專(zhuān)利名稱(chēng)：快變信道條件下正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于正交頻分復(fù)用(OFDM)移動(dòng)通信技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)由于其頻譜利用率高、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低等原因越來(lái)越受到人們的關(guān)注。自20世紀(jì)80年代以來(lái)，OFDM技術(shù)不但在廣播式數(shù)字音頻和視頻領(lǐng)域中得到廣泛的應(yīng)用，而且已經(jīng)成為無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)的一部分。隨著人們對(duì)通信數(shù)據(jù)化、寬帶化、個(gè)人化和移動(dòng)化需求的增強(qiáng)，OFDM技術(shù)已經(jīng)在許多高速信息傳輸領(lǐng)域得到應(yīng)用。目前，人們正在考慮在未來(lái)的下一代無(wú)線(xiàn)蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用OFDM技術(shù)。然而工作于高載頻、高移動(dòng)速率條件下的OFDM移動(dòng)系統(tǒng)必將導(dǎo)致信道同時(shí)存在時(shí)域選擇性和頻域選擇性，即雙選擇性。在這種情況下，信道的快速時(shí)變破壞了子載波間的正交性，從而導(dǎo)致載間干擾(ICI)，傳統(tǒng)的一階均衡器均衡性能受到影響，甚至無(wú)法工作，因此快變信道下OFDM系統(tǒng)的均衡技術(shù)成為當(dāng)前研究的熱點(diǎn)。
為了提高頻域均衡器在時(shí)變信道環(huán)境中工作的魯棒性，可以將CDMA系統(tǒng)多用戶(hù)檢測(cè)的干擾抵消技術(shù)與頻域均衡技術(shù)相結(jié)合，利用迭代檢測(cè)的手段來(lái)減少I(mǎi)CI對(duì)頻域均衡器的影響。如Wesheng Hou等人在《IEEE Trans.On WirelessCommunications》vol.4，no.5，pp.2100-2110，September 2005發(fā)表了”ICICancellation for OFDM Communication Systems in Time-Varing MultipathFading Channels”(IEEE無(wú)線(xiàn)通信學(xué)報(bào)2005年9月，第4卷，第5期，2100到2110頁(yè)，時(shí)變多徑衰落信道下OFDM通信系統(tǒng)中載間干擾消除)。但是這種方法引入干擾抵消將給系統(tǒng)帶來(lái)較大的處理時(shí)延，同時(shí)它的性能與頻域均衡器初級(jí)檢測(cè)的性能密切相關(guān)，而且存在差錯(cuò)傳播問(wèn)題。另一種方法是將用于提高當(dāng)收發(fā)信機(jī)存在載波頻偏時(shí)工作性能的的自干擾抵消技術(shù)用于時(shí)變信道下OFDM系統(tǒng)均衡，如Yuping Zhao等人在《IEEE Trans.On Communications》vol.49，no.7，pp.1185-1191，July 2001發(fā)表了”Intercarrier Interference Self-CancellationScheme for OFDM Mobile Communication Systems”(IEEE通信學(xué)報(bào)2001年7月，第49卷，第7期，1185到1191頁(yè)，移動(dòng)OFDM通信系統(tǒng)中載間干擾自消除方法)。但該方法需要在發(fā)送端進(jìn)行特殊的預(yù)編碼，降低了系統(tǒng)的頻帶利用率。另外，Philip Schniter在《IEEE Trans.On Signal Processing》vol.52，no.4，pp.1002-1011，April 2004發(fā)表了“Low-Complexity Equalization of OFDM inDoubly Selective Channels”(IEEE信號(hào)處理學(xué)報(bào)2004年4月，第52卷，第4期，1002到1011頁(yè)，雙選擇性信道下OFDM低復(fù)雜度均衡)，該方法先利用時(shí)域加窗對(duì)時(shí)變信道進(jìn)行濾波，在利用迭代MMSE估計(jì)信號(hào)，其缺點(diǎn)是需要精確地知道信道的統(tǒng)計(jì)信息和每個(gè)時(shí)刻點(diǎn)的信道狀態(tài)信息，這對(duì)于實(shí)際OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)器來(lái)說(shuō)是不易實(shí)現(xiàn)的。Li Wei等人提出在單載波頻域均衡系統(tǒng)和OFDM系統(tǒng)中利用分塊頻域均衡的方法對(duì)抗時(shí)變信道，但該方法簡(jiǎn)單地將接收信號(hào)分成多個(gè)子塊進(jìn)行處理，沒(méi)有考慮子塊間干擾問(wèn)題，導(dǎo)致均衡性能下降。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種快變信道條件下的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡方法和裝置，以降低由于信道的時(shí)變性帶來(lái)的系統(tǒng)性能損失。
本發(fā)明通過(guò)如下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn) 1、一種快變信道條件下的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡方法，其特征在于 在發(fā)送端，經(jīng)循環(huán)冗余編碼后的比特信號(hào)流b(n)經(jīng)信道編碼、交織、符號(hào)映射和串并變換后構(gòu)成頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)，第i個(gè)頻域正交頻分復(fù)用發(fā)送信號(hào)表示為s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]T，N為子載波數(shù)，s(i)經(jīng)逆快速傅立葉變換成時(shí)域正交頻分復(fù)用發(fā)送信號(hào)

后，插入長(zhǎng)度為G的循環(huán)前綴，并經(jīng)并串變換后發(fā)送到無(wú)線(xiàn)信道； 在接收端，第一步經(jīng)去循環(huán)前綴、串并變換后，第i個(gè)時(shí)域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)可以表示為 這里Hti是信道矩陣，

表示功率為σ2的高斯白噪聲向量，F(xiàn)表示傅立葉變換矩陣，()H表示共軛轉(zhuǎn)置操作，為了進(jìn)行一階頻域均衡器均衡，先將信道假設(shè)為準(zhǔn)靜止的，即在1個(gè)OFDM符號(hào)傳輸時(shí)間內(nèi)信道的變化可以忽略，多徑信道建模成具有L-1階時(shí)不變有限沖擊響應(yīng)的FIR濾波器，用hl(i)表示第l階沖擊響應(yīng)。

此時(shí)Hti是一個(gè)循環(huán)卷積矩陣，可以表示為 這里Λi是對(duì)角矩陣，

經(jīng)快速傅立葉變換成頻域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)利用一階頻域均衡器均衡頻域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)r(i)，均衡器輸出的頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)估計(jì)值

可以表示為

經(jīng)并串變換，解映射，交織，譯碼得到發(fā)送端比特信號(hào)流的估計(jì)值
第二步對(duì)得到的發(fā)送端比特信號(hào)估計(jì)值

進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)，若循環(huán)冗余校驗(yàn)正確，則輸出；若循環(huán)冗余校驗(yàn)不正確，則進(jìn)行分塊均衡，將分塊均衡的輸出作為第一步中并串變換的輸入， 上述的分塊均衡方法可以表示如下 a.將第一步中得到的發(fā)送端比特信號(hào)流的估計(jì)值

進(jìn)行與發(fā)送端相同的信道編碼、交織、符號(hào)映射、串并變換、逆快速傅立葉變換后，得到時(shí)域正交頻分復(fù)用重構(gòu)信號(hào) b.將每個(gè)接收到的時(shí)域正交頻分復(fù)用符號(hào)

劃分成M個(gè)等長(zhǎng)的接收信號(hào)子塊，子塊數(shù)M滿(mǎn)足

且是2的整數(shù)次冪，這里

表示向下取整操作，每個(gè)子塊的長(zhǎng)度為T(mén)＝N/M，T＞L，第k個(gè)子塊可以表示為k∈
，在每個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間內(nèi)，認(rèn)為無(wú)線(xiàn)信道的時(shí)變可以忽略，即n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈
是第k個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間的信道第l階沖擊響應(yīng)，此時(shí)

可以表示為 這里



表征了第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_。
將重構(gòu)的時(shí)域發(fā)送信號(hào)

等分成長(zhǎng)度為T(mén)的子塊利用

消除第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_， 并進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)，保證了信道矩陣的循環(huán)特性，抑制載間干擾， 若不考慮重構(gòu)引起的誤差，即則 循環(huán)卷積矩陣H′k，cir＝Hk+H′k是第k個(gè)子塊對(duì)應(yīng)的信道矩陣， c.在消除子塊間串?dāng)_和重構(gòu)循環(huán)前綴基礎(chǔ)上對(duì)每個(gè)接收子塊，先進(jìn)行快速傅立葉變換，其快速傅立葉變換的長(zhǎng)度與子塊長(zhǎng)度一致，再利用一階頻域均衡器均衡每個(gè)接收子塊，均衡后的每個(gè)子塊的均衡估值經(jīng)逆快速傅立葉變換，得到每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，第k個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值可以表示為 這里對(duì)角矩陣 d.最后對(duì)每個(gè)子塊的均衡估計(jì)值進(jìn)行合并，每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，按照分塊的順序組合成一個(gè)長(zhǎng)度為N符號(hào)

經(jīng)快速傅立葉變換后得到分塊頻域均衡方法的輸出

即是發(fā)送的頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)的估計(jì)值。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn) (1)本發(fā)明提出了一種快變信道條件下正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡算法，降低了由于信道時(shí)變引起的載間干擾的影響，方法簡(jiǎn)單易行，且通用性強(qiáng)，可用于任意OFDM系統(tǒng)； (2)本發(fā)明的分塊均衡算法隨著信道時(shí)變程度的增加，優(yōu)勢(shì)更加明顯。
(3)本發(fā)明的分塊均衡算法不需要知道整個(gè)OFDM符號(hào)傳輸時(shí)間內(nèi)所有時(shí)刻的信道參數(shù)，降低了系統(tǒng)信道估計(jì)器的復(fù)雜度，實(shí)用性強(qiáng)。
(4)本發(fā)明將利用重構(gòu)信號(hào)子塊，消除每個(gè)接收信號(hào)子塊中由前一個(gè)信號(hào)子塊引起的子塊間串?dāng)_，并構(gòu)成當(dāng)前接收信號(hào)子塊的循環(huán)前綴，進(jìn)而保證其信道矩陣的循環(huán)特性并抑制殘余載間干擾，提高了均衡性能。



圖1OFDM系統(tǒng)發(fā)送端框圖 圖2基于分塊均衡的OFDM系統(tǒng)接收端框圖 圖3是接收端分塊處理示意圖 圖4是歸一化多普勒頻移為fN＝0.0124時(shí)三種均衡方法的誤比特率比較圖 圖5是歸一化多普勒頻移為fN＝0.05時(shí)三種均衡方法的誤比特率比較圖 圖6是歸一化多普勒頻移為fN＝0.1時(shí)三種均衡方法的誤比特率比較圖
具體實(shí)施例方式 1、一種快變信道條件下的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡方法，其特征在于 在發(fā)送端，經(jīng)循環(huán)冗余編碼后的比特信號(hào)流b(n)經(jīng)信道編碼、交織、符號(hào)映射和串并變換后構(gòu)成頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)，第i個(gè)頻域正交頻分復(fù)用發(fā)送信號(hào)表示為s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]T，N為子載波數(shù)，s(i)經(jīng)逆快速傅立葉變換成時(shí)域正交頻分復(fù)用發(fā)送信號(hào)

后，插入長(zhǎng)度為G的循環(huán)前綴，并經(jīng)并串變換后發(fā)送到無(wú)線(xiàn)信道； 在接收端，第一步經(jīng)去循環(huán)前綴、串并變換后，第i個(gè)時(shí)域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)可以表示為 這里Hti是信道矩陣，

表示功率為σ2的高斯白噪聲向量，F(xiàn)表示傅立葉變換矩陣，()H表示共軛轉(zhuǎn)置操作，為了進(jìn)行一階頻域均衡器均衡，先將信道假設(shè)為準(zhǔn)靜止的，即在1個(gè)OFDM符號(hào)傳輸時(shí)間內(nèi)信道的變化可以忽略，多徑信道建模成具有L-1階時(shí)不變有限沖擊響應(yīng)的FIR濾波器，用hl(i)表示第l階沖擊響應(yīng)。

此時(shí)Hti是一個(gè)循環(huán)卷積矩陣，可以表示為 這里Λi是對(duì)角矩陣，

經(jīng)快速傅立葉變換成頻域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)利用一階頻域均衡器均衡頻域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)r(i)，均衡器輸出的頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)估計(jì)值

可以表示為

經(jīng)并串變換，解映射，交織，譯碼得到發(fā)送端比特信號(hào)流的估計(jì)值
第二步對(duì)得到的發(fā)送端比特信號(hào)估計(jì)值

進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)，若循環(huán)冗余校驗(yàn)正確，則輸出；若循環(huán)冗余校驗(yàn)不正確，則進(jìn)行分塊均衡，將分塊均衡的輸出作為第一步中并串變換的輸入， 上述的分塊均衡方法可以表示如下 a.將第一步中得到的發(fā)送端比特信號(hào)流的估計(jì)值

進(jìn)行與發(fā)送端相同的信道編碼、交織、符號(hào)映射、串并變換、逆快速傅立葉變換后，得到時(shí)域正交頻分復(fù)用重構(gòu)信號(hào) b.將每個(gè)接收到的時(shí)域正交頻分復(fù)用符號(hào)

劃分成M個(gè)等長(zhǎng)的接收信號(hào)子塊，子塊數(shù)M滿(mǎn)足

且是2的整數(shù)次冪，這里

表示向下取整操作，每個(gè)子塊的長(zhǎng)度為T(mén)＝N/M，T＞L，第k個(gè)子塊可以表示為k∈
，在每個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間內(nèi)，認(rèn)為無(wú)線(xiàn)信道的時(shí)變可以忽略，即n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈
是第k個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間的信道第l階沖擊響應(yīng)，此時(shí)

可以表示為 這里



表征了第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_。
將重構(gòu)的時(shí)域發(fā)送信號(hào)

等分成長(zhǎng)度為T(mén)的子塊利用

消除第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_， 并進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)，保證了信道矩陣的循環(huán)特性，抑制載間干擾， 若不考慮重構(gòu)引起的誤差，即則 循環(huán)卷積矩陣H′k，cir＝Hk+H′k是第k個(gè)子塊對(duì)應(yīng)的信道矩陣， c.在消除子塊間串?dāng)_和重構(gòu)循環(huán)前綴基礎(chǔ)上對(duì)每個(gè)接收子塊，先進(jìn)行快速傅立葉變換，其快速傅立葉變換的長(zhǎng)度與子塊長(zhǎng)度一致，再利用一階頻域均衡器均衡每個(gè)接收子塊，均衡后的每個(gè)子塊的均衡估值經(jīng)逆快速傅立葉變換，得到每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，第k個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值可以表示為 這里對(duì)角矩陣 d.最后對(duì)每個(gè)子塊的均衡估計(jì)值進(jìn)行合并，每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，按照分塊的順序組合成一個(gè)長(zhǎng)度為N符號(hào)

經(jīng)快速傅立葉變換后得到分塊頻域均衡方法的輸出

即是發(fā)送的頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)的估計(jì)值。
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步描述，以使本發(fā)明的目的，特征和優(yōu)點(diǎn)更清楚。
考慮子載波數(shù)為N，循環(huán)前綴CP(cyclic prefix)為G的CP-OFDM系統(tǒng)。如圖1所示，在發(fā)送端，經(jīng)循環(huán)冗余編碼后的比特流b(n)經(jīng)信道編碼，交織，符號(hào)映射，串并變換后形成大小為N的分組，第i個(gè)分組表示為s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]T。向量s(i)經(jīng)N點(diǎn)IFFT調(diào)制，變換成時(shí)域向量

后，再插入長(zhǎng)度為G的循環(huán)前綴CP，經(jīng)并串變換后送入無(wú)線(xiàn)信道。
如圖2所示，在接收端，接收到的時(shí)域信號(hào)首先去除CP，經(jīng)串并變換，接收到的第i個(gè)OFDM符號(hào)可以表示為 這里

表示功率為σ2的高斯白噪聲向量，F(xiàn)表示FFT矩陣，()H表示共軛轉(zhuǎn)置操作。
若信道假設(shè)為準(zhǔn)靜止的，即在1個(gè)OFDM符號(hào)傳輸時(shí)間內(nèi)信道的變化可以忽略，多徑信道建模成具有L-1階時(shí)不變有限沖擊響應(yīng)的FIR濾波器，用hl(i)表示第l階沖擊響應(yīng)。

則Hti就是一個(gè)循環(huán)卷積矩陣，可以表示為 這里Λi是對(duì)角矩陣。因此在接收端，發(fā)送信號(hào)可以利用簡(jiǎn)單的一階均衡器進(jìn)行檢測(cè) 然而，在快變信道條件下，在1個(gè)OFDM符號(hào)傳輸時(shí)間內(nèi)信道的變化不可忽略，導(dǎo)致了導(dǎo)致載間干擾(ICI)。此時(shí)將多徑信道建模成具有時(shí)變沖擊響應(yīng)的L-1階有限FIR濾波器，用hn，l(i)表示時(shí)刻n的第l階沖擊響應(yīng)，因此
此時(shí)， 這里Hif不是對(duì)角矩陣，Hif中非對(duì)角線(xiàn)上的元素導(dǎo)致了載間干擾(inter-carrierinterference，ICI)，此時(shí)傳統(tǒng)的一階均衡器的均衡性能必然受到影響。提出的一些均衡算法可以減輕或消除信道ICI的影響，但不可避免的帶來(lái)信號(hào)格式的改變、運(yùn)算復(fù)雜度的增加、傳輸效率的降低等不利因素。
在實(shí)際系統(tǒng)中，信道是時(shí)變的顯著程度和觀察時(shí)間的長(zhǎng)度有關(guān)。雖然，對(duì)于高速移動(dòng)OFDM系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，在1個(gè)OFDM符號(hào)間隔內(nèi)信道時(shí)變是不可忽略的，但若將1個(gè)OFDM符號(hào)分成若干個(gè)子塊分別進(jìn)行均衡，則對(duì)于每個(gè)子塊經(jīng)歷的時(shí)間隔內(nèi)信道的時(shí)變可能是很小的，甚至可以忽略?；谶@種思想，本發(fā)明提出了一種快變信道條件下的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡方法 如圖2所示，在接收端先進(jìn)行與傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)解調(diào)相同的過(guò)程進(jìn)行初始估計(jì)。

經(jīng)FFT變換到頻域，頻域OFDM符號(hào)表示為r(i)。在按式(2)進(jìn)行頻域一階均衡后，得到發(fā)生信號(hào)s(i)的估計(jì)

經(jīng)并串變換，解映射，交織，譯碼得到發(fā)送端比特信號(hào)估計(jì)值

后，進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)。如果循環(huán)冗余校驗(yàn)正確，則輸出；否則，則進(jìn)行分塊均衡。
在分塊均衡之前，先利用譯碼得到

進(jìn)行與發(fā)送端相同的信道編碼、交織、符號(hào)映射、串并變換、逆快速傅立葉變換后，得到時(shí)域正交頻分復(fù)用重構(gòu)信號(hào) 如圖3所示，將每個(gè)接收到的時(shí)域正交頻分復(fù)用符號(hào)

劃分成M個(gè)等長(zhǎng)的接收信號(hào)子塊，子塊數(shù)M滿(mǎn)足

且是2的整數(shù)次冪，這里

表示向下取整操作，每個(gè)子塊的長(zhǎng)度為T(mén)＝N/M，T＞L，第i個(gè)OFDM符號(hào)的第k個(gè)子塊k∈
。在每個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間內(nèi)，認(rèn)為無(wú)線(xiàn)信道的時(shí)變可以忽略，即n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈
是第k個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間的信道第l階沖擊響應(yīng)，

可以表示為， 這里

式(3)中

表征了前一個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前子塊引起的子塊間串?dāng)_。LiWei等人提出的分塊頻域均衡方法，不僅沒(méi)有考慮

的影響，而且簡(jiǎn)單地將Hk等同為循環(huán)卷積矩陣，其均衡方法在頻域造成較大的載間干擾，導(dǎo)致均衡性能下降。本發(fā)明利用

對(duì)

進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)，既解決子塊間串?dāng)_問(wèn)題，又保證了信道矩陣的循環(huán)特性，抑制載間干擾，明顯提高了均衡性能。
將重構(gòu)的時(shí)域發(fā)送信號(hào)

等分成長(zhǎng)度為T(mén)的子塊利用

消除第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_， 并進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)，保證了信道矩陣的循環(huán)特性，抑制載間干擾， 若不考慮重構(gòu)引起的誤差，即則 這里循環(huán)卷積矩陣H′k，cir＝Hk+H′k是第k個(gè)子塊對(duì)應(yīng)的信道矩陣。在消除子塊間串?dāng)_和重構(gòu)循環(huán)前綴基礎(chǔ)上對(duì)每個(gè)接收子塊，先進(jìn)行快速傅立葉變換，其快速傅立葉變換的長(zhǎng)度與子塊長(zhǎng)度一致，再利用一階頻域均衡器均衡每個(gè)接收子塊，均衡后的每個(gè)子塊的均衡估值經(jīng)逆快速傅立葉變換，得到每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，第k個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值可以表示為 這里對(duì)角矩陣 合并每個(gè)子塊估計(jì)

則第i個(gè)OFDM時(shí)域發(fā)送符號(hào)的估計(jì)

經(jīng)FFT變換到頻域，得到第i個(gè)OFDM符號(hào)的分塊頻域均衡方法的輸出

經(jīng)解映射，解交織和譯碼后，進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)。如果循環(huán)冗余正確，則輸出；否則，再次進(jìn)行分塊均衡過(guò)程。
本發(fā)明的出發(fā)點(diǎn)是在1個(gè)OFDM符號(hào)間隔內(nèi)信道時(shí)變是不可忽略的，但若將1個(gè)OFDM符號(hào)分成若干個(gè)子塊分別進(jìn)行均衡，則對(duì)于每個(gè)子塊經(jīng)歷的時(shí)間隔內(nèi)信道的時(shí)變可能是很小的，甚至可以忽略。因此要保證每個(gè)子塊經(jīng)歷的時(shí)間隔內(nèi)信道的時(shí)變可以忽略，必須適當(dāng)?shù)倪x擇分塊數(shù)M的大小。M愈大，則每個(gè)子塊越小，因此每個(gè)子塊經(jīng)歷的時(shí)間隔內(nèi)信道的時(shí)變?cè)叫?。然而，為了消除子塊間串?dāng)_，M的選擇必須保證子塊長(zhǎng)度T＞L。而且由于每個(gè)子塊在均衡前都需要進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)，因此分塊數(shù)M大小的選擇也要考慮由于循環(huán)重構(gòu)造成的差錯(cuò)傳播和系統(tǒng)運(yùn)算復(fù)雜度的影響。同時(shí)，在實(shí)現(xiàn)時(shí)為了減低復(fù)雜度，每個(gè)子塊的時(shí)頻域變換通常是用快速傅立葉變換(FFT)實(shí)現(xiàn)的，因此子塊長(zhǎng)度T應(yīng)為2的整數(shù)次冪。因此子塊數(shù)M需要滿(mǎn)足

且是2的整數(shù)次冪，這里

表示向下取整操作，每個(gè)子塊的長(zhǎng)度為T(mén)＝N/M，T＞L，對(duì)于N＝1024系統(tǒng)選擇M＝8，N＝256系統(tǒng)選擇M＝4是比較理想的。
下面以WiMAX(IEEE802.16)系統(tǒng)為例，進(jìn)一步說(shuō)明提出的分塊均衡算法。其子載波數(shù)為M＝256。系統(tǒng)的工作頻率為fc＝3.5GHz，采樣頻率為fs＝2MHz，CP長(zhǎng)度為8；信道模型采用IEEE802.16工作組建議的修改的斯坦福大學(xué)中間信道模型第三種模型(SUI3)，最大時(shí)延擴(kuò)展為1μs，共有3徑，時(shí)延分別是0μs，0.5μs，1μs，3徑的平均功率分別為0dB，-5dB，-10dB。定義歸一化多普勒頻移為這里v是通信終端的移動(dòng)速度，c是光速?？紤]到由于循環(huán)重構(gòu)造成的差錯(cuò)傳播和系統(tǒng)運(yùn)算復(fù)雜度的影響，選擇分塊數(shù)目為M＝4。
圖4、5和6顯示了移動(dòng)終端在不同的移動(dòng)速度下，傳統(tǒng)一階均衡、Li Wei的分塊頻域均衡方法和本發(fā)明提出了分塊均衡算法的誤比特率性能比較。
如圖4所示，移動(dòng)終端移動(dòng)速度為30km/h，此時(shí)對(duì)應(yīng)的歸一化多普勒頻移為0.0124。從圖中可以看出，在低速移動(dòng)環(huán)境下，多普勒頻移較小，信道的時(shí)變程度不明顯，Li Wei的分塊頻域均衡方法由于沒(méi)有考慮子塊間干擾，影響了均衡性能，其誤比特率性能甚至比傳統(tǒng)一階均衡器稍差。而本發(fā)明提出的分塊均衡算法解決子塊間串?dāng)_問(wèn)題，又保證了信道矩陣的循環(huán)特性，抑制載間干擾，明顯提高了均衡性能，在誤比特率為10-2時(shí)，與傳統(tǒng)一階均衡器相比，獲得了約2dB的增益。
在低速移動(dòng)環(huán)境下，多普勒頻移比較小，信道的時(shí)變程度不明顯，因此提出的分塊均衡算法優(yōu)勢(shì)不明顯。
如圖5所示，移動(dòng)終端移動(dòng)速度為120km/h，此時(shí)對(duì)應(yīng)的歸一化多普勒頻移約為0.05。從圖中可以看出，由于移動(dòng)速度增大，信道的時(shí)變程度比較明顯，因此傳統(tǒng)一階均衡器性能降低，而且在信噪比高于20dB后出現(xiàn)了誤碼平層。本發(fā)明提出的分塊均衡算法的均衡性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)一階均衡器性能，而且在誤比特率為10-2時(shí)，與LiWei的分塊頻域均衡方法相比也有5dB的增益。
如圖6所示，移動(dòng)終端移動(dòng)速度為250km/h，此時(shí)對(duì)應(yīng)的歸一化多普勒頻移約為0.1。從圖中可以看出，由于移動(dòng)速度進(jìn)一步增大，信道的時(shí)變程度加劇，因此傳統(tǒng)一階均衡器性能進(jìn)一步降低，而且在信噪比高于15dB后就出現(xiàn)了誤碼平層。此時(shí)Li Wei的分塊頻域均衡方法均衡性能也有所降低，而本發(fā)明提出的分塊均衡算法的均衡性能仍能在信噪比為21dB時(shí)誤比特率達(dá)到10-2，明顯優(yōu)于Li Wei的分塊頻域均衡方法。
權(quán)利要求
1、一種快變信道條件下的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中分塊均衡方法，其特征在于
在發(fā)送端，經(jīng)循環(huán)冗余編碼后的比特信號(hào)流b(n)經(jīng)信道編碼、交織、符號(hào)映射和串并變換后構(gòu)成頻域交正頻分復(fù)用信號(hào)，第i個(gè)頻域正交頻分復(fù)用發(fā)送信號(hào)表示為s(i)＝[s(i，0)，s(i，1)，…，s(i，N-1)]T，N為子載波數(shù)，s(i)經(jīng)逆快速傅立葉變換成時(shí)域正交頻分復(fù)用發(fā)送信號(hào)
后，插入長(zhǎng)度為G的循環(huán)前綴，并經(jīng)并串變換后發(fā)送到無(wú)線(xiàn)信道；
在接收端，第一步經(jīng)去循環(huán)前綴、串并變換后，第i個(gè)時(shí)域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)可以表示為
這里Hti是信道矩陣，
表示功率為σ2的高斯白噪聲向量，F(xiàn)表示傅立葉變換矩陣，( )H表示共軛轉(zhuǎn)置操作，為了進(jìn)行一階頻域均衡器均衡，先將信道假設(shè)為準(zhǔn)靜止的，即在1個(gè)OFDM符號(hào)傳輸時(shí)間內(nèi)信道的變化可以忽略，多徑信道建模成具有L-1階時(shí)不變有限沖擊響應(yīng)的FIR濾波器，用hl(i)表示第l階沖擊響應(yīng)。
此時(shí)Hti是一個(gè)循環(huán)卷積矩陣，可以表示為
這里Λi是對(duì)角矩陣，
經(jīng)快速傅立葉變換成頻域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)利用一階頻域均衡器均衡頻域正交頻分復(fù)用接收符號(hào)r(i)，均衡器輸出的頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)估計(jì)值
可以表示為
經(jīng)并串變換，解映射，交織，譯碼得到發(fā)送端比特信號(hào)流的估計(jì)值
第二步對(duì)得到的發(fā)送端比特信號(hào)估計(jì)值
進(jìn)行循環(huán)冗余校驗(yàn)，若循環(huán)冗余校驗(yàn)正確，則輸出；若循環(huán)冗余校驗(yàn)不正確，則進(jìn)行分塊均衡，將分塊均衡的輸出作為第一步中并串變換的輸入，
上述的分塊均衡方法可以表示如下
a.將第一步中得到的發(fā)送端比特信號(hào)流的估計(jì)值
，進(jìn)行與發(fā)送端相同的信道編碼、交織、符號(hào)映射、串并變換、逆快速傅立葉變換后，得到時(shí)域正交頻分復(fù)用重構(gòu)信號(hào)
b.將每個(gè)接收到的時(shí)域正交頻分復(fù)用符號(hào)
劃分成M個(gè)等長(zhǎng)的接收信號(hào)子塊，子塊數(shù)M滿(mǎn)足
且是2的整數(shù)次冪，這里
表示向下取整操作，每個(gè)子塊的長(zhǎng)度為T(mén)＝N/M，T＞L，第k個(gè)子塊可以表示為k∈
，在每個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間內(nèi)，認(rèn)為無(wú)線(xiàn)信道的時(shí)變可以忽略，即n＝kT，…，(k+1)T-1，l∈
是第k個(gè)子塊傳輸?shù)臅r(shí)間的信道第l階沖擊響應(yīng)，此時(shí)
可以表示為
這里
表征了第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_。
將重構(gòu)的時(shí)域發(fā)送信號(hào)
等分成長(zhǎng)度為T(mén)的子塊利用
消除第k-1個(gè)信號(hào)子塊對(duì)當(dāng)前第k個(gè)子塊引起的子塊間串?dāng)_，
并進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)，保證了信道矩陣的循環(huán)特性，抑制載間干擾，
若不考慮重構(gòu)引起的誤差，即則
循環(huán)卷積矩陣H′k，cir＝Hk+H′k是第k個(gè)子塊對(duì)應(yīng)的信道矩陣，
c.在消除子塊間串?dāng)_和重構(gòu)循環(huán)前綴基礎(chǔ)上對(duì)每個(gè)接收子塊，先進(jìn)行快速傅立葉變換，其快速傅立葉變換的長(zhǎng)度與子塊長(zhǎng)度一致，再利用一階頻域均衡器均衡每個(gè)接收子塊，均衡后的每個(gè)子塊的均衡估值經(jīng)逆快速傅立葉變換，得到每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，第k個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值可以表示為
這里對(duì)角矩陣
d.最后對(duì)每個(gè)子塊的均衡估計(jì)值進(jìn)行合并，每個(gè)子塊的時(shí)域均衡估計(jì)值，按照分塊的順序組合成一個(gè)長(zhǎng)度為N符號(hào)
經(jīng)快速傅立葉變換后得到分塊頻域均衡方法的輸出
，即是發(fā)送的頻域正交頻分復(fù)用信號(hào)的估計(jì)值。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種快變信道條件下的正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中分塊均衡方法。在發(fā)送端，經(jīng)循環(huán)冗余編碼后的比特信號(hào)經(jīng)信道編碼、交織、符號(hào)映射、串并變換和IFFT變換成時(shí)域信號(hào)，然后經(jīng)并串變換和插入循環(huán)前綴，發(fā)送到無(wú)線(xiàn)信道。在接收端，利用傳統(tǒng)的一階頻域均衡器均衡接收信號(hào)，經(jīng)并串變換、解映射、解交織和信道譯碼后，對(duì)信號(hào)估值進(jìn)行校驗(yàn)。若校驗(yàn)正確，則輸出。若校驗(yàn)不正確，則進(jìn)行分塊均衡，先重構(gòu)時(shí)域OFDM發(fā)送信號(hào)，再將接收到的時(shí)域OFDM符號(hào)分成多個(gè)等長(zhǎng)的接收信號(hào)子塊，利用時(shí)域OFDM重構(gòu)信號(hào)進(jìn)行循環(huán)重構(gòu)和干擾消除，最后對(duì)每個(gè)子塊進(jìn)行頻域均衡，合并各子塊的均衡估值得到分塊均衡輸出，作為并串變換的輸入。
文檔編號(hào)H04L1/00GK101355541SQ20081002265
公開(kāi)日2009年1月28日 申請(qǐng)日期2008年7月18日 優(yōu)先權(quán)日2008年7月18日
發(fā)明者楊煒偉, 潘成康, 蔡躍明, 威 謝, 程云鵬 申請(qǐng)人:中國(guó)人民解放軍理工大學(xué)