專利名稱：一種基于單比特量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及超寬帶信號的頻域均#^支術(shù)。
背景技術(shù)：
超寬帶(Ultra-Wideband,簡稱UWB )通信技術(shù)是實現(xiàn)高速無線通信的一種重要技術(shù)。 由于其多徑分辨能力強(qiáng)，多徑數(shù)目非常之多。隨著信息速率的增大，符號間干擾 (Inter-Symbol Interference: ISI)或者脈沖間干擾(Inter-Pulse Interference: IPI) 越來越嚴(yán)重，因此信道均衡技術(shù)是超寬帶通信中的關(guān)鍵技術(shù)。
1993年《國際電子與電氣工程師協(xié)會軍事通信會議》(Military Communications Conference, IEEE Conference )文集第447-450頁首先提出了跳時多址的脈沖超寬帶的 概念。美國《國際電子與電氣工程師協(xié)會通信專題雜志》(Selected Areas in Communications, IEEE Journal on) 2002年第9期出版了專題為UWB在多址無線通信中 的應(yīng)用的?？Ｆ渲?，第1754-1766頁分析了基于發(fā)送參考、自相關(guān)的脈沖無線電超寬 帶信號接收方法，并進(jìn)一步分析了瑞克(RAKE)接收機(jī)的性能。結(jié)果表明，雖然RAKE接 收性能較好，但是其僅能夠適合無符號間干擾的場合，而且處理復(fù)雜度較高。然而，當(dāng) UWB技術(shù)應(yīng)用于高速數(shù)據(jù)通信時，不可避免的存在ISI或者IPI,因此在高速數(shù)據(jù)通信時 RAKE接收不適用。
美國《國際電子與電氣工程師協(xié)會通信學(xué)報》(IEEE Transaction on Communications ) 2007年第6期第1164-1173頁和第8期第1525-1535頁分別提出了基于二進(jìn)制相移鍵控 (BPSK)和四進(jìn)制雙正交鍵控(化0K)調(diào)制的直擴(kuò)超寬帶(DS-UWB)系統(tǒng)的時域均衡方 法，分析了時域線性均衡和判決反饋均衡方法。然而，這些方法復(fù)雜度高，不容易實現(xiàn)。 而且，當(dāng)信道長度較長時(大于10階)，時域均衡方法比頻域均衡方法復(fù)雜度要高；且當(dāng) 信道長度較長時判決反饋均衡穩(wěn)定性較差，容易造成錯誤傳播。為了克服這些缺點，可 以采取在均衡前面插入RAKE接收以縮短所需均衡信道的有效長度。然而， 一般的RAKE 接收復(fù)雜度還是比較高的。
為了降低復(fù)雜度和接收機(jī)功耗，美國《國際電子與電氣工程師協(xié)會無線通信學(xué)報》 (IEEE Transaction on Wireless Communication) 2005年第4期第1337-1344頁提出 了基于單比特采樣的UWB無線通信接收方法。該方法對不同的單比特采樣的脈沖無線電 接收方法進(jìn)行了性能仿真，在仿真中選擇以理想的無噪聲接收波形作為參考信號進(jìn)行單 比特(l-Bit)接收，該方法理論上等同于匹配接收。在加性白高斯信道和信號全精度量 化條件下，匹配接收具有最優(yōu)性能。然而，當(dāng)信號采樣采取單比特量化采樣時，匹配接 收機(jī)并不是最優(yōu)接收機(jī)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種基于單比特量化采樣的超寬帶無線通信信道頻域線性均衡
方法，以在接收機(jī)端通過均衡技術(shù)收集多徑信號能量，進(jìn)而消除符號間干擾和脈沖間干 擾，使接收機(jī)在多徑衰落信道環(huán)境中逼近最優(yōu)接收機(jī)的性能。
本發(fā)明基于單比特量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法，其特征在于首先，對單
比凈爭量4b采才羊才妄卄史序歹'J= S,.gM(/!(")*S(W) + V(W 》進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，組成長度為W的采樣序
列數(shù)據(jù)塊r-[,),r(i),…,r(w-i)了 ；其中，s,^(.)表示單比特量化操作，s(")為基帶波形采
樣序列，/2( )為信道長度￡的沖激響應(yīng)序列，"力為噪聲序列，運算符號*表示線性巻積
操作，上標(biāo)T表示矩陣轉(zhuǎn)置；然后，對接收到的每一個采樣序列數(shù)據(jù)塊進(jìn)行離散傅里葉變
、
換(DFT),得到接收信號的頻域系數(shù)7 (A:—^ , 0SA;〈似；同時把已知的信
/=0
道信息序列/z(力進(jìn)行傅里葉變換，得到信道序列頻域系數(shù)w(";其中，離散傅里葉變換 (DFT)處理長度必須滿足A/^A^丄，數(shù)據(jù)不足的進(jìn)行補(bǔ)零；最后，使用頻域線性均衡方 法對信號進(jìn)行信道均衡處理，得到頻域均衡序列凡(/^ = / 0^其中，//J/t)為頻 域線性均衡系數(shù)。
所述頻域線性均衡方法包括頻域迫零均衡方法或者頻域最小均方誤差均衡方法；若采 用頻域迫零均衡方法處理，則得到頻域迫零均衡系數(shù)/^ (" = ;若采用頻域最小均 方誤差均衡方法處理，則得到頻域最小均方誤差均衡系數(shù)
;其中，^和一分別為噪聲功率和信號功率，上標(biāo)'表
示取共輒。
在上述頻域迫零均衡方法的基礎(chǔ)上，可進(jìn)一步把信道序列頻域系數(shù)//("中幅度最大 值-l 0分貝以下的序列都強(qiáng)制設(shè)置為幅度為信道序列頻域系數(shù)的幅度最大值的-l 0 分貝，相位不變，這樣便得到優(yōu)化的頻域迫零均衡方法。
傳統(tǒng)的超寬帶通信系統(tǒng)的線性均衡方法是在時域中實現(xiàn)的，而且信號為全精度量化采 樣信號。而本發(fā)明的超寬帶系統(tǒng)的線性均衡方法是在頻域中實現(xiàn)的，信號為單比特量化 采樣；其主要特點是針對超寬帶信號的特征來進(jìn)行信號處理。由于超寬帶信號帶寬極大， 多徑的分辨能力強(qiáng)，所以多徑數(shù)目較大， 一般都有百條多徑以上。因此，在這種系統(tǒng)中， 由于時域均衡需要信道矩陣的求逆運算，處理復(fù)雜度較大；同時，大帶寬信號的全精度 量化的模數(shù)轉(zhuǎn)換要求較高。而頻域處理可以采取快速傅里葉變換技術(shù)和一階均衡處理， 復(fù)雜度比較低，與信道長度呈線性關(guān)系；而且，單比特量化的模數(shù)轉(zhuǎn)換很容易實現(xiàn)，只 需一個比較器就可以實現(xiàn)，不過有L96分貝的性能損失。而且，由于模數(shù)轉(zhuǎn)換的功耗隨 位數(shù)呈指數(shù)增長，所以單比特處理能夠降低接收機(jī)的有效功耗。
容易看出，使用頻域迫零(ZF)均衡方法時，若信道有語零點時，則頻域ZF均衡方 法具有放大噪聲的缺點，而頻域最小均方誤差(MMSE)均衡方法沒有這個缺點。而且， 上面處理都在整個采樣頻帶上進(jìn)行，而信號一般不會占用整個采樣帶寬。因此，在整個 采樣頻帶上均衡處理會引進(jìn)了帶外噪聲。所以，在上述基礎(chǔ)上，如果對所述的均衡處理
在限制的信號帶寬內(nèi)處理的話，可以進(jìn)一步降低誤碼率，提高系統(tǒng)性能。同時，在使用 頻域ZF均衡時，如果限制信道語零點，使其幅度都高于某個門限，將較大的提高頻域ZF 均衡方法的性能。
本發(fā)明基于l-Bit量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法，利用超寬帶信道多徑繁多的 特點，在接收機(jī)端利用信道信息，使用頻域迫零均衡方法或者頻域最小均方誤差均衡方 法矯正失真的基帶接收波形，達(dá)到線性均衡的效果；在頻域迫零均衡方法的基礎(chǔ)上進(jìn)一 步把信道序列頻域系數(shù)中幅度最大值-10分貝以下的序列都強(qiáng)制設(shè)置為幅度為信道序列 頻域系數(shù)的幅度最大值的-10分貝，相位不變，得到優(yōu)化的頻域迫零均衡方法。由于采取 單比特量化接收信號，所以本發(fā)明的均衡處理復(fù)雜度低；同時，采取一階頻域均衡處理， 降低均衡復(fù)雜度。在多徑衰落信道環(huán)境中，通過均衡處理收集多徑信號的能量，進(jìn)而消 除符號間干擾和脈沖間干擾，逼近最優(yōu)接收機(jī)的性能。


圖1是基于單比特量化采樣接收的線性頻域均衡方法實現(xiàn)框圖。 圖2是基于單比特量化采樣接收的UWB接收機(jī)框圖。
圖3是本發(fā)明實施例1中的頻域ZF均衡方法恢復(fù)的發(fā)送波形的仿真結(jié)果。 圖4是本發(fā)明實施例1中的頻域ZF均衡方法的性能仿真結(jié)果。 圖5是本發(fā)明實施例2中的頻域國SE均衡方法恢復(fù)的發(fā)送波形的仿真結(jié)果。 圖6是本發(fā)明實施例2中的頻域MMSE均衡方法的性能仿真結(jié)果。
具體實施例方式
下面參照附圖1來詳細(xì)描述本發(fā)明的l-Bit量化采樣UWB頻域線性均衡方法。 實施例1:
附圖1給出了本實施例中的基于l-Bit量化采樣接收的頻域線性均衡方法實現(xiàn)框圖。 該實現(xiàn)框圖由可選的信噪比估計器PIO、兩個串并轉(zhuǎn)換器(S/P)第一串并轉(zhuǎn)換器P11和 第二串并轉(zhuǎn)換器P13、兩個快速傅里葉變換(FFT)第一傅里葉變換處理器P12和第二傅 里葉變換處理器P14、頻域線性均衡處理器P15、快速傅里葉逆變換(IFFT)處理器P16 和第三并串轉(zhuǎn)換器(P/S) P17組成。其工作原理是從1-Bit采樣器得到的單比特采樣 序列通過第一串并轉(zhuǎn)換器Pll組成一個數(shù)據(jù)塊后，送進(jìn)第一傅里葉變換處理器PI2做傅 里葉變換，得到采樣序列的頻域數(shù)據(jù)序列。同樣地，對信道估計器估計的信道信息(可 以是在時域中估計或者在頻域中估計)進(jìn)行處理，通過第二串并轉(zhuǎn)換器P13組成另一個 數(shù)據(jù)塊后，送進(jìn)第二傅里葉變換處理器P14做傅里葉變換，得到信道的頻域系數(shù)。值得 注意的是:若信道估計在頻域中處理的話，則沒有虛線中的串并轉(zhuǎn)換器P13和傅里葉變換 處理器P14。同時，利用信道估計器P10估計出信噪比，送進(jìn)頻域線性均衡器P15。然后， 在頻域線性均衡處理器P15中，利用信噪比和信道的頻域系數(shù)，對接收采樣序列的頻域 數(shù)據(jù)序列進(jìn)行頻域線性均衡處理。接著，把均衡后的序列送到快速傅里葉逆變換處理器 Pl6,得到時域數(shù)據(jù)序列。再把時域數(shù)據(jù)序列送進(jìn)第三并串轉(zhuǎn)換器Pl 7,得到串行數(shù)據(jù)。 最后，把串行數(shù)據(jù)送進(jìn)解調(diào)器進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)和檢測，得到信息序列。
若采用頻域迫零均衡方法，則沒有上述的信噪比估計器pio。
基于1-Bit量化采樣接收的UWB頻域ZF均衡方法具體操作步驟如下
步驟1、首先對接收信號進(jìn)行1-Bit量化采樣，得到上述的單比特量化采樣接收序列
"力。把采樣序列組成一個長度為W的采樣序列數(shù)據(jù)塊r 。
步驟2、在上述采樣序列數(shù)據(jù)塊r后面補(bǔ)M-W個零，然后進(jìn)行FFT運算，得到接收
信號的頻域系數(shù)R-[/ (0),/ (l)，…,W(M-1)]7,記為R:F 。其中，上標(biāo)"表示矩陣的共軛
轉(zhuǎn)置；MxA/維的傅里葉變換矩陣為F = ffMxM ,其傅里葉變換核系數(shù) =/》。
步驟3、同樣，對信道系數(shù)補(bǔ)零后進(jìn)行FFT運算，得到信道頻域序列數(shù)據(jù)塊
H=[//(0),//(l),.-.，//(A/-l)]''。
步驟4、通過頻域ZF均衡方法處理后得到的頻域數(shù)據(jù)序列《,("=i (yt)///^:)。 步驟5、對均衡后的頻域數(shù)據(jù)序列R。進(jìn)行IFFT變換，得到時域數(shù)據(jù)序列
"")^(") + ^") + ^"), 0《"<A/ 。其中S(")和5(")分別是均衡后的量化誤差和量化加性噪
聲。取前面長度為W的序列0《"<^送進(jìn)調(diào)制解調(diào)器。
步驟6、把均衡后的截短序列。(^"〈W送進(jìn)解調(diào)器進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)和判決，
得出信息序列。
步驟7、重復(fù)步驟1到6處理接收到的每一個采樣序列數(shù)據(jù)塊。
基于1-Bit量化采樣接收的UWB頻域ZF均衡方法的優(yōu)化方法的具體操作步驟如下
步驟l、 2和3與上面一般的ZF均衡處理一樣。
步驟4、首先求得信道頻域序列數(shù)據(jù)塊11 = [//(0),//(1),...,//(似-l)l'中最大的幅度值。
接著設(shè)置一個門限77/ ,把信道頻域序列數(shù)據(jù)塊H中幅度小于該門限的系數(shù)強(qiáng)制設(shè)置為幅 度77Z，相位不變。其中，門限77/—般設(shè)置為信道序列//("幅度最大值的-10分貝。即
若信道序列的頻域系數(shù)幅度|// (力l小于門限值77/ ，則該信道頻域系數(shù)變數(shù) 》(力=77/.e""sfc(HW)。其中，^f"gfe(.)表示求取角度。則優(yōu)化的信道頻域系數(shù)為 H,[/^(0)，&(1),…，/^(M-l)丫。設(shè)量化噪聲的頻域序列表示為e^e(0),e(l),…,e(M-l)了'， 則均衡后的頻域序列可以寫成R。 =R/Hp :s+(v+e)/H,,。 步驟5和7與上述的頻域ZF均衡處理一樣。
若信道只是加性白高斯噪聲，假設(shè)噪聲序列^W，單邊功率譜密度為iV。，帶通濾波 器帶寬為^。時刻"接收機(jī)接收到的有用UWB信號為^")二dw("7;), J表示數(shù)據(jù)序列，
7;表示采樣時間間隔，w^)為基帶波形。則接收信號"0的采樣過程 可以用
后驗概率(r I力來表示
這里，錯誤概率<formula>formula see original document page 7</formula>,接收信號離散表示^ =4") + ""),下標(biāo)"表時刻。
根據(jù)最大似然檢測理論，最優(yōu)參考信號可以表示為
<formula>formula see original document page 7</formula>
此時，加性白高斯信道的條件下，誤碼率可以表示為:
磁=<formula>formula see original document page 7</formula>^
這里，矩生成函數(shù)<formula>formula see original document page 7</formula>若信道為衰落信道，其沖擊響應(yīng)為/^"),則平均誤碼率為
<formula>formula see original document page 7</formula>由于均衡后的量化噪聲^")序列不是高斯分布，所以均衡方法的輸出信號干擾比并
不能求出閉合表達(dá)式。下面通過計算機(jī)仿真說明均衡性能。
附圖2給出了本實例的仿真中所用的基于單比特量化采樣接收的UWB接收機(jī)框圖。該UWB 接收機(jī)包括天線P20、線性放大器P21、帶通濾波器P22、單比特量化采樣器P23、信道估 計器P24、頻域線性均衡方法處理器P25和解調(diào)器P26組成。從天線P20接收到的信號經(jīng) 過線性放大器P21放大后送到帶通濾波器P22進(jìn)行濾波。濾除帶外噪聲后的信號經(jīng)過單 比特量化采樣器P23進(jìn)行量化采樣，得到采樣序列。然后，把采樣序列分別送入到信道估 計器P24和頻域線性均衡方法處理器P25。在信道估計器P14里估計出信道參數(shù)，送入頻 域線性均衡方法處理器P25。頻域線性均衡方法處理器P25利用估計出來的信道參數(shù)對采 樣序列進(jìn)行信道均衡，均衡后的結(jié)果送入解調(diào)器P26中進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)，輸出解調(diào)結(jié)果。 最后，對解調(diào)結(jié)果進(jìn)行判決，得出信息序列。
仿真過程中，脈沖波形為高斯二階微分波形，表達(dá)式為<formula>formula see original document page 7</formula> ,其中
時間常數(shù)r = 0.568納秒(ns )。選取脈沖重復(fù)周期7} = 7.5納秒，采用二進(jìn)制相移鍵控
(BPSK)的調(diào)制方式；信號檢測采取最大似然檢測方法。衰落信道模型為802. 15.SG3a 工作組提供的標(biāo)準(zhǔn)信道模型1到4 ( CM1 ~ CM4 )。
附圖3給出了在比特能量噪聲比(A/iV。)為0分貝(dB)時，信道為CM1多徑衰 落信道，經(jīng)過頻域ZF均衡恢復(fù)出來的基帶波形。恢復(fù)出來的波形是平均后的結(jié)果。橫坐 標(biāo)是時間尺度，縱坐標(biāo)是接收波形的幅度。圖中原始基帶發(fā)送波形A和經(jīng)過ZF均衡后的 基帶波形B比較接近。隨著比特噪聲能量比^/W。的增大，均衡波形越來越接近發(fā)送脈
沖波形。
附圖4給出了 一般ZF均衡方法與優(yōu)化后的頻域ZF均衡方法的性能比較。圖中處于 上部的四條性能曲線El ~ E4分別表示一般ZF均衡方法在UWB標(biāo)準(zhǔn)信道模型1到4( CM1、 CM2、 CM3和CM4)的衰落信道環(huán)境下的性能；處于下部的四條性能曲線Fl ~ F4分別表示 去除信道語零點的優(yōu)化頻域ZF均衡方法在UWB標(biāo)準(zhǔn)信道;f莫型1到4的衰落信道環(huán)境下的 性能?？梢钥吹?，相比于一般頻域ZF均衡方法性能曲線E1 E4，抑制信道譜零點的優(yōu)化 頻域ZF均衡方法性能曲線Fl -F4有較大的改善，特別在高^/W。區(qū)域。比如，在CM4
信道環(huán)境中，當(dāng)誤碼率10—2時，優(yōu)化頻域ZF均衡方法相對于一般頻域ZF均衡方法有將 近8dB的增益。但是，有一點需要解釋的是，均衡后的系統(tǒng)性能在信道長度較長，能量 比較分散的情況下比一般的系統(tǒng)性能要好。由于在信道長度較長時，采取的FFT長度相 應(yīng)也較長，所以頻域表示的數(shù)據(jù)更加準(zhǔn)確，因此CM4信道經(jīng)過均衡后的性能較好。如果 固定FFT長度，則CM1信道均衡性能最好。
實施例2:
本實施例是在基于1-Bit量化采樣接收的UWB頻域ZF均衡方法的基礎(chǔ)上，利用信噪 比信息，得到頻域畫SE均衡方法，改進(jìn)系統(tǒng)性能。
附圖1中如果在有信噪比估計器P10和在頻域線性均tf處理器P15中采用頻域MMSE 均衡方法，則得到本實例的頻域腦SE均衡方法。
基于l-Bit量化采樣接收的UWB頻域畫SE均衡方法具體操作步驟如下
步驟1、 2和3與上述實例的一^:的頻域ZF均衡方法一樣。
步驟4、聯(lián)合信噪比估計器P10估計出來的信噪比cr，/ 2和信道頻域系數(shù)/f(",使 用上述 MMSE 均衡方法得到頻域最小均方誤差均衡系數(shù)<formula>formula see original document page 8</formula>其中，《為信號功率，《為噪聲功率。設(shè)量化噪聲
的頻域序列表示為e-[e(0),e(l)，…,e(AZ-l)了 ，則使用頻域國SE均衡方法得到的頻域MMSE 均衡序列可以寫成R。 = RH。。
步驟5和6與上面一般的ZF均衡處理一樣。
可以看出，頻域MMSE均衡處理沒有放大噪聲。即信道如果存在譜零點的話，也不會 有無窮大的均衡系數(shù)，所以其性能較好。但是，頻域畫SE均衡方法必須估計出信噪比o:。
附圖5給出了在比特噪聲能量比^/iV。為OdB時，在CM1多徑衰落信道中，經(jīng)過頻 域MMSE均衡恢復(fù)出來的基帶波形。恢復(fù)出來的波形是經(jīng)過平均后的結(jié)果。橫坐標(biāo)是時間 尺度，縱坐標(biāo)是接收波形的幅度。原始基帶發(fā)送波形C和經(jīng)過固SE均衡后恢復(fù)出來的基 帶波形D比較接近。相比于ZF均衡方法恢復(fù)出來的波形，經(jīng)過醒SE均衡后恢復(fù)出來的 基帶波形更接近原始基帶發(fā)送波形。因此畫SE均衡方法性能更佳。隨著比特噪聲能量比 A/7V。的增大，均衡后的基帶波形越來越接近發(fā)送基帶波形。
附圖6給出了頻域MMSE均衡方法與優(yōu)化后的頻域ZF均衡方法的性能比較。圖中處于 上部的四條性能曲線Gl ~ G4表示優(yōu)化后的ZF均衡方法在UWB標(biāo)準(zhǔn)信道模型CM1、 CM2、
CM3和CM4衰落信道環(huán)境下的性能；處于下部的四條性能曲線HI ~ H4表示頻域MMSE均衡 方法在UWB標(biāo)準(zhǔn)信道;f莫型CM1、 CM2、 CM3和CM4衰落信道環(huán)境下的性能?？梢钥吹?，相 比優(yōu)化后的頻域ZF均衡方法，頻域MMSE均衡方法有較大的性能改善。當(dāng)誤碼率為10-3時， 相比優(yōu)化后的ZF均衡方法，在CM1和CM2信道環(huán)境下，MMSE均衡方法將有近6dB的增益； 在CM3和CM4信道環(huán)境中，也有2-3dB的增益?？梢?，相對于ZF均衡方法，畫SE均衡 方法性能更好。
權(quán)利要求
1、一種基于單比特量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法，其特征在于:首先，對單比特量化采樣接收序列r(n)＝sign(h(n)*s(n)+v(n))進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，組成長度為N的采樣序列數(shù)據(jù)塊r＝[r(0)，r(1)，…，r(N-1)]T；其中，sign(·)表示單比特量化操作，s(n)為基帶波形采樣序列，h(n)為信道長度L的沖激響應(yīng)序列，v(n)為噪聲序列，運算符號*表示線性卷積操作，上標(biāo)T表示矩陣轉(zhuǎn)置；然后，對接收到的每一個采樣序列數(shù)據(jù)塊進(jìn)行離散傅里葉變換，得到接收信號的頻域系數(shù)0≤k<M；同時把已知的信道信息序列h(n)進(jìn)行傅里葉變換，得到信道序列頻域系數(shù)H(k)；其中，離散傅里葉變換處理長度滿足M≥N≥L，數(shù)據(jù)不足的進(jìn)行補(bǔ)零；最后，使用頻域線性均衡方法對信號進(jìn)行信道均衡處理，得到頻域均衡序列Re(k)＝R(k)He(k)，其中，He(k)為頻域線性均衡系數(shù)。
2、 如權(quán)利要求1所述基于單比特量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法，特征在于所述 頻域線性均衡方法包括頻域迫零均衡方法或頻域最小均方誤差均衡方法；若采用頻域迫零 均衡方法處理，則得到頻域迫零均衡系數(shù)He(k)=1/H(k);若采用頻域最小均方誤差均衡方法處理，則得到頻域最小均方誤差均衡系數(shù)<formula>formula see original document page 2</formula> ;其中，ct，和 2分別為噪聲功率和信號功率，上標(biāo)'表示取共軛。
3、 如權(quán)利要求1所述基于單比特量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法，特征在于在所 述頻域迫零均衡方法的基礎(chǔ)上進(jìn)一步把信道序列頻域系數(shù)H(k)中幅度最大值-10分貝以下的序列都強(qiáng)制設(shè)置為幅度為信道序列頻域系數(shù)H(k)的幅度最大值的-10分貝，相位不變，即得到優(yōu)化的頻域迫零均衡方法。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于單比特量化采樣的超寬帶頻域線性均衡方法，特征是利用超寬帶信道多徑繁多的特點，在接收機(jī)端利用信道信息，使用頻域線性均衡方法矯正失真的基帶接收波形，達(dá)到線性均衡的效果；在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步把信道序列頻域系數(shù)中幅度最大值-10分貝以下的序列都強(qiáng)制設(shè)置為幅度為信道序列頻域系數(shù)的幅度最大值的-10分貝，相位不變，得到優(yōu)化的頻域迫零均衡方法。由于采取單比特量化接收信號，所以本發(fā)明的均衡處理復(fù)雜度低；同時，采取一階頻域均衡處理，降低均衡復(fù)雜度。在多徑衰落信道環(huán)境中，通過均衡處理有效地收集多徑信號的能量，進(jìn)而消除符號間干擾和脈沖間干擾，逼近最優(yōu)接收機(jī)的性能。
文檔編號H04B1/69GK101383791SQ200810156819
公開日2009年3月11日 申請日期2008年9月26日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月26日
發(fā)明者尹華銳, 徐佩霞, 俊 王, 王衛(wèi)東, 權(quán) 符 申請人:中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)