專利名稱：正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線移動通信系統(tǒng)的信道估計(jì)算法，尤其涉及一種正交頻分 復(fù)用(0剛，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統(tǒng)的信道估計(jì) 方法。
背景技術(shù)：
OFDM技術(shù)是多載波并行傳輸中的代表性技術(shù)，因具有抗多徑衰落能力強(qiáng)、對窄帶干擾和窄帶噪聲不敏感、帶寬擴(kuò)展靈活和支持可變用戶速率等一系列特點(diǎn)， 使其得到了廣泛的關(guān)注和越來越多的應(yīng)用。在無線通信系統(tǒng)中，相干檢測比非相干檢測多3-4dB的性能增益，因此常采 用相干檢測技術(shù)。為了實(shí)現(xiàn)相干檢測，需要在接收端進(jìn)行信道估計(jì)。為了能夠及 時準(zhǔn)確地估計(jì)出信道參數(shù)，實(shí)際的通信系統(tǒng)常采用基于導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)方 法。其基本思想是在發(fā)送端適當(dāng)位置間歇插入導(dǎo)頻，接收端利用導(dǎo)頻恢復(fù)出導(dǎo) 頻位置的信道信息，然后利用某種處理手段(如內(nèi)插、濾波、變換等)獲取所有 數(shù)據(jù)位置的信道信息。通過導(dǎo)頻位置的信道信息恢復(fù)出所有數(shù)據(jù)位置的信道信息的最優(yōu)準(zhǔn)則是線 性最小均方誤差(L顧SE)，該準(zhǔn)則下的最優(yōu)濾波器是二維維納濾波器。但是該算 法實(shí)現(xiàn)時需要預(yù)先知道信道的統(tǒng)計(jì)信息且需要矩陣求逆運(yùn)算，因此在實(shí)際系統(tǒng)中 往往不能得到很好的應(yīng)用。為了降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，研究者提出了一些基于LMMSE 的改進(jìn)信道估計(jì)算法。其中，基于二維快速傅立葉變換(FFT)的OFDM信道估計(jì) 算法能夠在估計(jì)性能和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度之間取得較好的平衡。然而，在實(shí)際的OFDM系統(tǒng)中，為了考慮成形濾波器的物理可實(shí)現(xiàn)性， 一些 處在濾波器滾降域也即所分配帶寬邊緣的子載波是不用來進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸?shù)?，也?實(shí)際的0FDM系統(tǒng)必須考慮保護(hù)帶。保護(hù)帶的存在使得基于FFT的頻域?yàn)V波產(chǎn)生 頻譜泄漏，從而導(dǎo)致信道估計(jì)性能的惡化。另一方面，基于FFT的時域插值或?yàn)V 波在終端高速移動時也會導(dǎo)致信道估計(jì)性能的惡化。本發(fā)明主要提供一種適用于系統(tǒng)存在保護(hù)帶以及終端高速移動情形下的OFDM信道估計(jì)方法。 發(fā)明內(nèi)容技術(shù)問題:本發(fā)明的目的是提供一種用于正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻 最優(yōu)的信道估計(jì)方法，該方法能在系統(tǒng)存在保護(hù)帶以及終端高速移動的情況下以 較低的復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)逼近最優(yōu)的信道估計(jì)性能。技術(shù)方案:本發(fā)明中的正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方 法按如下步驟進(jìn)行步驟一、在發(fā)送端構(gòu)造時域、頻域二維導(dǎo)頻數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，在頻率方向放置斗個間隔為D,的導(dǎo)頻符號，在時間方向放置的^個間隔為D,的導(dǎo)頻符號，頻率方向的導(dǎo)頻符號由長度為斗的Zadoff-Chu序列構(gòu)成，時間方向的導(dǎo)頻符號是頻率方向?qū)ьl符號的重復(fù)；步驟二、在接收端，按如下公式獲取導(dǎo)頻符號處信道參數(shù)的最小二乘估計(jì)-其中，Xp是由所有導(dǎo)頻符號組成的向量，Yp是由所有接收導(dǎo)頻符號組成的向量， Hp是由所有導(dǎo)頻符號處的頻域信道參數(shù)的最小二乘估計(jì)值所組成的向量， &ag{X"表示主對角元為的Xp對角陣，上標(biāo)( )"表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置運(yùn)算； 步驟三、在接收端，對步驟二中得到的導(dǎo)頻符號處的信道參數(shù)臺p進(jìn)行二維離散余弦變換，得到信號d;步驟四、在接收端，按如下公式對步驟三得到的信號d進(jìn)行單點(diǎn)濾波其中，3是單點(diǎn)濾波后的信號，r是一個對角陣，其第/個主對角元素為五{|《|2}- 2，《表示d的第/個元素，￡{.}表示期望運(yùn)算，O"，是噪聲方差；步驟五、在接收端，對步驟四中得到的信號5進(jìn)行擴(kuò)展的二維逆離散余弦變 換，獲取所有數(shù)據(jù)符號處的信道參數(shù)。本發(fā)明中的OFDM信道估計(jì)方法，在步驟二中，所述的最小二乘是指估計(jì)誤差的平方和最小。本發(fā)明中的正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方法，在步驟 四中，所述的單點(diǎn)濾波是在二維離散余弦變換域中進(jìn)行的。有益效果本發(fā)明提供了一種正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道 估計(jì)方法。本發(fā)明克服了現(xiàn)有OFDM信道估計(jì)方法在系統(tǒng)存在保護(hù)帶以及終端高 速移動時性能惡化的問題，能以較低的復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)逼近最優(yōu)的估計(jì)性能。圖3 給出了本發(fā)明中的信道估計(jì)方法與與其他信道估計(jì)方法的比較。由此可以看出， 本發(fā)明中的信道估計(jì)法方法的性能逼近理論上性能最優(yōu)的二維維納濾波器，明顯 優(yōu)于基于二維FFT的信道估計(jì)方法。


圖1是本發(fā)明中使用的時域、頻域二維導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)示意圖。 圖2是本發(fā)明中OFDM信道估計(jì)方法的示意圖。 圖3是不同信道估計(jì)方法下信道估計(jì)性能的比較。
具體實(shí)施方式
下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施做進(jìn)一步的詳細(xì)描述。 圖l是本發(fā)明中使用的時域、頻域二維導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)示意圖，其中實(shí)心圓圈表示 導(dǎo)頻符號，空白圓圈表示數(shù)據(jù)符號。該結(jié)構(gòu)中時域長度為iV，頻域長度為X。導(dǎo)頻符號在頻率方向的間隔為iV，在時間方向的間隔為A。導(dǎo)頻符號在頻率方向和時間方向的個數(shù)分別為；和^。步驟一、在發(fā)送端構(gòu)造時域、頻域二維導(dǎo)頻數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)令1(" ，、)表示第" 個0FDM塊在第&子載波處的導(dǎo)頻符號，其中 0^";—1， 0Sv"f-1,貝瞎其中，fl(v) (0Sv2iF-l)是長度為一 的Zadoff-Chu序列，其定義式為:(公式1)<formula>formula see original document page 5</formula>其中？是任意的整數(shù)，r是與；互質(zhì)的整數(shù)。圖2是本發(fā)明中OFDM信道估計(jì)方法的示意圖。步驟二、在接收端獲取導(dǎo)頻符號處信道參數(shù)的最小二乘估計(jì) 在接收端，導(dǎo)頻符號處的頻域接收信號可表示為.-;r(" ，Ojr("u,&)i/("u，、)+z(w ，A;v) (公式3)其中，i/( ,;u表示第""個OFDM塊在第^子載波處信道響應(yīng)，z("w，、)表示加性高斯白噪聲。令f("")-[yK，^))J(""，A)…,y",、—,)r表示第"u個OFDM塊接收到的導(dǎo)頻符號，Yp=[f (M。)，f (nO,...，IT(n^)f表示所有接收到的導(dǎo)頻符號，則Yp=^g{X"Hp+Zp (公式4)其中上標(biāo)(0『表示矩陣的轉(zhuǎn)置運(yùn)算，Xp是由所有導(dǎo)頻符號組成的向量，Hp是所有導(dǎo)頻符號處的信道參數(shù)組成的向量，它們的排列方式與Yp相同，力"g(X"表示主對角元為的Xp對角陣?？紤]到導(dǎo)頻符號是由歸一化的Zadoff-Chu序列構(gòu)造的，根據(jù)公式3可以得到信道參數(shù)的最小二乘估計(jì)為6p=^g{Xp}HYp (公式5)其中上標(biāo)表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置運(yùn)算；步驟三、利用二維離散余弦變換將導(dǎo)頻符號處的信道參數(shù)變換至離散余弦變 換域圖2中的二維離散余弦變換模塊可用公式表述為d = (C C)6p (公式6)其中(S)表示矩陣的Kronecker乘積，C^和C分別是長度為；和i^的第II類離散余弦變換矩陣，其定義式為<formula>formula see original document page 0</formula>其中<formula>formula see original document page 7</formula>步驟四、在二維離散余弦變換域上對信號進(jìn)行單點(diǎn)濾波 圖2中的變換域單點(diǎn)濾波模塊可用公式表述為3=rd<formula>formula see original document page 7</formula>其中，3是單點(diǎn)濾波后的信號，r是一個對角陣，其第/個主對角元素為五{|《卩}-<，《表示d的第f個元素，￡{.}表示期望運(yùn)算，^是噪聲方差。步驟五、通過擴(kuò)展的二維逆離散余弦變換獲取所有數(shù)據(jù)符號處的信道參數(shù)圖2中的擴(kuò)展的二維逆離散余弦變換模塊可用公式表述為其中C二和e 都是擴(kuò)展的第n類離散余弦變換矩陣。^的定義式為-其中OSA^A—1， —1。 的定義式為<formula>formula see original document page 7</formula>
權(quán)利要求
1、一種正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方法，其特征在于該方法包括以下步驟步驟一、在發(fā)送端構(gòu)造時域、頻域二維導(dǎo)頻數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，在頻率方向放置LF個間隔為Df的導(dǎo)頻符號，在時間方向放置的LT個間隔為Dt的導(dǎo)頻符號，頻率方向的導(dǎo)頻符號由長度為LF的Zadoff-Chu序列構(gòu)成，時間方向的導(dǎo)頻符號是頻率方向?qū)ьl符號的重復(fù)；步驟二、在接收端，按如下公式獲取導(dǎo)頻符號處信道參數(shù)的最小二乘估計(jì)
2、 根據(jù)權(quán)利1所述的正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方 法，其特征在于所述的最小二乘是指估計(jì)誤差的平方和最小。
3、 根據(jù)權(quán)利1所述的正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方 法，其特征在于所述的單點(diǎn)濾波是在二維離散余弦變換域中進(jìn)行的。
全文摘要
正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中時頻最優(yōu)的信道估計(jì)方法包括以下步驟步驟一，在發(fā)送端構(gòu)造時域、頻域二維導(dǎo)頻數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)；步驟二，在接收端獲取導(dǎo)頻符號處信道參數(shù)的最小二乘估計(jì)；步驟三，將上述導(dǎo)頻符號處信道參數(shù)在二維離散余弦變換域進(jìn)行單點(diǎn)濾波，并通過擴(kuò)展的二維逆離散余弦變換獲取所有數(shù)據(jù)符號處的信道參數(shù)。本發(fā)明克服了現(xiàn)有OFDM信道估計(jì)方法在系統(tǒng)存在保護(hù)帶以及終端高速移動時性能惡化的問題，能以較低的復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)逼近最優(yōu)的估計(jì)性能。
文檔編號H04L27/26GK101252555SQ20081002007
公開日2008年8月27日 申請日期2008年3月28日 優(yōu)先權(quán)日2008年3月28日
發(fā)明者吳大焰, 尤肖虎, 彬 江, 王聞今, 高西奇 申請人:東南大學(xué)