作為選擇基準(zhǔn)。即，比較每個OFDM載波的功率量，選擇一個值 最大的信號。
另外，在對信號進(jìn)行合成的情況下，對于每個OFDM載波，對于已得到 的多個信號計算加權(quán)量，根據(jù)從加權(quán)量計算出的比率而將信號相加。此時， 如果采用對應(yīng)于每個OFDM載波的功率量的比率進(jìn)行加權(quán)的、所謂最大比合 成分集接收方式的方法，就能夠最大地降低對信號的噪聲量，因此，接收特 性的改善效果很高。關(guān)于最大比合成分集接收方式，記載于D.G.Brennan "Linear diversity combining techniques" Proc.IRE、 471075-1102、 June-1959 (以 下稱為"非專利文獻(xiàn)2"。
另夕卜，在上述的說明中，說明了對于所獲得的多個OFDM信號，對每個 OFDM載進(jìn)行信號的波選擇或者合成的方法，但是，也提出了在A/D變換之 前的階段將信號合成的空間分集接收技術(shù)。該技術(shù)例如記載于特開 2001-156689號公報(以下稱為"專利文獻(xiàn)1")。
但是，如前所述，在采用對于已得到的多個接收信號的每一個接收信號， 進(jìn)行A/D變換、周期檢波、FFT運算，直到進(jìn)行了解調(diào)處理之后，將信號加 權(quán)合成的方法的情況下，解調(diào)處理為止的信號質(zhì)量越高，就越能夠提高加權(quán) 合成后的信號質(zhì)量。例如，作為在解調(diào)處理的過程中提高信號質(zhì)量的技術(shù)， 公知特開2004-96703號公報(以下稱為"專利文獻(xiàn)2")的技術(shù)。在專利文獻(xiàn)
2中，使用OFDM調(diào)制信號中所包含的分散導(dǎo)頻信號來估計傳輸路徑特性， 并使用其結(jié)果所獲得的傳輸路徑特性來計算接收信號點。通過將對該接收信 號點的信息進(jìn)行了硬判定的結(jié)果反饋給傳輸路徑特性的計算單元，從而提高 傳輸路徑的估計精度。
更詳細(xì)來說，在對分散導(dǎo)頻信號進(jìn)行插補處理而估計傳輸路徑特性H， 并將FFT運算后的接收信號Y用傳輸路徑特性H進(jìn)行復(fù)數(shù)除法后，在進(jìn)行硬 判定得到映射向量X之后，將接收信號Y用X進(jìn)行復(fù)數(shù)除法從而得到傳輸 路徑特性H'。并且，用判定為可靠性較高的傳輸路徑特性H，替換先前計算 出的傳輸路徑特性H,并進(jìn)行插補處理以及復(fù)數(shù)除法，還原映射向量X，。
如上述那樣，為了提高OFDM調(diào)制信號的接收特性，采用如下的分集接 收方式有效，即利用多個天線接收多個信號，分別將多個接收信號解調(diào)，將 獲得的與天線的根數(shù)相應(yīng)量的解調(diào)信號以O(shè)FDM載波為單位進(jìn)行選擇或者加 權(quán)合成。這是由于，通過利用多個信號，在從某一天線解調(diào)后的信號中所欠 缺的信息有可能包含在從其它天線解調(diào)的信號當(dāng)中。
另外，在將所獲得的多個OFDM信號分別單獨地進(jìn)行了解調(diào)之后，在以 OFDM載波為單位選擇或者加權(quán)合成的分集接收方式當(dāng)中，對于各個信號單 獨地進(jìn)行到解調(diào)處理為止。在解調(diào)處理時，將對OFDM信號進(jìn)行變頻后得到 的復(fù)數(shù)信號除以另外估計出的傳輸^4圣特性，并計算編碼點。
此時，在傳輸路徑特性中有可能產(chǎn)生估計誤差，在用包含了誤差的傳輸 路徑特性進(jìn)行了除法運算的結(jié)果所獲得的編碼點的信息當(dāng)中也產(chǎn)生誤差。在 以往的分集接收方式中，通過獲得多個包含了誤差的編碼點的信息，進(jìn)行選 擇或者合成，從而相互抵消誤差，從而要提高計算編碼點的精度。
但是，在專利文獻(xiàn)2所記載的技術(shù)中，在接收信號點大大偏離發(fā)送編碼 點的情況下，導(dǎo)致對與原來的發(fā)送編碼點不同的編碼點進(jìn)行硬判定的結(jié)果等， 在各解調(diào)單元中的接收特性的提高、進(jìn)而作為分集接收的性能提高上有限度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的分集型接收裝置在對多個接收到的信號進(jìn)行合成后，對接收信 號進(jìn)行硬判定，并基于該硬判定結(jié)果再次計算傳輸路徑特性。接著，對于多 個接收信號的各個接收信號，使用硬判定結(jié)果和接收信號的信息，再次計算 傳輸路徑特性。并且，使用再次計算出的傳輸路徑特性，對將接收信號進(jìn)行
了除法運算后的結(jié)果進(jìn)行合成，并對合成后的信號進(jìn)行解交織處理和糾錯處 理并輸出。
通過上述處理，對信號進(jìn)行一次合成，從而在多個信號間相互地補充接 收信號的信息，并基于該結(jié)果再次計算傳輸路徑特性，由此，可以提高各個 解調(diào)單元的解調(diào)性能。并且，通過提高各個解調(diào)處理單元中的解調(diào)性能，并 對各結(jié)果進(jìn)行合成，從而可以極大提高解調(diào)性能。


圖1是表示本發(fā)明的實施方式1中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2是表示本發(fā)明的實施方式1中的解調(diào)單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖3是表示本發(fā)明的實施方式1中的OFDM信號以16QAM調(diào)制信號進(jìn) 行載波調(diào)制時的發(fā)送信號的映射規(guī)則的例子的圖。
圖4是表示在本發(fā)明的實施方式1中，信號才艮據(jù)圖3所示的映射規(guī)則被 發(fā)送時的、發(fā)送信號和從第l合成單元所得到的復(fù)數(shù)信號的例子的圖。
圖5是表示本發(fā)明的實施方式1中的傳輸路徑重估計單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖6是表示本發(fā)明的實施方式2中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖7是表示本發(fā)明的實施方式2中的傳輸路徑重估計單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖8A是說明本發(fā)明的實施方式2中的校正單元進(jìn)行的校正前的信號振 幅的狀態(tài)的圖。
圖8B是說明本發(fā)明的實施方式2中的校正單元進(jìn)行的校正后的信號振 幅的狀態(tài)的圖。
圖9是表示本發(fā)明的實施方式3中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖10是說明本發(fā)明的實施方式3中的信號的流向的圖。 圖11是表示本發(fā)明的實施方式4中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖12是表示本發(fā)明的實施方式4中的發(fā)送信號的映射點、和作為合成結(jié) 果所得到的接收信號的信號點的例子的圖。
圖13是用于說明本發(fā)明的實施方式4中的可靠性判定方法的例子的圖。 圖14是表示本發(fā)明的實施方式5中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 標(biāo)號說明
101a, 101b 天線單元 102a, 102b調(diào)諧器單元 103a, 103b A/D變換單元 104a， 104b 正交一全波單元 105a, 105b 變頻單元 106a， 106b 解調(diào)單元
107 第1合成單元
108 硬判定單元
109a, 109b 傳輸路徑重估計單元
110 第2合成單元
111 解交織器單元
112 解映射單元
113比特解交織器單元
114 糾錯單元
115 第1合成單元
116a, 116b 傳輸路徑重估計單元
117 合成單元
118 第1合成單元 201a SP信號提取單元 202a SP信號發(fā)生單元 203a 第1復(fù)數(shù)除法運算單元 204a 插補單元
205a 延遲單元 206a 第2復(fù)數(shù)除法運算單元 207a 第3復(fù)數(shù)除法運算單元 208a 頻率軸濾波器單元 209a 第4復(fù)數(shù)除法運算單元 210a 校正單元
具體實施方式
(實施方式1 )
使用圖1 圖5說明用于實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式1中的分集接收方法的裝 置的結(jié)構(gòu)例。圖1是表示本發(fā)明的實施方式1中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的
方框圖。在圖1中，本實施方式1中的分集型接收裝置包括天線單元101a、 101b,調(diào)諧器單元102a、 102b, A/D變換單元103a、 103b，正交檢波單元 104a、 104b，變頻單元105a、 105b，解調(diào)單元106a、 106b,第1合成單元107, 硬判定單元108，傳輸路徑重估計單元109a、 109b，第2合成單元110，解交 織器單元lll,解映射單元112,比特解交織器單元113,以及作為糾錯單元 的114。這里，天線單元101a和天線單元101b相互之間的設(shè)置位置或者特性 當(dāng)中至少其中一方面不同。
在本實施方式l中，以分別具備兩系統(tǒng)的從天線單元到解調(diào)單元、以及 傳輸路徑重估計單元的結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行說明。但是，例如可以是如具備四系統(tǒng) 的從天線單元到解調(diào)單元以及傳輸路徑重估計單元的結(jié)構(gòu)這樣，將從天線單 元到解調(diào)單元以及傳輸路徑重估計單元的個數(shù)增加到2以上的結(jié)構(gòu)。
以下，以接收其接收信號根據(jù)日本的地面數(shù)字廣播標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行OFDM調(diào)制 后的信號的分集接收裝置為例來說明動作。
天線單元101a將從廣播臺發(fā)送的廣播電波變換成電信號而輸出。調(diào)諧器 單元102a從由天線單元101a所得到的信號當(dāng)中提取特定的頻帶的信號，并 變換成基帶或者特定頻帶的信號。A/D變換單元103a將從調(diào)諧器單元102a 得到的模擬信號變換成數(shù)字信號。正交檢波單元104a進(jìn)行OFDM傳輸信號 的檢波，計算發(fā)送信號和解調(diào)單元所具有的頻率基準(zhǔn)信號之間的頻率誤差而 進(jìn)行校正。而且，計算頻率OFDM碼元期間和保護間隔期間，并輸出OFDM 碼元期間的信號。進(jìn)而，還判定OFDM傳輸信號的傳輸模式和保護間隔期間 的長度。
變頻單元105a將從正交纟僉波單元104a所得到的OFDM碼元期間的時域 的信號例如利用FFT運算處理變換到頻域的信號。解調(diào)單元106a將已插入在 OFDM信號中的 TMCC ( Transmission and Multplexing Configuration and Control)信號進(jìn)行解調(diào)，得到OFDM傳輸信號的各種參數(shù)信息。進(jìn)而，解調(diào) 單元106a使用解調(diào)后的OFDM傳輸信號的各種參數(shù)信息等來估計接收信號 的傳輸路徑特性，并基于接收信號，向所發(fā)送的信號進(jìn)行解調(diào)處理。
使用圖2詳細(xì)地說明傳輸路徑特性的估計方法和解調(diào)處理方法。圖2是 表示本發(fā)明的實施方式1中的解調(diào)單元106a的結(jié)構(gòu)的方框圖。在圖2中，解
調(diào)單元106a由SP信號提取單元201a、 SP信號發(fā)生單元202a、第1復(fù)數(shù)除 法運算單元203a、插補單元204a、延遲單元205a、第2復(fù)數(shù)除法運算單元 206a構(gòu)成。而且，傳輸J各徑重估計單元109a以及第1合成單元107與圖1 中的傳輸路徑重估計單元109a以及第1合成單元107相同。
SP信號提取單元201a從由變頻單元105a所獲得的頻域的信號當(dāng)中、提 耳又OFDM信號中在頻率以及時間方向上、以一定間隔配置的分散導(dǎo)頻 (scattered pilot )信號(以后簡記為SP信號)。SP信號發(fā)生單元202a生成SP 信號的基準(zhǔn)信號作為包含已知的振幅和相位的基準(zhǔn)導(dǎo)頻信號。
第1復(fù)數(shù)除法運算單元203a將由SP信號提耳又單元201a提耳又的SP信號 用SP信號發(fā)生單元202a產(chǎn)生的基準(zhǔn)導(dǎo)頻信號進(jìn)行復(fù)數(shù)除法。通過該復(fù)數(shù)除 法，存在SP信號的OFDM載波的傳輸路徑特性作為振幅和相位的偏移程度 被計算，從第1復(fù)數(shù)除法運算單元203a被輸出。
插補單元204a使用從上述的復(fù)數(shù)除法結(jié)果得到的傳輸路徑特性，在時間 軸方向以及頻率軸方向?qū)邮盏男盘栠M(jìn)行插補而輸出，同時計算所有的 OFDM載波的傳輸路徑特性的估計值Ha并輸出。這是由于在OFDM信號中， SP信號在頻率軸以及時間軸的方向上被離散地配置。該傳輸路徑特性的估計 值的信息Ha從插補單元204a對第2復(fù)數(shù)除法運算單元206a以及第1合成單 元107輸出。
延遲單元205a對從變頻單元105a得到的頻域的信號提供延遲。這是因 為，要將伴隨第1復(fù)數(shù)除法運算單元203a以及第2插補單元204a的處理的 時間差消除。另外，延遲單元205a對第2復(fù)數(shù)除法運算單元206a、以及傳輸 路徑重估計單元109a輸出已被延遲的接收信號的信息Ya。
第2復(fù)數(shù)除法運算單元206a將從延遲單元205a輸出的接收信號的信息 Ya用從插補單元204a所輸出的傳輸路徑特性的估計值的信息Ha進(jìn)行復(fù)數(shù)除 法運算。該復(fù)數(shù)除法運算結(jié)果的復(fù)數(shù)信號Xa被輸出到第1合成單元107。
如上那樣，解調(diào)單元106a從OFDM信號中所插入的TMCC信息得到 OFDM傳輸信號的各種參數(shù)，同時輸出將接收到的OFDM信號的傳播路徑的 傳輸路徑特性的估計值的信息Ha、接收信號的信息Ya、以及將接收信號的 信息Ya表示的接收信號點除以傳輸路徑特性的估計值的信息Ha得到的結(jié)果 的信息(復(fù)數(shù)信號)Xa。
在圖l中，關(guān)于從調(diào)諧器單元102b到解調(diào)單元106b的結(jié)構(gòu)，由于進(jìn)行與對從調(diào)諧器單元102a到解調(diào)單元106a已經(jīng)說明的動作相同的動作，所以 省略說明。另外，作為與解調(diào)單元106a的各個信號Ha、 Ya、 Xa相當(dāng)?shù)男盘枺?從解調(diào)單元106b輸出Hb、 Yb、 Xb。
接著，說明第1合成單元107的動作。第1合成單元107從解調(diào)單元106a 以及106b分別輸入復(fù)數(shù)信號Xa、Xb。另夕卜，包含著復(fù)數(shù)信號Xa、Xb的OFDM 載波的功率信息和振幅信息與復(fù)數(shù)信號Xa、 Xb —并被輸入。
并且，第1合成單元107進(jìn)行從解調(diào)單元106a以及106b得到的復(fù)數(shù)信 號Xa、 Xb的合成。在復(fù)數(shù)信號的合成時，從解調(diào)單元106a以及106b所輸 入的復(fù)數(shù)信號Xa、 Xb的定時有可能不一致。因此，根據(jù)需要將各個復(fù)數(shù)信 號Xa、 Xb暫時存儲在存儲器單元等中，之后，同時取出，從而使定時一致。 這樣一來，相同的碼元期間和相同的OFDM載波中所包含的信號之間會進(jìn)行 復(fù)數(shù)信號的合成。
在信號的合成時，使用從解調(diào)單元106a以及106b所輸入的傳輸路徑特 性的估計值的信息Ha、 Hb,基于包含復(fù)數(shù)信號Xa、 Xb的OFDM載波的功 率信息和振幅信息，進(jìn)行加權(quán)處理，從而進(jìn)行信號的加法運算。其結(jié)果，能 夠提高接收性能。另外，所述的功率信息和振幅信息可以為被進(jìn)行量化后的值。
例如，對于某一OFDM載波，在從解調(diào)單元106a、 106b得到的復(fù)數(shù)信 號Xa、 Xb各自的OFDM載波功率的比為2比1 (在復(fù)數(shù)信號Xa的功率大于 復(fù)數(shù)信號Xb的功率的情況下)的情況下，在對從解調(diào)單元106a得到的復(fù)數(shù) 信號Xa乘以2/3、對從解調(diào)單元106b得到的復(fù)數(shù)信號Xb成以1/3之后，將
兩個卩言號相加。
硬判定單元108對從第1合成單元107得到的合成后的復(fù)數(shù)信號進(jìn)行硬 判定。所謂硬判定是指，將距接收信號點最近的映射點判定為發(fā)送信號點。 參照圖3、圖4說明該硬判定的情況。圖3是表示本發(fā)明的實施方式1中的 OFDM信號被以16QAM調(diào)制信號進(jìn)行載波調(diào)制時的發(fā)送信號的映射規(guī)則的 例子的圖。另外，圖4是表示按照圖3所示的映射規(guī)則發(fā)送信號時的、發(fā)送 信號和從第1合成單元107得到的復(fù)數(shù)信號的例子的圖。
在圖4中，將16QAM調(diào)制信號的映射點以0表示，將發(fā)送信號點用 表示，將從第1合成單元107得到的復(fù)數(shù)信號的信號點以x表示。接收到的
OFDM信號中，大多是或在調(diào)諧器單元102a、 102b等中混入噪聲，或在傳輸
路徑的估計中產(chǎn)生誤差。因此，在多數(shù)情況下，發(fā)送信號點和通過從天線單
元101a、 101b到第1合成單元107得到的復(fù)數(shù)信號的信號點不一致，在這兩 個信號點間產(chǎn)生圖4所示這樣的誤差(偏差)。根據(jù)噪聲量和傳輸路徑估計誤 差量，發(fā)送信號點和從合成單元所得到的復(fù)數(shù)信號點的距離變化。硬判定單 元108將離接收信號點最近的映射點判定為發(fā)送信號點，并將離由第l合成 單元107計算的復(fù)數(shù)信號表示的信號點最近的映射點的信息Xmix輸出到傳 輸路徑重估計單元109a以及10%。
傳輸路徑重估計單元109a、 109b使用從解調(diào)單元106a、 106b得到的接 收信號的信息Ya、 Yb表示的信號點、和從硬判定單元108得到的合成后的 信號點的信息Xmix，對傳輸路徑進(jìn)行重估計。對于該重估計動作，以下詳細(xì) 進(jìn)行說明。
圖5是表示本發(fā)明的實施方式1中的傳輸路徑重估計單元109a的結(jié)構(gòu)的 方框圖。在圖5中，傳輸路徑重估計單元109a由第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a、 頻率軸濾波器單元208a、和第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a構(gòu)成。另外，解調(diào)單 元106a、硬判定單元108、第2合成單元110與圖1中的解調(diào)單元106a、硬 判定單元108、第2合成單元110相同。
第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a將從解調(diào)單元106a得到的接收信號的信息 Ya表示的信號點的復(fù)數(shù)信號用從硬判定單元108得到的合成后的信號點的復(fù) 數(shù)信號Xmix進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算。其結(jié)果，對各個OFDM載波計算傳輸路徑 特性H，a，輸出到頻率軸濾波器208a。另夕卜，對于SP信號所包含的載波，由 于發(fā)送信號點為已知，所以既可以利用該已知的值重新進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算， 也可以利用圖2的第1復(fù)數(shù)除法運算單元的輸出。
頻率軸濾波器單元208a對于由第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a作為復(fù)數(shù)信 號所輸入的傳輸路徑特性H，a，實施濾波處理。使用的濾波器例如為低通濾 波器。頻率軸濾波器單元208a將濾波器處理結(jié)果的復(fù)數(shù)信號H，，a作為傳輸路 徑特性的重估計結(jié)果，對第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a和第2合成單元110輸 出。
第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a將從解調(diào)單元106a所輸入的接收信號的信 息Ya表示的信號點用從頻率軸濾波器單元208a得到的傳輸路徑特性的重估 計結(jié)果H"a進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算，并輸出除法運算結(jié)果的復(fù)數(shù)信號X，a。此時， 接收信號的信息Ya表示的信號點和傳輸路徑特性的重估計結(jié)果H"a由于是同 一 OFDM載波的，因此需要另行進(jìn)行定時調(diào)整等。
如上這樣，傳輸4^徑重估計單元109a將由第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a 計算的復(fù)數(shù)除法運算結(jié)果(將接收信號復(fù)數(shù)除以傳輸路徑特性的結(jié)果)的復(fù) 數(shù)信號X，a對第2合成單元110輸出。另外，同時對第2合成單元IIO還輸 出由頻率軸濾波器單元208a進(jìn)行濾波處理的結(jié)果H"a (傳輸路徑特性的重估 計結(jié)果)。而且，由頻率軸濾波器單元208a計算的復(fù)數(shù)信號的傳輸路徑特性 的重估計結(jié)果H"a表示傳輸路徑的傳遞函數(shù)。因此，也可以將作為復(fù)數(shù)所得 到的傳遞函數(shù)預(yù)先變換成功率或者振幅的信息，進(jìn)而在進(jìn)行量化后，輸出到 第2合成單元110。
關(guān)于傳輸路徑重估計單元109b的結(jié)構(gòu)以及動作，由于與傳輸路徑重估計 單元109a完全相同，所以省略說明。另外，作為與由傳輸路徑重估計單元109a 生成的復(fù)數(shù)信號H'a、 H，，a、 X，a相當(dāng)?shù)男盘?，在傳輸路徑重估計單?09b 中生成H，b、 H"b、 X，b。
返回到圖1，說明第2合成單元110的動作。第2合成單元110與第1 合成單元107 —樣，從傳輸路徑重估計單元109a以及109b分別輸入復(fù)數(shù)信 號X，a、 X，b。另外，同時輸入包含復(fù)數(shù)信號X'a、 X，b的OFDM載波的功率 信息和振幅信息。使用這些信息，第2合成單元110進(jìn)行從傳輸路徑重估計 單元109a以及109b得到的復(fù)數(shù)信號X，a、 X，b的合成。與第1合成單元107 同樣，第2合成單元110在合成復(fù)數(shù)信號X，a、 X，b時，使用從解調(diào)單元106a 以及106b輸入的傳輸路徑特性的重估計結(jié)果H，，a、 H，，b，基于復(fù)數(shù)信號X，a、 X，b所包含的OFDM載波的功率信息和振幅信息，進(jìn)行加權(quán)處理，從而進(jìn)行 信號的相加運算。其結(jié)果，可以提高接收性能。另外，功率信息和振幅信息 可以是進(jìn)行量化的值。
解交織器單元111將從第2合成單元110得到的復(fù)數(shù)信號在頻率以及時 間方向上進(jìn)行排列變換。排列變換的方法被預(yù)先規(guī)定，基于在發(fā)送側(cè)實施的 排列變換來進(jìn)行。解映射單元112基于從解交織器單元111得到的復(fù)數(shù)信號 具有的信息，還原4皮發(fā)送的比特數(shù)據(jù)。該還原基于解交織器單元111輸出的 復(fù)數(shù)信號的振幅、以及相位的信息，根據(jù)包含復(fù)數(shù)信號的OFDM載波的調(diào)制、 解調(diào)的方式來進(jìn)行。
比特數(shù)據(jù)的還原假定被分配給離接收信號點最近的映射點的碼串為發(fā)送 碼串來進(jìn)行。例如，在接收到的OFDM信號以16QAM調(diào)制進(jìn)行了載波調(diào)制 的情況下，根據(jù)圖3所示那樣的規(guī)則來進(jìn)行比特數(shù)據(jù)的還原。16QAM解調(diào)后 的信號可以是每一載波具有4比特的信息，并且如果是被進(jìn)行了 64QAM解 調(diào)的信號，則每一載波可以具有6比特的信息。
在求離接收信號點最近的映射點、還原發(fā)送碼串時，可以同時計算還原 后的比特數(shù)據(jù)的可靠性值來利用。這被稱之為"軟判定"?？煽啃灾凳强紤]接 收信號點處于離映射點何種程度的位置來計算。進(jìn)而，可以將根據(jù)信號所包 含的OFDM載波的功率對接收信號點和映射點的距離信息校正后的值作為可 靠性值。
例如，在接收信號點和映射點之間的距離較短的情況下，如果接收信號 包含的OFDM載波的功率弱，則容易受到接收信號中所包含的噪聲的影響。 此時，在與實際的發(fā)送點不同的映射點的附近存在接收點的危險性變高。因 此，以包含接收信號的OFDM載波的功率進(jìn)行校正是有效的。在這種情況下， 最好是OFDM載波的功率信息由傳輸路徑重估計單元109a以及109b預(yù)先計
接著，比特解交織器單元113進(jìn)行解映射單元112的輸出比特數(shù)據(jù)的排 列變換。排列變換的方法被預(yù)先規(guī)定，以將在發(fā)送側(cè)所實施的排列變換還原 的方法來進(jìn)行。糾錯單元114使用從比特解交織器單元113所輸入的比特數(shù) 據(jù)串、和各比特數(shù)據(jù)的可靠性值進(jìn)行糾錯。此時，多數(shù)采用所謂維特比譯碼 的糾錯方法，進(jìn)而大多組合里德-索洛蒙(Reed solomon )糾錯碼，但并不限 定于此，只要是使用了所述可靠性值的糾錯，哪種方法都可以。通過以上的 結(jié)構(gòu)，能夠基于接收到的OFDM信號來還原數(shù)字信號串。
在本實施方式1中，關(guān)于從天線單元101a、 101b到解調(diào)單元106a、 106b、 以及傳輸路徑重估計單元109a、 10%具有兩系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了說明，但是即 使在從天線單元到解調(diào)單元、以及傳輸路徑重估計單元具有三系統(tǒng)以上的情 況下也可以應(yīng)用本發(fā)明。另外，如第1合成單元107和第2合成單元110這 樣，還可以使進(jìn)行同樣的處理的裝置共用。
如上那樣，在將由多個天線接收到的信號分別解調(diào)后而進(jìn)行合成的分集
接收方法中，可以極大提高接收性能。即，基于對合成后的接收信號進(jìn)行硬 判定的結(jié)果，對于多個接收信號的每一個接收信號，使用硬判定結(jié)果和接收 信號的信息來再次計算傳輸路徑特性，這樣一來，提高傳輸路徑特性的估計 精度，進(jìn)而通過合成將接收信號除以再次計算出的精度高的傳輸路徑特性的結(jié)果，從而能夠提高接收數(shù)據(jù)的可靠性。其結(jié)果，能夠大大提高接收特性。
另外，在本實施方式l中，使傳輸方式為OFDM、數(shù)字調(diào)制方式為16QAM 進(jìn)行了說明，但是本申請的結(jié)構(gòu)并不限定這些。例如，傳輸方式不限定于 OFDM，只要是嵌入了導(dǎo)頻載波的多載波進(jìn)行的傳輸都可以。另外，調(diào)制方 式可以是8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK ( Quadrature Phase Shift Keying )等方式。
在以上的說明中，例示將執(zhí)行本發(fā)明的各構(gòu)成要素應(yīng)用到分集型的合成 裝置的情況進(jìn)行了說明，但是可以是將各構(gòu)成要素具有的各動作置換成步驟， 從而可以實施本發(fā)明的分集型的合成方法。 (實施方式2)
使用圖6、圖7、圖8A、圖8B來說明實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式2的分集 接收方法的裝置的結(jié)構(gòu)例。在本實施方式2中，以分集接收裝置從天線單元 到解調(diào)單元具有兩系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)為例來進(jìn)行說明。
圖6是表示本發(fā)明的實施方式2中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 本實施方式2是，將所述的實施方式l中的第1合成單元107置換成第1合 成單元115，將所述的實施方式1中的傳輸路徑重估計單元109a以及109b 置換成傳輸^^徑重估計單元116a以及116b。因此，對于第1合成單元115、 傳輸路徑重估計單元116a以及116b以外的構(gòu)成要素，由于與實施方式1的 結(jié)構(gòu)相同，所以省略"i兌明。
另夕卜，圖7是表示本發(fā)明的實施方式2中的傳輸路徑重估計單元116a的 結(jié)構(gòu)的方框圖。在圖7中，僅表示圖6中的解調(diào)單元106a、第1合成單元115、 硬判定單元108、傳輸路徑重估計單元116a、第2合成單元110的部分，還 表示傳輸路徑重估計單元116a的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。
使用圖7說明第1合成單元115以及傳輸路徑重估計單元116a的動作。 第1合成單元115與實施方式1中的第1合成單元107 —樣，將從解調(diào)單元 106a以及106b得到的接收信號的信息Xa、 Xb進(jìn)行合成，并將合成后的復(fù)數(shù) 信號對硬判定單元108輸出。同時，第1合成單元115判定多個復(fù)數(shù)信號的 合成結(jié)果的可靠性。
合成結(jié)果的可靠性使用得到的多個復(fù)數(shù)信號的信號間距離的信息來計 算。例如，在從天線單元到解調(diào)單元為兩系統(tǒng)的情況下，在得到的兩個復(fù)數(shù) 信號的接收點間距離大于解調(diào)信號的編碼點間距離時，判定為沒有可靠性。
其理由是，雖然接收了原本相同的信號，但是由于各接收信號最近的映射點 不同，所以無法判定哪個信號是表示正確的結(jié)果。
進(jìn)而，為了提高可靠性的判斷的精度，對每個OFDM載波計算復(fù)數(shù)信號
的接收點間距離，在一定時間的期間，計算并存儲接收點間距離的平均值來
利用也是有效的。與其它的OFDM載波相比，接收點間距離的平均值為大的 值的OFDM載波，判斷為受到某種干擾信號的影響，并可以判定為可靠性低。
接著，使用圖7進(jìn)而說明傳輸路徑重估計單元116a的內(nèi)部結(jié)構(gòu)、以及利 用了上述的可靠性判定結(jié)果的動作。如圖7所示，傳輸路徑重估計單元116a 由第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a、校正單元210a、頻率軸濾波器單元208a、第 4復(fù)數(shù)除法運算單元209a構(gòu)成。并且，與實施方式1的圖5說明的傳輸路徑 重估計單元109a相比，不同點在于，具有才t正單元210a。
傳輸路徑重估計單元U6a的第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a用從硬判定單 元108得到的合成后的信號點的信息Xmix (復(fù)數(shù)信號)對從解調(diào)單元106a 得到的接收信號點的信息Ya (復(fù)數(shù)信號)進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算。其結(jié)果，對各 OFDM載波計算傳輸路徑特性H，a。另外，對于SP信號所包含的載波，由于 發(fā)送信號點為已知，所以既可以利用該已知的值重新進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算，也 可以利用圖2的第1復(fù)數(shù)除法運算單元的輸出。
傳輸路徑特性H，a復(fù)數(shù)信號被從第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a輸入到校正 單元210a，并且，還被輸入由第1合成單元115計算的可靠性信息?？煽啃?信息對每個OFDM載波表示有無可靠性。并且，關(guān)于對接收到的信號判斷為 有可靠性的OFDM載波，判斷為從第3復(fù)數(shù)除法運算單元207a得到的復(fù)數(shù) 信號H，a的可靠性高，從而原樣輸出到頻率軸濾波器單元208a。另一方面， 關(guān)于對接收到的信號判斷為沒有可靠性的OFDM載波，不使用從第3復(fù)數(shù)除 法運算單元207a得到的復(fù)數(shù)信號H，a,而置換成對屬于其周圍的OFDM載波 的復(fù)數(shù)信號的值進(jìn)行插補后的值。
圖8A、圖8B表示具體例子。圖8A是說明本發(fā)明的實施方式2中的校 正單元210a的校正前的信號振幅的狀態(tài)的圖。另外，圖8B是說明本發(fā)明的 實施方式2中的校正單元210a的校正后的信號振幅的狀態(tài)的圖。分別為，縱 軸表示振幅值， 一黃軸表示OFDM載波號。
現(xiàn)在，假設(shè)判斷為在第1合成單元115中、圖8A所示的第n號的OFDM 載波(以頻率fn表示)的可靠性低。此時，校正單元210a如圖8B所示那樣，
進(jìn)行如下處理，即作為第n號的OFDM載波的值，輸出將其之前和之后的第 n-l號和第n+l號的OFDM載波的復(fù)數(shù)信號的值進(jìn)行插補處理后的值。在圖 8A、圖8B中，記載了復(fù)數(shù)信號的實部，但是對虛部也進(jìn)行同樣的處理。
另外，校正單元210a在判斷為沒有可靠性的OFDM載波連續(xù)的情況下， 也進(jìn)行同樣的動作。即，以對存在于判斷為沒有可靠性的載波的兩端的、判 斷為有可靠性的OFDM載波的值進(jìn)行插補處理后的值，來置換判斷為沒有可 靠性的OFDM載波的復(fù)數(shù)信號而輸出。
返回到圖7繼續(xù)說明。頻率軸濾波器單元208a對于才交正單元210a輸出 的復(fù)數(shù)信號，實施濾波處理而輸出。使用的濾波器例如為低通濾波器。將濾 波器處理結(jié)果的復(fù)數(shù)信號H"a (傳輸路徑特性的估計結(jié)果)對第4復(fù)數(shù)除法 運算單元209a和第2合成單元110輸出。
第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a用從頻率軸濾波器單元208a得到的傳輸路 徑特性的重估計結(jié)果H"a對從解調(diào)單元106a得到的接收信號的信息Ya進(jìn)行 復(fù)數(shù)除法運算，并輸出除法運算結(jié)果的復(fù)數(shù)信號X，a。
如上這樣，傳輸路徑重估計單元116a將由第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a 計算的復(fù)數(shù)除法運算結(jié)果(用傳輸路徑特性對接收信號進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算的 結(jié)果)的復(fù)數(shù)信號X，a對第2合成單元IIO輸出。另外，同時對第2合成單 元110還輸出由頻率軸濾波器單元208a進(jìn)行濾波處理的結(jié)果的復(fù)數(shù)信號 H"a。另外，由頻率軸濾波器單元208a計算的復(fù)數(shù)信號H"a表示傳輸路徑的 傳遞函數(shù)。因此，可以將作為復(fù)數(shù)所得到的傳遞函數(shù)預(yù)先變換成功率或者振 幅的信息，進(jìn)而在進(jìn)行量化后，輸出到第2合成單元110。
關(guān)于傳輸路徑重估計單元116b的結(jié)構(gòu)以及動作，由于與傳輸路徑重估計 單元116a完全相同，所以省略i兌明。另外，在本實施方式2中，對于從天線 單元到解調(diào)單元以及傳輸路徑重估計單元具有兩系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了說明，但 是，在從天線單元到解調(diào)單元、以及傳輸路徑重估計單元具有三系統(tǒng)以上的 情況也可以應(yīng)用本發(fā)明。
通過以上的結(jié)構(gòu)，在將以多個天線接收的信號分別進(jìn)行解調(diào)后再進(jìn)行合 成的分集接收方法中，可以大大提高接收性能。即，基于對合成后的接收信 號進(jìn)行硬判定的結(jié)果，對于多個接收信號的每一個接收信號，使用硬判定結(jié) 果和接收信號的信息再次計算傳輸路徑特性。這樣一來，提高傳輸路徑特性 的估計精度，進(jìn)而通過合成將接收信號除以再次計算出的精度高的傳輸路徑
特性的結(jié)果，從而能夠提高接收數(shù)據(jù)的可靠性。其結(jié)果，能夠大大提高接收 特性。
另外，在第l合成單元中，使用合成獲得的信號的信息來判定信號的可 靠性，進(jìn)行重估計的傳輸路徑特性成為反映可靠性信息的數(shù)據(jù)?？煽啃缘偷?br> OFDM載波的傳輸路徑特性通過對其周圍的可靠性高的OFDM載波的傳輸路 徑特性進(jìn)行插補計算出。因此，可以實現(xiàn)可靠性高的分集接收裝置。
另外，在本實施方式2中，以傳輸方式為OFDM、數(shù)字調(diào)制方式為16QAM 進(jìn)行了說明，但是本申請的結(jié)構(gòu)并不限定這些。例如，傳輸方式不限定于 OFDM,只要是嵌入了導(dǎo)頻載波的多載波進(jìn)行的傳輸都可以。另外，調(diào)制方 式可以是8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的說明中，例示將執(zhí)行本發(fā)明的各構(gòu)成要素應(yīng)用到分集型的合成 裝置的情況進(jìn)行了說明，但是可以是將各構(gòu)成要素具有的各動作置換成步驟， 從而可以實施本發(fā)明的分集型的合成方法。 (實施方式3 )
使用圖9、圖10說明實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式3的分集接收方法的裝置的 結(jié)構(gòu)例。在本實施方式3中，以分集接收裝置從天線單元到解調(diào)單元具有兩 系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行說明。
圖9是表示本發(fā)明的實施方式3中的分集型接收裝置的構(gòu)成例的方框圖。 本實施方式3是以合成單元117來置換所述實施方式1中的第1合成單元107、 第2合成單元110。因此，對于合成單元117以外的構(gòu)成要素，由于與實施方 式l結(jié)構(gòu)相同，所以省略iJL明。
圖9中的合成單元117與圖1的第1合成單元107比較，其不同點在于， 來自傳輸路徑重估計單元109a以及109b的信號^皮輸入、以及將對硬判定單 元108輸出的信號也對解交織器單元111輸出。另外，傳輸^4圣重估計單元 109a的結(jié)構(gòu)與圖5大致相同。其中，圖5中的第2合成單元110假設(shè)僅改稱 為合成單元117。
以下說明合成單元117的動作。合成單元117分別從解調(diào)單元106a以及 106b輸入復(fù)數(shù)信號。另外，與該復(fù)數(shù)信號一致，輸入包含相應(yīng)的復(fù)數(shù)信號的 OFDM載波的功率信息和振幅信息。并且，進(jìn)行從解調(diào)單元106a以及106b 得到的復(fù)數(shù)信號的合成。
在復(fù)數(shù)信號的合成時，乂人解調(diào)單元106a以及106b所輸入的信號的定時
有可能不一致。因此，根據(jù)需要將各個信號暫時存儲在存儲器單元等，之后，
同時取出，從而使定時一致。這樣一來，相同的碼元期間、相同的OFDM載 波中所包含的信號之間會進(jìn)行信號的合成。信號合成時的加權(quán)合成方法由于 與實施方式l相同，所以省略說明。
圖10是說明本發(fā)明的實施方式3中的信號的流向的圖。在圖10中，傳 輸路徑重估計單元109a的結(jié)構(gòu)與圖5大致相同。在合成單元117中，從傳輸 路徑重估計單元109a輸入作為將圖5所示的頻率軸濾波器單元208a的輸出 H"a (傳輸路徑特性的估計結(jié)果)進(jìn)行變換后的結(jié)果的OFDM載波的功率或 者振幅的信息、以及作為圖5中的第4復(fù)數(shù)除法運算單元209a的輸出的復(fù)數(shù) 信號X，a。同樣地，還從傳輸路徑重估計單元109b輸入與從傳輸路徑重估計 單元109a所輸入的信號相同的信號。
合成單元117將從傳輸路徑重估計單元109a和109b得到的復(fù)數(shù)信號 X，a、 X，b進(jìn)行加權(quán)合成。加權(quán)合成的方法與圖6所示的第l合成單元115將 從解調(diào)單元106a以及106b得到的信號進(jìn)行合成時的方法相同。但其中，從 傳輸路徑重估計單元109a以及109b得到合成中所使用的復(fù)數(shù)信號X，a、X，b、 和用于計算合成時的加權(quán)比的振幅或者功率的信息(將H，a、H，b變換后的值)
這一點與圖6的結(jié)構(gòu)例不同。通過上述結(jié)構(gòu)，將在圖1中由第1合成單元107 和第2合成單元110進(jìn)行的加權(quán)合成處理利用一個合成單元117來進(jìn)行。
在本實施方式3中，除了上述之外，還能夠進(jìn)行如下說明的處理。在使 用圖l說明的實施方式l中，對于從多個解調(diào)單元106a以及106b得到的信 號由第1合成單元107進(jìn)行合成的結(jié)果，利用硬判定單元108進(jìn)行硬判定。 進(jìn)而，將由傳輸路徑重估計單元109a和109b使用從硬判定單元108得到的 硬判定結(jié)果、和從各解調(diào)單元106a以及106b得到的變頻后的復(fù)數(shù)信號計算 出的復(fù)數(shù)信號，由第2合成單元IIO再次進(jìn)行合成。
在本實施方式3中，經(jīng)過合成單元117、硬判定單元108、傳輸路徑重估 計單元109a后的結(jié)果再次返回到合成單元117。因此，例如對從傳輸路徑重 估計單元109a得到的復(fù)數(shù)信號進(jìn)行合成，進(jìn)而輸入到硬判定單元108,再返 回到傳輸路徑重估計單元10%成為可能。這樣，能夠?qū)τ趶慕庹{(diào)單元106a 以及106b輸入的復(fù)數(shù)信號反復(fù)進(jìn)行相同的處理并應(yīng)用。
通過進(jìn)行反復(fù)處理，漸漸提高由傳輸路徑重估計單元109a和109b計算 的傳輸路徑的估計精度。其結(jié)果，由合成單元117合成后的信號去除了傳輸
路徑特性的誤估計產(chǎn)生的影響。另外，反復(fù)處理的次數(shù)例如設(shè)定為5次，在
反復(fù)進(jìn)行了 5次處理的時刻，可以將合成單元117的輸出輸出到后級的解交 織器單元111。
另外，在本實施方式3中，如在實施方式2說明的那樣，可以由合成單 元117計算信號的可靠性信息，并將可靠性信息利用于傳輸路徑重估計單元 109a和109b。
在本實施方式3中，以傳輸方式為OFDM、數(shù)字調(diào)制方式為16QAM進(jìn) 行了說明，但是本申請的結(jié)構(gòu)并不限定這些。例如，傳輸方式不限定于OFDM, 只要是嵌入了導(dǎo)頻載波的多載波進(jìn)行的傳輸都可以。另外，調(diào)制方式可以是 8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的說明中，以將執(zhí)行本發(fā)明的各構(gòu)成要素應(yīng)用到分集型的合成裝 置的情況為例進(jìn)行了說明，但是通過將各構(gòu)成要素具有的各動作置換成步驟， 而可以實施本發(fā)明的分集型的合成方法也可以。 (實施方式4)
使用圖11~13說明實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式4的分集接收方法的裝置的結(jié) 構(gòu)。在本實施方式4中，以分集接收裝置從天線單元到解調(diào)單元具有四系統(tǒng) 的結(jié)構(gòu)為例進(jìn)行說明。
圖11是表示本發(fā)明的實施方式4中的分集型接收裝置的構(gòu)成例的方框 圖。本實施方式4將前面所述的實施方式2的構(gòu)成例、即圖6中的第1合成 單元115置換成第l合成單元118。另外，在實施方式2中，記載了使用從天 線單元101a到傳輸路徑重估計單元116a、和從天線單元101b到傳輸路徑重 估計單元116b的兩系統(tǒng)的信號的例子，但是在本實施方式4中，對于除從天 線單元101a到傳輸^各徑重估計單元116a、以及/人天線單元101b到傳輸^各徑 重估計單元116b之外，還包括從天線單元101c到傳輸路徑重估計單元116c、 以及從天線單元101d到傳輸路徑重估計單元116d的四系統(tǒng)的信號進(jìn)行處理 的例子進(jìn)行說明。
在本實施方式4中，關(guān)于第1合成單元118以外的構(gòu)成要素，由于是與 實施方式2相同的結(jié)構(gòu)，所以省略說明。第1合成單元118與圖6所示的、 實施方式2中的第1合成單元115 —樣，對從解調(diào)單元106a、 106b、 106c以 及106d得到的接收信號的信息Xa、 Xb、 Xc以及Xd進(jìn)行合成，并將合成后 的復(fù)數(shù)信號對硬判定單元108進(jìn)行輸出。
進(jìn)而，第l合成單元118判定多個復(fù)數(shù)信號的合成結(jié)果的可靠性。在實 施方式2中，合成結(jié)果的可靠性使用輸入的多個復(fù)數(shù)信號的信號間距離的信
息來計算。另一方面，在本實施方式4中，第1合成單元118分別對從解調(diào) 單元106a、 106b、 106c、 106d分別輸入的信號Xa、 Xb、 Xc、 Xd進(jìn)行硬判定。 并且，在得到的多個硬判定的結(jié)果都一致的情況下，判定為將Xa、 Xb、 Xc、 Xd合成得到的信號的可靠性高。另外，在得到的多個硬判定的結(jié)果都不同的 情況下，判定為可靠性低也可以。另外，在得到4個信號的情況下，在對4 個信號進(jìn)行硬判定的結(jié)果都一致的情況下、和對4個信號進(jìn)行硬判定的結(jié)果 當(dāng)中的3個一致的情況下，可以判定為可靠性高。
進(jìn)而，通過以下所示的方法可以對信號的可靠性進(jìn)行判定。圖12是表示 本發(fā)明的實施方式4中的發(fā)送信號的映射點、和作為合成結(jié)果得到的接收信 號的信號點的例子的圖。另外，圖13是用于說明本發(fā)明實施方式4中的可靠 性的判定方法的例子的圖。
圖12中以接收到的信號為16QAM的情況為例，將16QAM信號的接收 點Xa、 Xb、 Xc、 Xd以黑色的三角符號圖示、將合成得到的信號Xmix以 符號圖示、將16QAM信號的映射點以0符號圖示。如圖12所示，在對合成 單元118從多個解調(diào)單元分別輸入信號Xa、信號Xb、信號Xc、信號Xd的 情況下，根據(jù)包含Xa、 Xb、 Xc、 Xd的載波的功率比等對信號進(jìn)行合成時， 得到合成信號Xmix。
圖13表示用斜線表示以合成信號Xmix為基準(zhǔn)、與合成信號Xmix的距 離短于一定的范圍的短范圍。如圖13所示，在Xa、 Xb、 Xc、 Xd包含在斜 線部分的情況下，判定為Xmix的可靠性高。具體地，判定Xa-Xmix的實部、 虛部的絕對值是否都小于閾值d即可。在圖13的例子中，閾值d與16QAM 信號的碼間距離一致。
在本例中，將用于判定Xmix和Xa、 Xb、 Xc、 Xd的距離是否大的閣值 d設(shè)定成從載波調(diào)制方式計算的碼間距離一致，但是也可以使閾值d對應(yīng)于 信號的接收狀況而可變。例如，可以是得到在其它解調(diào)單元等計算的接收信 號質(zhì)量的信息，作為用于判定信號的可靠性的閾值d?？梢愿鶕?jù)接收信號所 包含的噪聲分量的平均振幅值來設(shè)定閾值d。另外，還可以將對噪聲分量的 平均振幅值乘以一定的系數(shù)后的值作為閾值d。
另夕卜，還可以將合成信號Xmix、和對Xmix進(jìn)行硬判定的結(jié)果即信號的
映射點的距離與閾值d進(jìn)行比較。例如，將閱值d設(shè)為碼間距離的1/4，在對 Xmix進(jìn)行硬判定的結(jié)果和Xmix之間的差的實部以及虛部的絕對值都比閾值 d小的情況下，判斷為合成信號的可靠性高。
如上所述，在本實施方式4中，通過判斷對從解調(diào)單元106a、 106b、 106c、 106d分別輸入的信號Xa、 Xb、 Xc、 Xd進(jìn)行硬判定的結(jié)果是否一致、或者硬 判定結(jié)果是否都不同，來判定接收信號的可靠性。另外，通過將合成信號的 信號點和各接收信號Xa、 Xb、 Xc、 Xd之間的距離與閾值進(jìn)行比較來判斷可 靠性的有無。進(jìn)而，可以不考慮接收信號Xa、 Xb、 Xc、 Xd之間的距離，而 將合成信號Xmix和信號的映射點之間的距離與閾值進(jìn)行比較。
另外，在本實施方式4中，說明了從天線單元到解調(diào)單元、以及傳輸路 徑重估計單元具有四系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，但是在從天線單元到解調(diào)單元、以及傳輸 路徑重估計單元具有四系統(tǒng)以上的情況下，也能夠應(yīng)用本發(fā)明。同樣，在天 線單元到解調(diào)單元、以及傳輸路徑重估計單元具有兩系統(tǒng)或者三系統(tǒng)的情況 下，也能夠應(yīng)用本發(fā)明。
通過以上的方法，在將由多個天線接收到的信號分別解調(diào)后而進(jìn)行合成 的分集接收方法中，對多個解調(diào)單元反饋信號的合成結(jié)果的信息，并利用于 在解調(diào)單元估計傳輸路徑特性時，可以提高接收特性。
此時，在第l合成單元中，使用合成得到的信號的信息對信號的可靠性 進(jìn)行判定，在重估計傳輸路徑特性時，調(diào)換從判斷為可靠性高的載波得到的 傳輸路徑特性的信息、和從導(dǎo)頻信號估計的傳輸路徑特性的信息，并輸入到 插補濾波器等，從而可以進(jìn)行插補處理。另外，可靠性低的OFDM載波的傳 輸路徑特性，可以通過對判斷為其周圍的可靠性高的OFDM載波的傳輸路徑 特性進(jìn)行插補來計算。
另外，在本實施方式4中，使傳輸方式為OFDM、數(shù)字調(diào)制方式為16QAM 進(jìn)行了說明，但是本申請的結(jié)構(gòu)并不限定這些。例如，傳輸方式不限定于 OFDM,只要是嵌入了導(dǎo)頻載波的多載波進(jìn)行的傳輸都可以。另外，調(diào)制方 式可以是8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的說明中，將執(zhí)行本發(fā)明的各構(gòu)成要素應(yīng)用到分集型的合成裝置 的情況為例進(jìn)行了說明，但是通過將各構(gòu)成要素具有的各動作置換成步驟， 而可以實施本發(fā)明的分集型的合成方法也可以。 (實施方式5 )
使用圖14說明實現(xiàn)本發(fā)明的實施方式5的分集接收方法的裝置的結(jié)構(gòu) 例。圖14是表示本發(fā)明的實施方式5中的分集型接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 在圖14中，本實施方式5與前面所述的實施方式1的圖1相比，不同點在于， 不具有硬判定單元108。
在實施方式1中，由硬判定單元108對從第1合成單元107得到的信號 進(jìn)行硬判定處理，并對傳輸路徑重估計單元109a以及10%輸出。另 一方面， 在本實施方式5中，對于傳輸路徑重估計單元109a以及109b代替在圖1中 輸入來自硬判定單元108的信號，而如圖14所示那樣輸入從第1合成單元 107輸出的信號。傳輸路徑重估計單元109a以及109b可以將從圖14的第1 合成單元107輸出的信號、和從圖1的硬判定單元108輸出的信號進(jìn)行同樣 的處理。
在本實施方式5中，可以省略硬判定單元108。另外，實施方式2、實施 方式3以及實施方式4都具有硬判定單元108,但是不具備硬判定單元108 的結(jié)構(gòu)也可以。
在本實施方式5中，以傳輸方式為OFDM、數(shù)字調(diào)制方式為16QAM進(jìn) 行了說明，但是本申請的結(jié)構(gòu)并不限定這些。例如，傳輸方式不限定于OFDM， 只要是嵌入了導(dǎo)頻載波的多載波進(jìn)行的傳輸都可以。另外，調(diào)制方式可以是 8QAM、 32QAM、 64QAM、 256QAM、 QPSK等方式。
在以上的說明中，以將執(zhí)行本發(fā)明的各構(gòu)成要素應(yīng)用到分集型的合成裝 置的情況為例進(jìn)行了說明，但是通過將各構(gòu)成要素具有的各動作置換成步驟， 而可以實施本發(fā)明的分集型的合成方法也可以。
在如上說明的本申請中，在利用多個天線接收由數(shù)字多進(jìn)制調(diào)制方式調(diào) 制、發(fā)送的信號、并進(jìn)行選擇或者合成的分集處理的情況下，對得到的多個 信號暫時進(jìn)行合成并對合成結(jié)果進(jìn)行硬判定，從而計算距發(fā)送編碼點最近的 最相似的編碼點，從而計算將發(fā)送編碼點變換成該最相似的編碼點的傳輸路 徑特性。這樣，通過對信號進(jìn)行一次合成，在多個接收信號間相互地補充接 收信號的信息，并基于該結(jié)果再次計算傳輸路徑特性，從而可以提高各個解 調(diào)單元的解調(diào)性能。并且，通過提高各個解調(diào)處理單元中的解調(diào)性能并對該 結(jié)果進(jìn)行合成，可以極大提高解調(diào)性能。
好幾次都進(jìn)行相同的處理，來逐漸提高傳輸路徑特性的估計精度，并可以進(jìn)
一步提高接收特性。
這樣，通過對信號進(jìn)行一次合成并進(jìn)行硬判定，從而在多個接收信號間 能夠相互地補充接收信號的信息，所以能夠飛躍性地提高信號的接收特性。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
如果使用本發(fā)明，在由多個調(diào)諧器單元進(jìn)行變頻、并由解調(diào)單元進(jìn)行解 調(diào)處理的分集型接收裝置中，可以實現(xiàn)極高的接收性能。所以，作為分集型 接收裝置、接收方法，產(chǎn)業(yè)上的利用價值高。
權(quán)利要求
1、一種分集合成方法，輸入多個由數(shù)字多進(jìn)制調(diào)制方式所調(diào)制過的信號，并將它們合成，包括解調(diào)步驟，將輸入的多個調(diào)制信號分別進(jìn)行解調(diào)；第1合成步驟，對由所述解調(diào)步驟解調(diào)后的多個信號進(jìn)行合成；硬判定步驟，對由所述第1合成步驟合成的信號進(jìn)行硬判定處理，估計編碼點的復(fù)數(shù)信息；傳輸路徑重估計步驟，將由所述解調(diào)步驟解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息和在所述硬判定步驟中所估計出的編碼點的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點計算傳輸路徑特性；以及第2合成步驟，將由所述解調(diào)步驟解調(diào)后的多個信號除以由所述傳輸路徑重估計步驟計算出的傳輸路徑特性而得到的復(fù)數(shù)信號再次進(jìn)行合成。
2、 如權(quán)利要求1所述的分集合成方法，其特征在于， 所述傳輸路徑重估計步驟還包括對計算出的傳輸路徑特性進(jìn)行濾波處理的濾波步驟。
3、 如權(quán)利要求2所述的分集合成方法，其特征在于， 所述濾波步驟中的濾波處理為J氐通濾波處理。
4、 如權(quán)利要求1所述的分集合成方法，其特征在于， 還包括可靠性判定步驟，判定由所述第1合成步驟進(jìn)行了合成的信號的可靠性；以及校正步驟，基于作為所述可靠性判定步驟的判定結(jié)果的可靠性，校正所 述傳輸路徑重估計步驟計算的傳輸路徑特性。
5、 如權(quán)利要求4所述的分集合成方法，其特征在于， 所述可靠性判定步驟在成為所述第1合成步驟中合成的對象的各個信號之間的信號點間距離超過規(guī)定的閾值的情況下，將可靠性判定得低，在所述 可靠性判定步驟將可靠性判定為低的情況下，所述傳輸路徑重估計步驟將計 算出的傳輸路徑特性置換為對于成為所述合成的對象的各個信號、以在頻率
6、 如權(quán)利要求4所述的分集合成方法，其特征在于， 所述可靠性判定步驟在由所述硬判定步驟對于成為所述第1合成步驟的 合成的對象的各個信號分別進(jìn)行硬判定所得到的信號點 一致的情況下，判定 為在所述第l合成步驟所合成的信號的可靠性高。
7、 如權(quán)利要求4所述的分集合成方法，其特征在于， 所述可靠性判定步驟計算成為所述第1合成步驟的合成的對象的各個信號和在所述第1合成步驟合成后的結(jié)果的信號之間的距離，并在合成后的結(jié) 果的信號和成為合成的對象的各個信號之間的距離小于預(yù)先設(shè)定的閾值的情 況下，判定為合成后的結(jié)果的信號的可靠性高。
8、 如權(quán)利要求1所述的分集合成方法，其特征在于，對于所述第2合成步驟進(jìn)行了再次合成的復(fù)數(shù)信號，將從所述硬判定處 理步驟到所述第2合成步驟反復(fù)進(jìn)行規(guī)定的次數(shù)。
9、 如權(quán)利要求1所述的分集合成方法，其特征在于， 所述傳輸路徑重估計步驟，將由所述解調(diào)步驟解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息、和基于在輸入信號的頻率軸以及時間軸方向以規(guī)定的間隔配置的、振 幅以及相位被確定的基準(zhǔn)信號的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點 計算傳輸路徑特性。
10、 一種分集合成方法，輸入多個由數(shù)字多進(jìn)制調(diào)制方式所調(diào)制過的信 號，并將它們合成，包括解調(diào)步驟，將輸入的多個調(diào)制信號分別進(jìn)行解調(diào)；第l合成步驟，對由所述解調(diào)步驟解調(diào)的多個信號進(jìn)行合成；傳輸路徑重估計步驟，將由所述解調(diào)步驟解調(diào)的多個信號的復(fù)數(shù)信息和在所述第1合成步驟中合成后的編碼點的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點計算傳輸路徑特性；以及第2合成步驟，將由所述解調(diào)步驟解調(diào)后的多個信號除以由所述傳輸路徑重估計步驟計算出的傳輸路徑特性而得到的復(fù)數(shù)信號進(jìn)行再次合成。
11、 如權(quán)利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于，傳輸路徑重估計步驟還包括對計算出的傳輸路徑特性進(jìn)行濾波處理的濾 波步驟。
12、 如權(quán)利要求11所述的分集合成方法，其特征在于， 濾波步驟中的濾波處理為低通濾波處理。
13、 如權(quán)利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于，還包括可靠性判定步驟，判定由所述第1合成步驟進(jìn)行了合成的信號的可靠性；以及校正步驟，基于作為所述可靠性判定步驟的判定結(jié)果的可靠性，校正所 述傳輸路徑重估計步驟計算的傳輸路徑特性。
14、 如權(quán)利要求13所述的分集合成方法，其特征在于， 可靠性判定步驟在成為所述第1合成步驟中合成的對象的各個信號之間的信號點間距離超過規(guī)定的闞值的情況下，將可靠性判定得低，在所述可靠 性判定步驟將可靠性判定為低的情況下，所述傳輸路徑重估計步驟將計算出 的傳輸路徑特性置換為對于成為所述合成的對象的各個信號、以在頻率軸或 者時間軸方向上相鄰的各個信號中的傳輸路徑特性為基準(zhǔn)的值。
15、 如權(quán)利要求13所述的分集合成方法，其特征在于， 可靠性判定步驟計算成為所述第1合成步驟的合成的對象的各個信號和由所述第1合成步驟進(jìn)行了合成的結(jié)果的信號之間的距離，并在合成后的結(jié) 果的信號和成為合成的對象的各個信號之間的距離小于預(yù)先設(shè)定的閾值的情 況下，判定為合成后的結(jié)果的信號的可靠性高。
16、 如權(quán)利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于， 對于由所述第2合成步驟進(jìn)行了再次合成的復(fù)數(shù)信號，將從所述傳輸路徑重估計步驟到所述第2合成步驟反復(fù)進(jìn)行規(guī)定的次數(shù)。
17、 如權(quán)利要求IO所述的分集合成方法，其特征在于， 傳輸路徑重估計步驟，將由所述解調(diào)步驟解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息、和基于在輸入信號的頻率軸以及時間軸方向以規(guī)定的間隔配置的、振幅以及 相位被確定的基準(zhǔn)信號的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點計算傳 輸路徑特性。
18、 一種分集型接收裝置，輸入多個由數(shù)字多進(jìn)制調(diào)制方式所調(diào)制過的 信號，并將它們合成，包括解調(diào)單元，將輸入的多個調(diào)制信號分別解調(diào)； 第l合成單元，對由所述解調(diào)單元解調(diào)的多個信號進(jìn)行合成； 硬判定單元，通過對由所述第1合成單元進(jìn)行了合成的信號進(jìn)行硬判定 處理而估計編碼點的復(fù)數(shù)信息，輸出其結(jié)果；傳輸;洛徑重估計單元，將由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息和在所述硬判定單元輸出的編碼點的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點計算傳輸路徑特性并輸出；以及第2合成單元，將由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號除以由所述傳輸路 徑重估計單元輸出的傳輸路徑特性而得到的復(fù)數(shù)信號進(jìn)行再次合成。
19、 如權(quán)利要求18所述的分集型接收裝置，其特征在于， 傳輸路徑重估計單元還包括對計算出的傳輸路徑特性進(jìn)行濾波處理并輸出的濾波器單元。
20、 如權(quán)利要求19所述的分集型接收裝置，其特征在于， 濾波器單元為 < 氏通濾波器。
21、 如權(quán)利要求18所述的分集型接收裝置，其特征在于， 還包括可靠性判定單元，判定由所述第1合成單元進(jìn)行了合成的信號的可靠性， 輸出其結(jié)果；以及校正單元，基于所述可靠性判定單元輸出的可靠性判定結(jié)果，校正由所 述傳輸路徑重估計單元計算出的傳輸路徑特性。
22、 如權(quán)利要求21所述的分集型接收裝置，其特征在于， 可靠性判定單元在成為所述第1合成單元中合成的對象的各個信號之間的信號點間距離超過規(guī)定的閾值的情況下，將可靠性判定為低，在所述可靠 性判定單元輸出了可靠性判定為低的結(jié)果的情況下，所述傳輸路徑重估計單 元將計算出的傳輸路徑特性置換為對于成為所述合成的對象的各個信號、以 在頻率軸或者時間軸方向上相鄰的各個信號中的傳輸路徑特性為基準(zhǔn)的值。
23、 如權(quán)利要求21所述的分集型接收裝置，其特征在于， 可靠性判定單元在由所述硬判定單元對于成為所述第1合成單元的合成的對象的各個信號分別進(jìn)行了硬判定的結(jié)果為 一致的情況下，判定由在所述 第l合成單元進(jìn)行了合成的信號的可靠性高。
24、 如權(quán)利要求21所述的分集型接收裝置，其特征在于， 可靠性判定單元計算成為所述第1合成單元的合成的對象的各個信號和由所述第1合成單元進(jìn)行了合成的信號之間的距離，并在合成后的結(jié)果的信 號和成為合成的對象的各個信號之間的距離小于預(yù)先設(shè)定的閾值的情況下， 判定為在所述第1合成單元中進(jìn)行了合成的合成信號的可靠性高。
25、 如權(quán)利要求18所述的分集型接收裝置，其特征在于，對于所述第2合成單元輸出的復(fù)數(shù)信號，將其輸入到所述硬判定單元， 同時將由所述傳輸路徑重估計單元進(jìn)行的傳輸路徑特性的計算以及由第2合 成單元進(jìn)行的再次合成反復(fù)進(jìn)行規(guī)定的次數(shù)。
26、 如權(quán)利要求18所述的分集型接收裝置，其特征在于， 傳輸路徑重估計單元，將由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息、相位被確定的基準(zhǔn)信號的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點，計算 傳輸路徑特性并輸出。
27、 一種分集型接收裝置，輸入多個由數(shù)字多進(jìn)制調(diào)制方式所調(diào)制過的 信號，并將它們合成，包括解調(diào)單元，將輸入的多個調(diào)制信號分別進(jìn)行解調(diào)；第l合成單元，對由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號進(jìn)行合成； 傳輸路徑重估計單元，將由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息和所述第1合成單元輸出的信號的編碼點的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點計算傳輸路徑特性；以及第2合成單元，將由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號除以由所述傳輸路徑重估計單元輸出的傳輸路徑特性而得到的復(fù)數(shù)信號進(jìn)行再次合成。
28、 如權(quán)利要求27所述的分集型接收裝置，其特征在于， 傳輸路徑重估計單元還包括對計算出的傳輸路徑特性進(jìn)行濾波處理并輸出的濾波器單元。
29、 如權(quán)利要求28所述的分集型接收裝置，其特征在于， 濾波器單元為低通濾波器。
30、 如權(quán)利要求27所述的分集型接收裝置，其特征在于， 還包括可靠性判定單元，判定由所述第1合成單元進(jìn)行了合成的信號的可靠性 并將其結(jié)果輸出；以及校正單元，基于所述可靠性判定單元輸出的可靠性判定結(jié)果，校正由所 述傳輸路徑重估計單元計算出的傳輸路徑特性。
31、 如權(quán)利要求30所述的分集型接收裝置，其特征在于， 可靠性判定單元在成為所述第1合成單元中合成的對象的各個信號之間的信號點間距離超過規(guī)定的閾值的情況下，將可靠性判定為低，在所述可靠 性判定單元輸出了可靠性判定為低的結(jié)果的情況下，所述傳輸路徑重估計單 元將計算出的傳輸路徑特性置換為對于成為所述合成的對象的各個信號、以
32、 如權(quán)利要求30所述的分集型接收裝置，其特征在于， 可靠性判定單元計算成為所述第1合成單元的合成的對象的各個信號和由所述第1合成單元進(jìn)行了合成的信號之間的距離，并在合成后的結(jié)果的信 號和成為合成的對象的各個信號之間的距離小于預(yù)先設(shè)定的閾值的情況下， 判定為由所述第l合成單元中進(jìn)行了合成的合成信號的可靠性高。
33、 如權(quán)利要求27所述的分集型接收裝置，其特征在于， 對于所述第2合成單元輸出的復(fù)數(shù)信號，將由所述傳輸路徑重估計單元進(jìn)行的傳輸路徑特性的計算和由所述第2合成單元進(jìn)行的再次合成反復(fù)進(jìn)行 規(guī)定的次數(shù)。
34、 如權(quán)利要求27所述的分集型接收裝置，其特征在于， 傳輸路徑重估計單元，將由所述解調(diào)單元解調(diào)后的多個信號的復(fù)數(shù)信息、和基于輸入信號的頻率軸以及時間軸方向上以規(guī)定的間隔配置的、振幅以及 相位被確定的基準(zhǔn)信號的復(fù)數(shù)信息進(jìn)行除法運算，分別對各個信號點計算傳 輸路徑特性并輸出。
全文摘要
在對每個接收信號將由多個天線接收的多個信號進(jìn)行解調(diào)，并使用所獲得的其數(shù)目相當(dāng)于天線的根數(shù)的解調(diào)信號進(jìn)行信號解調(diào)的分集接收裝置，將得到的多個信號由第1合成單元(107)暫時進(jìn)行合成，對于該合成結(jié)果，由硬判定單元(108)進(jìn)行硬判定，計算最相似的編碼點。傳輸路徑重估計單元(109a，109b)使用該最相似的編碼點，計算估計精度高的傳輸路徑特性，用獲得的傳輸路徑特性對所得到的其數(shù)目相當(dāng)于天線根數(shù)的解調(diào)信進(jìn)行除法運算號。通過由第2合成單元(110)對其結(jié)果再次進(jìn)行合成，從而可以得到可靠性高的解調(diào)結(jié)果。
文檔編號H04B7/08GK101185261SQ200680019128
公開日2008年5月21日 申請日期2006年6月20日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月21日
發(fā)明者木曾田晃, 谷口友彥 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社