專利名稱：：一種單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種單載波均衡技術(shù)，屬于寬帶無線數(shù)字通信領(lǐng)域?？梢杂糜谔岣呦到y(tǒng)抗碼間干擾性能。
背景技術(shù)：
：單載波頻域均衡(SingleCarrierFrequencyDomainEqualization,SC-FDE)系統(tǒng)與正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM)系統(tǒng)類似，也是一種分塊傳輸技術(shù)，根據(jù)傅立葉變換的特點(diǎn)采用頻域均衡技術(shù)來消除多徑傳播引起的幀內(nèi)符號(hào)間干擾。與OFDM技術(shù)相比，具有與其相似的抗多徑干擾能力，并具有較小的峰值平均功率比(PeaktoAveragePowerRatio，PAPR)，克服了OFDM信號(hào)由于具有很大的PAPR,需要采用昂貴的大線性動(dòng)態(tài)范圍放大器的缺點(diǎn)，適用于各種移動(dòng)設(shè)備；與傳統(tǒng)的單載波時(shí)域均衡(SingleCarrierTimeDomainEqualization,SC-TDE)系統(tǒng)相比，克服了SC-TDE技術(shù)由于階數(shù)限制，不能解決信道大多徑時(shí)延的問題，同時(shí)對(duì)于頻域均衡，因?yàn)闀r(shí)域巻積等于頻域相乘，使其均衡復(fù)雜度大大降低。在這種背景下，這種結(jié)合OFDM系統(tǒng)優(yōu)點(diǎn)和傳統(tǒng)單載波系統(tǒng)優(yōu)點(diǎn)的SC-FDE技術(shù)受到了人們極大的重視。在IEEE802.16e的物理層標(biāo)準(zhǔn)2-llGHz頻段中，推薦了OFDM和SC-FDE兩種傳輸方案。但是，采用傳統(tǒng)的SC-FDE技術(shù)具有以下缺點(diǎn)(1)當(dāng)采用頻域線性均衡器時(shí)，基于迫零準(zhǔn)則的ZF均衡器可以完全消除信道產(chǎn)生的碼間干擾，但在頻率選擇性信道中，尤其是信道具有頻域上的深衰落極點(diǎn)時(shí)，會(huì)使噪聲增強(qiáng)，降低系統(tǒng)的信噪比，導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降；而基于最小均方誤差準(zhǔn)則的MMSE均衡器可看作是信道噪聲與殘留碼間干擾二者的折衷，在信道具有頻域上的深衰落極點(diǎn)時(shí)性能優(yōu)于ZF均衡器，但MMSE均衡不能完全消除碼間干擾。(2)針對(duì)頻域線性均衡器的缺點(diǎn)，Benvenuto.Nevio和Zhu.Yu等人在2002年和2006年分別提出了FD-DFE及FDE-NP兩種判決反饋均衡方法，可以進(jìn)一步消除殘留碼間干擾，然而其性能均依賴于判決反饋濾波器的階數(shù)，階數(shù)越高性能越好，但計(jì)算復(fù)雜度也越高。近年來更復(fù)雜的最大似然序列均衡技術(shù)(MLSE)也逐因此，為了能在保證系統(tǒng)復(fù)雜度的前提下，達(dá)到更好的消除碼間干擾的效果，本發(fā)明采用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(FractionalFourierTransform,FRFT)來代替SC-FDE技術(shù)中的傳統(tǒng)傅立葉變換，進(jìn)行分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡。下面，就對(duì)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換及其離散算法和分?jǐn)?shù)階巻積定理進(jìn)行簡單介紹。分?jǐn)?shù)階傅立葉變換是傅立葉變換的一種廣義形式。作為一種新的時(shí)頻分析工具，F(xiàn)RFT可以解釋為信號(hào)在時(shí)頻平面內(nèi)，坐標(biāo)軸繞原點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)。信號(hào)x")的FRFT定義為a(")={^[>w]}(")=匸粉w,")^(1)其中；^2w/;r為FRFT的階次，a為旋轉(zhuǎn)角度，為FRFT算子符號(hào)，Kp"，w)為FRFT的變換核/1一,cotaj---cota—7'w+cscaa=2w;r(2)FRFT的逆變換為在實(shí)際應(yīng)用中，需要離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(DFRFT)。目前，已有幾種不同類型的DFRFT快速算法，具有不同的精度和計(jì)算復(fù)雜度。和通常采用的分解型快速算法不同，本發(fā)明選用了Soo-ChangPei在2000年提出的輸入輸出直接采樣DFRFT快速算法。該算法在保持同分解型快速算法變換精度和復(fù)雜度相當(dāng)?shù)那闆r下(計(jì)算復(fù)雜度為(0(iVl0g2iV)，iV為采樣點(diǎn)數(shù))，通過對(duì)輸入輸出采樣間隔的限定，使DFRFT的變換核保持正交性，從而可以在輸出端比較精確的通過逆離散變換恢復(fù)原序列。對(duì)FRFT的輸入輸出分別以間隔A/和A"進(jìn)行取樣，當(dāng)分?jǐn)?shù)階傅立葉域的輸出采樣點(diǎn)數(shù)M大于等于時(shí)域輸入采樣點(diǎn)數(shù)iV，并且采樣間隔滿足Aw.A/,.2;r.sina/M(4)其中問是與M互質(zhì)的整數(shù)(常取為l)，DFRFT可以表示為:<table>tableseeoriginaldocumentpage31</column></row><table>巻積定理在基于傳統(tǒng)傅立葉變換的信號(hào)處理理論中占有重要的地位。Zayed在1998年提出了分?jǐn)?shù)階巻積定理。根據(jù)定義，信號(hào)JC(O和g(f)的;階分?jǐn)?shù)階巻積定義為-<table>tableseeoriginaldocumentpage31</column></row><table>上式中，a-;.;r/2。在p階分?jǐn)?shù)階傅立葉域，兩個(gè)連續(xù)信號(hào):c(。和g(^的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換和它們分?jǐn)?shù)階巻積得到的連續(xù)信號(hào)y(f)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換有如下關(guān)系<table>tableseeoriginaldocumentpage31</column></row><table>上式中，Zp—)、Gp(w)和y^M)分別為x(O、g(0和j;(0的戶階FRFT。也就是說，兩個(gè)時(shí)域信號(hào)的分?jǐn)?shù)階巻積對(duì)應(yīng)與它們的FRFT的乘積再乘以一個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)。同理也可得時(shí)域相乘的分?jǐn)?shù)階巻積公式，這里不再闡述。
發(fā)明內(nèi)容為了解決SC-FDE系統(tǒng)中，采用頻域線性均衡方法在完全消除碼間干擾與保持信道噪聲功率之間的矛盾，本發(fā)明提出了一種單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，采用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(FRFT)來代替SC-FDE技術(shù)中的傳統(tǒng)傅立葉變換，在接收端首先進(jìn)行最優(yōu)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次選擇，用離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(DFRFT)將時(shí)域接收信號(hào)變換到最優(yōu)階次進(jìn)行均衡,將均衡后的數(shù)據(jù)塊通過逆分?jǐn)?shù)階傅立葉變換轉(zhuǎn)化回時(shí)域信號(hào)，實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)SC-FDE技術(shù)更好的抗碼間干擾效果。本發(fā)明的基本原理是利用信道沖激響應(yīng)對(duì)發(fā)送信號(hào)造成頻域的深衰落點(diǎn)幅度過大，而在分?jǐn)?shù)階傅立葉域的譜圖則相對(duì)平坦這一特點(diǎn)，將要接收信號(hào)變換到某分?jǐn)?shù)階傅立葉域進(jìn)行信道均衡，實(shí)現(xiàn)在完全消除碼間干擾(ISI)的同時(shí)，又能較好的控制噪聲功率。同時(shí)，利用離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的快速算法，計(jì)算量與FFT相當(dāng)，所以發(fā)明系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)簡單，計(jì)算復(fù)雜度低。本發(fā)明提出的單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，具有以下步驟(1)在接收端，將接收并經(jīng)過下變頻等處理后得到的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)序列的分離；(2)將分離后的接收訓(xùn)練序列和已知的發(fā)送訓(xùn)練序列分別變換到分?jǐn)?shù)階傅立葉域，按照最小二乘信道估計(jì)方法計(jì)算出相應(yīng)階次的^p)，其具體計(jì)算公式如<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>分別為發(fā)送訓(xùn)練序列;c(")和接收訓(xùn)練序列;;(")的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜，;為FRFT的階次，a為FRFT的旋轉(zhuǎn)角度，兩者關(guān)系為/;=2w/;r;(3)根據(jù)步驟(2)中計(jì)算得到的各個(gè)階次的^p(")，按照如下公式計(jì)算不同階次下的目標(biāo)函數(shù)^，找出使目標(biāo)函數(shù)^具有最小值的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次/^作為最優(yōu)階次-<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>/)分別為發(fā)送訓(xùn)練序列;c(")和接收訓(xùn)練序列y(w)的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜，p。pt為最優(yōu)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次；(4)根據(jù)最優(yōu)階次凡p,的分?jǐn)?shù)階傅立葉域最小二乘信道估計(jì)出的利用迫零準(zhǔn)則設(shè)置相應(yīng)階次的分?jǐn)?shù)階傅立葉域迫零均衡部分的乘性抽頭系數(shù)5(")，其具體計(jì)算公式如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>)是由步驟(2)估計(jì)出的最優(yōu)階次p。pt的分?jǐn)?shù)階信道響應(yīng)；(5)將步驟(3)計(jì)算得到的最優(yōu)階次p。pt和步驟(4)得到的該階次的乘性抽頭系數(shù)5(")送入分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡模塊；(6)將分離后的接收數(shù)據(jù)序列進(jìn)行串并變換分塊處理，B卩將接收的串行基帶數(shù)據(jù)分成長度為M的數(shù)據(jù)塊，M為離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換處理的長度，M為2的正整數(shù)次冪；(7)對(duì)步驟(6)中得到的每個(gè)長度為M的數(shù)據(jù)塊利用離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換快速算法變換到最優(yōu)階次/v的分?jǐn)?shù)階傅立葉域，得到長度同樣為M的分?jǐn)?shù)階傅立葉域數(shù)據(jù)塊；(8)將步驟(7)的結(jié)果與乘性抽頭系數(shù)^v(t/)相乘，再進(jìn)行最優(yōu)階次的離散分?jǐn)?shù)階傅立葉逆/V變換回到時(shí)域；重復(fù)將每一個(gè)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行均衡后，得到均衡后輸出數(shù)據(jù)塊；(9)將均衡后數(shù)據(jù)塊并串變換，得到均衡后的串行信號(hào)。進(jìn)行解擴(kuò)解調(diào)和判決等得到接收碼元。該系統(tǒng)的具體實(shí)現(xiàn)框圖如附圖1所示。下面簡要說明本發(fā)明提出的單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)的理論推導(dǎo)過程標(biāo)準(zhǔn)信道模型是通過傳統(tǒng)巻積表示的，因此可以根據(jù)巻積定理來分析信道頻域的特性。相應(yīng)的，為了分析標(biāo)準(zhǔn)信道模型的分?jǐn)?shù)階傅立葉域特性，需要根據(jù)分?jǐn)?shù)階巻積定理來分析。對(duì)于固定的發(fā)送信號(hào);c(/),接收信號(hào)y(O和均衡后的信號(hào)z(f)，通過定義滿足分?jǐn)?shù)階巻積的信道響應(yīng)^0和均衡器響應(yīng)G(0，得到利用分?jǐn)?shù)階巻積表示的信道和均衡器模型。如附圖2所示。根據(jù)該圖，可以得到信道和均衡器部分的分?jǐn)?shù)階巻積和傳統(tǒng)巻積的等價(jià)關(guān)系>信道部分>^)=)+4)=0"(/)+,=>;(/)(8)>均衡器部分z(/)=_y(/)(8)C(/)=;;(/)3(,)=z(/)(9)系統(tǒng)的時(shí)域表達(dá)式為(10)由上式(10)和式(7)所述的分?jǐn)?shù)階巻積定理，可以得到系統(tǒng)模型在相應(yīng)分?jǐn)?shù)階傅立葉域的關(guān)系式義"").;^(")-e力丁"+『(11)上式中，；=2.a/;r，^p(")，5p(w)和『p(")，分別是對(duì)應(yīng)信號(hào)的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜。類似傳統(tǒng)頻域的LS信道估計(jì)方法，可以在相應(yīng)的分?jǐn)?shù)階傅立葉域得到Ap(")的估計(jì)值。由式(11)可以得到信道部分的分?jǐn)?shù)階傅立葉域表示-&(")=Xp(").&(")e"，—+『"")(12)類似頻域LS信道估計(jì)方法，得到Ap(")的估計(jì)值-(13)上式中，Zp(")，^;(w)分別為發(fā)送訓(xùn)練序列x(n)和接收訓(xùn)練序列y—)的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜。上式稱為分?jǐn)?shù)階傅立葉域最小二乘(LS)信道估計(jì)。根據(jù)式(11)，可得Zp(M)=%p(M).(w).^(M).e力c。t""2+『p(M).&(M).e畫(14)通過上面分?jǐn)?shù)階傅立葉域的表達(dá)式，可以得出，只有當(dāng)陽_/.cota-uz(15)的情況下，才可以得到最優(yōu)的抗碼間干擾性能。上式中的^p(")可以式(13)所述的分?jǐn)?shù)階傅立葉域LS信道估計(jì)得到。將式(15)稱為分?jǐn)?shù)階傅立葉域的迫零(ZF)均衡準(zhǔn)則。下面對(duì)分?jǐn)?shù)階傅立葉域的ZF均衡器做誤差分析。將(15)式代入(11)式，可得一y一(16)通過上式可得，只有當(dāng)z"/)-;^(/)情況下，才可完全消除碼間干擾c(17)根據(jù)上式，可得均方誤差的計(jì)算公式，得=匸五K(")l21《.COtff2(18)上式中，^A是對(duì)應(yīng)的分?jǐn)?shù)階傅立葉域的噪聲方差，且5^=《可得出結(jié)論當(dāng)信噪比(SNR)固定的情況下，1^p(w)l的幅值為恒模1時(shí)，可以得到均衡器MSE的最小值。當(dāng)l^p(")l出現(xiàn)深衰落點(diǎn)時(shí)，會(huì)放大該頻點(diǎn)的噪聲，其均衡器的MSE也相應(yīng)的變大。根據(jù)上面結(jié)論，當(dāng)某階次p的LS信道估計(jì)結(jié)果l百p(")l模值的深衰落點(diǎn)較少時(shí)，采用該階次設(shè)計(jì)的分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡，可以在消除碼間干擾的同時(shí)，最大限度的減小由噪聲帶來的MSE。因此，我們可以通過對(duì)不同階次的分?jǐn)?shù)階LS信道估計(jì)結(jié)果pp(")l的衰落情況統(tǒng)計(jì)，最優(yōu)的選擇分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡的階次。為了達(dá)到最優(yōu)的均衡效果，應(yīng)盡量使LS信道估計(jì)出的l豆p(")l的模值接近l，才能取得最小的MSE。所以可以選擇使l互p(")l與l的方差取最小值的階次進(jìn)行均衡。由此，定義目標(biāo)函數(shù)為(19)將信道估計(jì)公式(13)代入上式，可得1(20)均衡模塊的最優(yōu)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次，即可選為使式(20)有最小值的階次p。當(dāng)選出的使目標(biāo)函數(shù)值為最小的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次恰好為1時(shí)，分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)即轉(zhuǎn)化為傳統(tǒng)頻域均衡系統(tǒng)。至此，通過上面介紹的目標(biāo)函數(shù)選取最優(yōu)階次后，通過分?jǐn)?shù)階傅立葉域LS信道估計(jì)公式和ZF均衡器設(shè)計(jì)公式可以確定乘性濾波器系數(shù)，實(shí)現(xiàn)對(duì)接收信號(hào)的均衡。本發(fā)明提出的"單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)"，其有益效果在于(1)本發(fā)明提出的單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，與結(jié)合了迫零準(zhǔn)則和最小均方誤差準(zhǔn)則兩種線性均衡方法的傳統(tǒng)SC-FDE技術(shù)相比，在存在較強(qiáng)深衰落頻點(diǎn)的信道情況下，既可以完全消除碼間干擾，同時(shí)又能較好的控制噪聲功率。對(duì)于單載波通信系統(tǒng)，具有極佳的抗碼間干擾的效果。(2)本發(fā)明提出的單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，具有系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)簡單，計(jì)算復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn)。由于離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換具有快速算法，其計(jì)算復(fù)雜度與FFT相當(dāng)，因此，分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)的計(jì)算復(fù)雜度與傳統(tǒng)頻域線性均衡器相當(dāng)，與復(fù)雜的判據(jù)反饋均衡器相比，易于系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。圖1-本發(fā)明提出的"單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)"具體實(shí)現(xiàn)框圖；圖2-信道的分?jǐn)?shù)階傅立葉巻積模型框圖；圖3-LOS和NLOS信道模型下，不同階次的目標(biāo)函數(shù)比較；圖4-LOS和NLOS信道模型下，最優(yōu)階次和傳統(tǒng)頻域的響應(yīng)衰落比較；圖5-傳統(tǒng)頻域均衡方法和分?jǐn)?shù)階域均衡方法，PN序列的自相關(guān)特性比較;圖6-傳統(tǒng)頻域均衡方法和分?jǐn)?shù)階域均衡方法，PN序列的星座圖收斂比較;圖7--傳統(tǒng)頻域均衡方法和分?jǐn)?shù)階域均衡方法，誤碼率性能比較。具體實(shí)施方式根據(jù)前面"
發(fā)明內(nèi)容"部分中的論述，下面結(jié)合附圖及實(shí)際仿真例子對(duì)本發(fā)明方法做詳細(xì)說明。圖1給出的是本發(fā)明提出的"單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)"具體實(shí)現(xiàn)框圖，其具體實(shí)現(xiàn)方式歸納如下(1)在接收端，將接收并經(jīng)過下變頻等處理后得到的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)序列的分離；(2)將分離后的接收訓(xùn)練序列和已知的發(fā)送訓(xùn)練序列分別變換到分?jǐn)?shù)階傅立葉域，按照最小二乘信道估計(jì)方法計(jì)算出相應(yīng)階次的》p(W)，其具體計(jì)算公式如<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>上式中，zp(M)，j;(")分別為發(fā)送訓(xùn)練序列x(")和接收訓(xùn)練序列:^(")的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜，p為FRFT的階次，a為FRFT的旋轉(zhuǎn)角度，兩者關(guān)系為/=2w/;r;(3)根據(jù)步驟(2)中計(jì)算得到的各個(gè)階次的》p(w)，按照如下公式計(jì)算不同階次下的目標(biāo)函數(shù)S，找出使目標(biāo)函數(shù)^具有最小值的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次;;。pt作為最優(yōu)階次上式中，xp(w)，i;(")分別為發(fā)送訓(xùn)練序列x(")和接收訓(xùn)練序列少(")的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜，p。pt為最優(yōu)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次；(4)根據(jù)最優(yōu)階次p。pt的分?jǐn)?shù)階傅立葉域最小二乘信道估計(jì)出的§)，利用迫零準(zhǔn)則設(shè)置相應(yīng)階次的分?jǐn)?shù)階傅立葉域迫零均衡部分的乘性抽頭系數(shù)5(")，其具體計(jì)算公式如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>上式中，3(M)是由步驟(2)估計(jì)出的最優(yōu)階次p。pt的分?jǐn)?shù)階信道響應(yīng)；(5)將步驟(3)計(jì)算得到的最優(yōu)階次p。pt和步驟(4)得到的該階次的乘性抽頭系數(shù)5(")送入分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡模塊；(6)將分離后的接收數(shù)據(jù)序列進(jìn)行串并變換分塊處理，即將接收的串行基帶數(shù)據(jù)分成長度為M的數(shù)據(jù)塊，M為離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換處理的長度，M為2的正整數(shù)次冪；(7)對(duì)步驟(6)中得到的每個(gè)長度為M的數(shù)據(jù)塊利用離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換快速算法變換到最優(yōu)階次/Vt的分?jǐn)?shù)階傅立葉域，得到長度同樣為M的分?jǐn)?shù)階傅立葉域塊數(shù)據(jù)；(8)將步驟(7)的結(jié)果與乘性抽頭系數(shù)5(")相乘，再進(jìn)行最優(yōu)階次的離散分?jǐn)?shù)階傅立葉逆/V變換回到時(shí)域；重復(fù)將每一個(gè)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行均衡后，得到均衡后輸出數(shù)據(jù)塊；(9)將均衡后數(shù)據(jù)塊并串變換，得到均衡后的串行信號(hào)。進(jìn)行解擴(kuò)解調(diào)和判決等得到接收碼元。圖2給出的是信道的分?jǐn)?shù)階傅立葉巻積模型框圖。下面為了說明本發(fā)明所述的系統(tǒng)及算法的有效性，這里給出具體仿真實(shí)例及分析。在仿真實(shí)例中，假設(shè)信道為標(biāo)準(zhǔn)的抽頭延時(shí)線(TDL)多徑信道模型。根據(jù)直達(dá)波路徑的衰減分為兩種模型視距傳輸(LOS)信道和非視距傳輸(NLOS)信道。其中，LOS情況下，直達(dá)波衰減系數(shù)為Oc^;NLOS情況下，直達(dá)波衰減系數(shù)為7^^。其余多徑條數(shù)為14條，每條多徑的衰減依次為4d5,2c/B，4(/5，7fi^，7^5，4c/凡2^5，4c^，7c/5，7^5，4^5，2肌德，7必；每條多徑的相移依次為0,;r/10,W8，；r/10，0，0，W10,;r/8,;z710，0，0，；r/10,;r/8，；r/10，0。假設(shè)每條多徑的時(shí)延間隔相等，并不考慮多徑的多普勒頻移。圖3給出的是在上述LOS和NLOS信道模型下，不同階次的目標(biāo)函數(shù)fp的大小比較。具體涉及到對(duì)附圖1的步驟(2)和(3)中的實(shí)施過程。仿真中訓(xùn)練序列采用M長度為256點(diǎn)的偽隨機(jī)(PN)序列。從圖中可以看出，在LOS信道情況下，階次/=0.71時(shí)，目標(biāo)函數(shù)取得最小值，由于頻率響應(yīng)的衰落幅度不大，在/=1階次(即傳統(tǒng)傅立葉域)的目標(biāo)函數(shù)與其他各個(gè)階次的分?jǐn)?shù)階傅立葉域的目標(biāo)函數(shù)近似。因此，在各個(gè)階次的分?jǐn)?shù)階傅立葉域(包括頻域)的均衡性能相似。而在NLOS信道情況下，階次p-1.69時(shí)，目標(biāo)函數(shù)取得最小值。傳統(tǒng)傅立葉域的目標(biāo)函數(shù)比其他各個(gè)階次的分?jǐn)?shù)階傅立葉域的目標(biāo)函數(shù)要大幾個(gè)數(shù)量級(jí)，即NLOS信道在頻域的深衰落較嚴(yán)重，而在分?jǐn)?shù)階傅立葉域的衰落則依然比較平坦。因此，采用分?jǐn)?shù)階傅立葉域的信道估計(jì)和均衡方法，可以在完全消除碼間干擾的同時(shí)，最小限度的放大噪聲。圖4給出的是在上述LOS和NLOS信道模型下，目標(biāo)函數(shù)Sp取得最小值階次的響應(yīng)^(")和傳統(tǒng)頻域響應(yīng)i/(/)的衰落比較。從圖中可以看出，在NLOS信道下，p".69階次的響應(yīng)K")明顯比傳統(tǒng)頻域響應(yīng)7/(/)平坦，深衰落點(diǎn)的衰落幅度小。圖5和圖6給出了在上述深衰落嚴(yán)重的NLOS信道情況下，分別采用傳統(tǒng)的頻域信道估計(jì)和均衡的經(jīng)典方法和采用本專利提出的分?jǐn)?shù)階傅立葉域信道估計(jì)和均衡方法，對(duì)通過信道后產(chǎn)生畸變的PN序列進(jìn)行均衡的效果對(duì)比。圖5是通過PN序列的自相關(guān)特性比較；圖6通過PN序列的星座圖收斂情況比較。具體的仿真參數(shù)分為以下4種情況，如下表表1仿真參數(shù)<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>通過圖5可以看出:情況1:在不采用任何均衡方法的情況下，由多徑信道引起的碼間干擾較為嚴(yán)重，通過PN序列自相關(guān)可以明顯的看出由于多徑傳輸產(chǎn)生的多個(gè)副峰碼間干擾。情況2:采用基于迫零準(zhǔn)則的頻域均衡，通過PN序列自相關(guān)可以看出，多徑傳輸產(chǎn)生的副峰碼間干擾雖然被消除，但是噪聲功率被放大，不利于檢測出信號(hào)。情況3:采用基于MMSE準(zhǔn)則的頻域均衡，通過PN序列自相關(guān)可以看出，雖然信號(hào)的噪聲被控制在較好的范圍內(nèi)，但是并沒有完全消除副峰碼間干擾的影響，同樣不利于信號(hào)的解調(diào)。情況4:采用基于迫零準(zhǔn)則階次為1.69的分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡，通過PN序列自相關(guān)可以看出，均衡后的信號(hào)不僅完全消除了副峰碼間干擾的影響，同時(shí)又能控制噪聲功率。通過圖6可以看出頻域的迫零均衡準(zhǔn)則會(huì)放大噪聲，影響星座收斂；頻域MMSE均衡準(zhǔn)則可以使符號(hào)收斂，但是不能完全消除碼間干擾；而本文提出的分?jǐn)?shù)階傅立葉域迫零均衡準(zhǔn)則可以在相同信噪比的情況下，使符號(hào)完全收斂，具有最佳的系統(tǒng)性能。圖7給出的是單載波通信系統(tǒng)，采用直接序列擴(kuò)頻(DSSS)調(diào)制方式，以上面仿真中用的256點(diǎn)的PN序列擴(kuò)頻。在上述NLOS信道下，分別采用頻域迫零均衡器、頻域最小均方誤差均衡器和本專利提出的分?jǐn)?shù)階傅立葉域迫零均衡這三種均衡方式的信噪比和誤碼率曲線。從圖中可以看出，采用階次為1.69的分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，與采用其他兩種傳統(tǒng)的頻域均衡技術(shù)相比，具有更好的誤碼率性能。以上所述的具體描述，對(duì)發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施例而已，并不用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。權(quán)利要求1.一種單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，其特征在于具有以下步驟(1)在接收端，將接收并經(jīng)過下變頻等處理后得到的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)序列的分離；(2)將分離后的接收訓(xùn)練序列和已知的發(fā)送訓(xùn)練序列分別變換到分?jǐn)?shù)階傅立葉域，按照最小二乘信道估計(jì)方法計(jì)算出相應(yīng)階次的id="icf0001"file="A2008101178160002C1.tif"wi="14"he="6"top="57"left="96"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>其具體計(jì)算公式如下<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><msub><mover><mi>H</mi><mover><mo>~</mo><mo>^</mo></mover></mover><mi>p</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>Y</mi><mi>p</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msub><mi>X</mi><mi>p</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow><mo>&CenterDot;</mo><msup><mi>e</mi><mrow><mo>-</mo><mi>j</mi><mo>&CenterDot;</mo><mfrac><mrow><mi>cot</mi><mi>&alpha;</mi></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>&CenterDot;</mo><msup><mi>u</mi><mn>2</mn></msup></mrow></msup></mrow></mfrac></mrow>]]></math></maths>上式中，Xp(u)，Yp(u)分別為發(fā)送訓(xùn)練序列x(n)和接收訓(xùn)練序列y(n)的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜，p為分?jǐn)?shù)階傅立葉的階次，α為分?jǐn)?shù)階傅立葉的旋轉(zhuǎn)角度，兩者關(guān)系為p＝2·α/π；(3)根據(jù)步驟(2)中計(jì)算得到的各個(gè)階次的id="icf0003"file="A2008101178160002C3.tif"wi="14"he="7"top="100"left="113"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>按照如下公式計(jì)算不同階次下的目標(biāo)函數(shù)εp，找出使目標(biāo)函數(shù)εp具有最小值的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次popt作為最優(yōu)階次<mathsid="math0002"num="0002"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>&epsiv;</mi><mi>p</mi></msub><mo>=</mo><msup><mrow><mo>|</mo><mo>|</mo><mfrac><mrow><msub><mi>Y</mi><mi>p</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><msub><mi>X</mi><mi>p</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>|</mo><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>|</mo></mrow><mn>2</mn></msup></mrow>]]></math>id="icf0004"file="A2008101178160002C4.tif"wi="29"he="14"top="119"left="60"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>popt＝{p|min(εp)}上式中，Xp(u)，Yp(u)分別為發(fā)送訓(xùn)練序列x(n)和接收訓(xùn)練序列y(n)的分?jǐn)?shù)階傅立葉譜，popt為最優(yōu)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次；(4)根據(jù)最優(yōu)階次popt的分?jǐn)?shù)階傅立葉域最小二乘信道估計(jì)出的id="icf0005"file="A2008101178160002C5.tif"wi="16"he="7"top="151"left="147"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>利用迫零準(zhǔn)則設(shè)置相應(yīng)階次的分?jǐn)?shù)階傅立葉域迫零均衡部分的乘性抽頭系數(shù)id="icf0006"file="A2008101178160002C6.tif"wi="15"he="5"top="160"left="139"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>其具體計(jì)算公式如下<mathsid="math0003"num="0003"><math><![CDATA[<mrow><msub><mover><mi>C</mi><mo>~</mo></mover><msub><mi>p</mi><mi>opt</mi></msub></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mrow><msub><mover><mi>H</mi><mover><mo>~</mo><mo>^</mo></mover></mover><msub><mi>p</mi><mi>opt</mi></msub></msub><mrow><mo>(</mo><mi>u</mi><mo>)</mo></mrow><mo>&CenterDot;</mo><msup><mi>e</mi><mrow><mo>-</mo><mi>j</mi><mo>&CenterDot;</mo><mi>cot</mi><mi>&alpha;</mi><mo>&CenterDot;</mo><msup><mi>u</mi><mn>2</mn></msup></mrow></msup></mrow></mfrac></mrow>]]></math></maths>上式中，id="icf0008"file="A2008101178160002C8.tif"wi="14"he="6"top="192"left="36"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>是由步驟(2)估計(jì)出的最優(yōu)階次popt的分?jǐn)?shù)階信道響應(yīng)；(5)將步驟(3)計(jì)算得到的最優(yōu)階次popt和步驟(4)得到的該階次的乘性抽頭系數(shù)id="icf0009"file="A2008101178160002C9.tif"wi="13"he="5"top="210"left="20"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>送入分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡模塊；(6)將分離后的接收數(shù)據(jù)序列進(jìn)行串并變換分塊處理，即將接收的串行基帶數(shù)據(jù)分成長度為M的數(shù)據(jù)塊，M為離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換處理的長度，M為2的整數(shù)次冪；(7)對(duì)步驟(6)中得到的每個(gè)長度為M的數(shù)據(jù)塊利用離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換快速算法變換到最優(yōu)階次popt的分?jǐn)?shù)階傅立葉域，得到長度同樣為M的分?jǐn)?shù)階傅立葉域數(shù)據(jù)塊；(8)將步驟(7)的結(jié)果與乘性抽頭系數(shù)id="icf0010"file="A2008101178160002C10.tif"wi="13"he="5"top="251"left="103"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/>相乘，再進(jìn)行最優(yōu)階次的離散分?jǐn)?shù)階傅立葉逆popt變換回到時(shí)域；重復(fù)將每一個(gè)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行均衡后，得到均衡后輸出數(shù)據(jù)塊；(9)將均衡后數(shù)據(jù)塊并串變換，得到均衡后的串行信號(hào)；進(jìn)行解擴(kuò)解調(diào)和判決等得到接收碼元。全文摘要本發(fā)明涉及一種單載波分?jǐn)?shù)階傅立葉域均衡技術(shù)，屬于寬帶無線數(shù)字通信領(lǐng)域。為了減少信道頻率響應(yīng)深衰落點(diǎn)造成的碼間干擾(ISI)并控制均衡后的噪聲功率，在接收端采用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(FRFT)來代替?zhèn)鹘y(tǒng)單載波頻域均衡系統(tǒng)中的傅立葉變換，首先進(jìn)行最優(yōu)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次選擇，用離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(DFRFT)將時(shí)域接收信號(hào)變換到最優(yōu)階次進(jìn)行均衡，將均衡后的數(shù)據(jù)塊通過離散分?jǐn)?shù)階傅立葉逆變換回時(shí)域信號(hào)，可以在完全消除碼間干擾的同時(shí)不放大噪聲，提高系統(tǒng)性能。同時(shí)，該方法由于離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換具有快速算法，使得系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)簡單，計(jì)算復(fù)雜度低。文檔編號(hào)H04L25/03GK101330480SQ20081011781公開日2008年12月24日申請(qǐng)日期2008年8月4日優(yōu)先權(quán)日2008年8月4日發(fā)明者孟祥意,王自宇,然陶,黃克武申請(qǐng)人:北京理工大學(xué)