專利名稱：分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對(duì)由多條支路分集接收OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing正交頻分復(fù)用)調(diào)制信號(hào)所得的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，并根據(jù)該SN比對(duì)從該接收信號(hào)加權(quán)合成的輸入信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理的分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置。

背景技術(shù)：
近年來，移動(dòng)通信、地上波數(shù)字廣播、無線LAN通信等無線通信方式得到普及，為了防止傳送波的電波頻帶的枯竭并對(duì)其進(jìn)行有效利用，逐漸利用被稱為OFDM的電波復(fù)用方式。
該OFDM所傳送的OFDM碼元(symbol)由包含想傳送的用戶數(shù)據(jù)的“有效碼元”部分和用于降低碼間干擾所帶來的影響的“保護(hù)間隔”部分構(gòu)成。保護(hù)間隔復(fù)制“有效碼元”末尾的預(yù)定數(shù)量的抽樣，并附加到“有效碼元”前頭。
但是，無線通信由于傳送路徑是無線的，所以受傳送環(huán)境的影響較大。因此，無線通信在惡劣的傳送環(huán)境下，傳送質(zhì)量免不了惡化。OFDM既然是無線通信，也存在這種傳送質(zhì)量惡化的問題。
因此，為了降低該傳送質(zhì)量的惡化并得到較高的傳送質(zhì)量，在OFDM接收裝置中逐漸采用如下的被稱為分集方式的方法，即根據(jù)由分別不同的支路對(duì)多個(gè)天線所接收的電波進(jìn)行了接收處理的多個(gè)接收結(jié)果來獲取更高品位的接收結(jié)果。
例如，專利文件1～3公開了一種分集接收裝置，該分集接收裝置按照多個(gè)支路的每一個(gè)來計(jì)算接收波的SN比(信噪比)(或CN比(載噪比)，根據(jù)SN比(或CN比)的大小對(duì)各支路的接收結(jié)果進(jìn)行加權(quán)相加。根據(jù)該分集接收裝置，能夠獲取受更良好的接收波影響較大的接收結(jié)果，實(shí)現(xiàn)接收質(zhì)量的提高。
專利文件1日本特開2003-51768號(hào)公報(bào) 專利文件2日本特開2006-253915號(hào)公報(bào) 專利文件1日本特開平9-312602號(hào)公報(bào) 然而，在上述專利文件1～3所代表的以往技術(shù)中，由于計(jì)算SN比(或CN比)的運(yùn)算處理復(fù)雜，所以存在既導(dǎo)致進(jìn)行該運(yùn)算處理的電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化，又使運(yùn)算花費(fèi)時(shí)間這樣的問題。并且，不能除去基于多路徑的延遲波和重影(ghost)所帶來的影響、以及混入接收波中的特定頻率的噪聲所帶來的影響，獲取良好的SN比(或CN比)自身比較困難。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了消除上述問題點(diǎn)(課題)而進(jìn)行的，其目的在于提供一種能夠根據(jù)不導(dǎo)致用于計(jì)算SN比(或CN比)的電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化而通過簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)就能獲得的良好的SN比(或CN比)來實(shí)現(xiàn)接收結(jié)果的質(zhì)量提高的分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置，所述良好的SN比(或CN比)是除去了基于多路徑的延遲波和重影所帶來的影響、以及混入接收波中的特定頻率的噪聲所得的。
為了解決上述問題、達(dá)成目的，本發(fā)明是一種分集接收裝置，其具有SN比計(jì)算單元，該SN比計(jì)算單元對(duì)由L個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，該分集接收裝置的特征在于，所述SN比計(jì)算單元在將所述接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，將下式定義的X(n) 式1
的該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)、將所述SN比設(shè)為SN(I)，根據(jù)下式 式2
來計(jì)算所述SN比。
并且，本發(fā)明的特征在于，在上述發(fā)明中，所述N由下式?jīng)Q定 式3
并且，本發(fā)明的特征在于，在上述發(fā)明中，所述分集接收裝置還具有輸入信號(hào)加權(quán)合成單元，所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元根據(jù)所述SN比計(jì)算單元所計(jì)算出的所述SN比，從所述接收信號(hào)加權(quán)合成輸入信號(hào)，所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元將在第j支路中分集接收的所述接收信號(hào)的SN比設(shè)為SNj，使用下式表示的加權(quán)系數(shù)Wj 式4
并將所述輸入信號(hào)設(shè)為SI，將支路j(1≤j≤L)的接收信號(hào)的信號(hào)輸出設(shè)為Sj，將噪聲輸出設(shè)為Nj，根據(jù)下式 式5
來合成所述輸入信號(hào)。
并且，本發(fā)明的特征在于，在上述發(fā)明中，各個(gè)所述支路中還具有保護(hù)間隔確定單元，其根據(jù)下式所決定的XNg(n) 式6
來確定所述第I碼元的保護(hù)間隔的期間；以及多路徑噪聲計(jì)算單元，其計(jì)算所述保護(hù)間隔確定單元所確定的保護(hù)間隔期間中的基于多路徑噪聲的所述X(n)與Nmin(I)的差，在該差為預(yù)定閾值以上的情況下，將該意思通知給所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元，所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元在被所述多路徑噪聲計(jì)算單元通知了所述差為預(yù)定閾值以上的情況下，將從由該支路分集接收到的所述接收信號(hào)合成所述輸入信號(hào)時(shí)使用的加權(quán)系數(shù)設(shè)定為預(yù)定值以下的值。
并且，本發(fā)明是一種分集接收方法，其包含SN比計(jì)算步驟和輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟，所述SN比計(jì)算步驟按照每個(gè)抽樣對(duì)由L個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，所述輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟根據(jù)該SN比計(jì)算步驟所計(jì)算出的該SN比從該接收信號(hào)加權(quán)合成輸入信號(hào)，在所述分集接收方法中對(duì)該輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟所合成的輸入信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理，其特征在于，在所述SN比計(jì)算步驟中，在將所述接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)設(shè)為Ng、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，將下式定義的X(n) 式7
的該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)、將所述SN比設(shè)為SN(I)，根據(jù)下式 式8
來計(jì)算所述SN比。
并且，本發(fā)明的特征在于，在上述發(fā)明中，在所述SN比計(jì)算步驟計(jì)算出所述SN比、所述輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟對(duì)所述輸入信號(hào)進(jìn)行了加權(quán)合成后，對(duì)該輸入信號(hào)進(jìn)行FFT處理。
并且，本發(fā)明是一種數(shù)字電視機(jī)接收裝置，其具有SN比計(jì)算單元，該SN比計(jì)算單元對(duì)由L個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，該數(shù)字電視機(jī)接收裝置的特征在于，所述SN比計(jì)算單元在將所述接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，將下式定義的X(n) 式9
的該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)、將所述SN比設(shè)為SN(I)，根據(jù)下式 式10
來計(jì)算所述SN比。
并且，本發(fā)明是一種分集接收裝置，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，其特征在于，所述分集接收裝置具有多個(gè)信號(hào)提取單元，所述多個(gè)信號(hào)提取單元在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；特定頻率噪聲估計(jì)單元，其在將所述多個(gè)信號(hào)提取單元所提取的頻帶的接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，按照該每個(gè)頻帶求出下式定義的X(n) 式11
的該第I碼元內(nèi)的最小值Nmin(I)，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該Nmin(I)的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及特定頻率噪聲校正單元，其根據(jù)所述特定頻率噪聲估計(jì)單元所估計(jì)的特定頻率中的噪聲來校正所述接收信號(hào)。
并且，本發(fā)明是一種分集接收裝置，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，其特征在于，所述分集接收裝置具有多個(gè)信號(hào)提取單元，所述多個(gè)信號(hào)提取單元在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；特定頻率噪聲估計(jì)單元，其按照該每個(gè)頻帶求出所述多個(gè)信號(hào)提取單元所提取的頻帶的接收信號(hào)的SN比，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該SN比的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及特定頻率噪聲校正單元，其根據(jù)所述特定頻率噪聲估計(jì)單元所估計(jì)的特定頻率中的噪聲來校正所述接收信號(hào)。
并且，本發(fā)明的特征在于，在上述發(fā)明中，所述特定頻率噪聲校正單元對(duì)所述接收信號(hào)進(jìn)行校正，使得所述特定頻率噪聲估計(jì)單元所求出的所述差的分布為線形。
并且，本發(fā)明是一種分集接收方法，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，其特征在于，所述分集接收方法具有多個(gè)信號(hào)提取步驟，在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；特定頻率噪聲估計(jì)步驟，在將所述多個(gè)信號(hào)提取步驟所提取的頻帶的接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，按照該每個(gè)頻帶求出下式定義的X(n) 式12
的該第I碼元內(nèi)的最小值Nmin(I)，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該Nmin(I)的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及特定頻率噪聲校正步驟，按照使所述特定頻率噪聲估計(jì)步驟所求出的所述差的分布為線形的方式來校正所述接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲。
并且，本發(fā)明是一種分集接收方法，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，其特征在于，所述分集接收方法具有多個(gè)信號(hào)提取步驟，在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；特定頻率噪聲估計(jì)步驟，按照該每個(gè)頻帶求出所述多個(gè)信號(hào)提取步驟所提取的頻帶的接收信號(hào)的SN比，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該SN比的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及特定頻率噪聲校正步驟，按照使所述特定頻率噪聲估計(jì)步驟所求出的所述差的分布為線形的方式來校正所述接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲。
發(fā)明效果
根據(jù)本發(fā)明，在分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置中，由于通過S(I，i+Nu)和S(I，i)的1次級(jí)的計(jì)算即可，所以獲得能夠?qū)崿F(xiàn)SN比計(jì)算的邏輯電路的緊湊化、簡(jiǎn)單化、計(jì)算時(shí)間縮短這樣的效果。
并且，根據(jù)本發(fā)明，在分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置中，獲得能夠排除脈沖噪聲的影響而計(jì)算只基于AWGN影響的SN比這樣的效果。
并且，根據(jù)本發(fā)明，在分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置中，獲得能夠使對(duì)分集接收到的接收信號(hào)進(jìn)行了合成的輸入信號(hào)的SN比為最大，并且使該輸入信號(hào)為高品位這樣的效果。
并且，根據(jù)本發(fā)明，在分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置中，獲得能夠極力抑制延遲波和前重影波的影響，并且更容易地解調(diào)對(duì)分集接收到的接收信號(hào)進(jìn)行了合成的輸入信號(hào)這樣的效果。
并且，根據(jù)本發(fā)明，在分集接收裝置和分集接收方法中，獲得能夠除去接收信號(hào)的特定頻率的噪聲，獲得良好的接收結(jié)果這樣的效果。
并且，根據(jù)本發(fā)明，在分集接收裝置和分集接收方法中，獲得能夠根據(jù)接收信號(hào)的特定頻率的噪聲的特性而容易地除去特定頻率的噪聲，獲得良好的接收結(jié)果這樣的效果。



圖1是表示實(shí)施例1所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)的功能框圖。
圖2是用于說明實(shí)施例1所涉及的SN比計(jì)算方法的說明圖。
圖3是用于說明實(shí)施例1所涉及的SN比計(jì)算方法的說明圖。
圖4是用于說明實(shí)施例1所涉及的脈沖噪聲檢測(cè)方法的說明圖。
圖5是表示實(shí)施例2所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)的功能框圖。
圖6是表示實(shí)施例2所涉及的多路徑檢測(cè)部的結(jié)構(gòu)的功能框圖。
圖7是用于說明實(shí)施例2所涉及的多路徑檢測(cè)方法的說明圖。
圖8是表示實(shí)施例3所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)的功能框圖。
圖9是用于說明實(shí)施例3所涉及的SN比計(jì)算方法的說明圖。
圖10-1是表示在實(shí)施例3中沒有特定頻率噪聲影響的情況下的例子的圖。
圖10-2是表示用于說明實(shí)施例3所涉及的排除特定頻率噪聲影響的方法的說明圖。
圖10-3是用于表示在實(shí)施例3中所估計(jì)的特定頻率噪聲的圖。
圖11是表示應(yīng)用了實(shí)施例1～3所涉及的分集接收裝置的數(shù)字電視機(jī)接收裝置的結(jié)構(gòu)的框圖。
符號(hào)說明 10、10a、10b、10c分集接收裝置； 100a、100b第1支路； 200a、200b第2支路； 300a、300b第3支路； 400a、400b第4支路； 101調(diào)諧部； 102AD變換部； 103正交解調(diào)部； 104相位差校正部； 105、…、405SN比計(jì)算部； 105a第1低通濾波器部； 105b第2低通濾波器部； 105c第3低通濾波器部； 105d第4低通濾波器部； 105e第5低通濾波器部； 106、…、406多路徑檢測(cè)部； 106a1多路徑噪聲計(jì)算部； 106b1保護(hù)間隔位置確定部； 106a第1SN比計(jì)算部； 106b第2SN比計(jì)算部； 106c第3SN比計(jì)算部； 106d第4SN比計(jì)算部； 106e第5SN比計(jì)算部； 107特定頻率噪聲校正部； 108、…、408天線； 500合成部； 600FFT部； 700解調(diào)部； 800數(shù)字電視機(jī)接收裝置； 801后端裝置； 801aDSP； 801b視頻緩沖器； 801cDAC+VCXO。

具體實(shí)施例方式 以下參照附圖對(duì)本發(fā)明的分集接收裝置和分集接收方法所涉及的實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說明。另外，以下所謂的SN比是信噪比(Signal to NoiseRatio)，但是，在以信號(hào)為載波的情況下，稱為載噪比(Carrier to Noiseratio，CN比)。尤其在信號(hào)是數(shù)字信號(hào)的情況下，稱為CN比。并且，以下所示的實(shí)施例1～3的分集接收裝置是通過最大合成比(Maximum RatioCombining)來合成分集接收到的接收信號(hào)的MRC分集接收裝置。
實(shí)施例1 首先，對(duì)實(shí)施例1所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)進(jìn)行說明。圖1是表示實(shí)施例1所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)的功能框圖。如該圖所示，實(shí)施例1所涉及的分集接收裝置10a為了分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)，例如具有第1支路100a、第2支路200a(省略圖示)、第3支路300a(省略圖示)、第4支路400a這4個(gè)支路。另外，由于第1支路100a～第4支路400a的結(jié)構(gòu)是相同的，所以以第1支路100a為代表進(jìn)行說明。并且，支路數(shù)并未限定為第1支路100a～第4支路400a這4個(gè)，只要是多個(gè)，任何數(shù)都可以。
在第1支路100a中，AD變換部102將調(diào)諧部101經(jīng)由天線108接收到的OFDM調(diào)制信號(hào)從模擬信號(hào)變換為數(shù)字信號(hào)。正交解調(diào)部103從變換為數(shù)字信號(hào)的OFDM調(diào)制信號(hào)錯(cuò)位例如四分之一相位，對(duì)I信道和Q信道的復(fù)基帶信號(hào)進(jìn)行檢波。
由正交解調(diào)部103所檢波的復(fù)基帶信號(hào)被輸入到相位差校正部104、SN比計(jì)算部105中。
相位差校正部104根據(jù)復(fù)基帶信號(hào)所包含的延遲波和重影波，計(jì)算用于校正該復(fù)基帶信號(hào)的相位差的相位差校正信號(hào)，并將利用該相位差校正信號(hào)校正過的復(fù)基帶信號(hào)交付給后級(jí)的合成部500。
SN比計(jì)算部105在第1支路100a中是用于計(jì)算接收信號(hào)的SN比的SN比計(jì)算部。SN比按照以下方式計(jì)算。即，在將接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將表示小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的抽樣數(shù)的移動(dòng)平均寬度設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，首先計(jì)算下式定義的X(n)。
式13
將該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)，根據(jù)下式計(jì)算第I碼元的SN比SN(I)。該SN(I)的計(jì)算概要如圖2所示。
式14
這樣，通過將X(n)的1碼元內(nèi)的最小值Nmin(I)設(shè)為用于計(jì)算SN(I)的分母，能夠排除多路徑所帶來的影響，并且能夠計(jì)算只基于加法性白高斯噪聲(Additive White Gaussian Noise，AWGN)的SN比。尤其能夠排除在時(shí)間上比主波早到來的前重影所帶來的影響。
例如，在沒有多路徑的情況下，每個(gè)S(I，i+Nu)-S(I，i)的抽樣i的波形如圖3(a)所示。但是，在存在多路徑的情況下，由于延遲波和重影波對(duì)保護(hù)間隔的影響，S(I，i+Nu)-S(I，i)的波形如圖3(b)所示。
在圖3(b)的狀態(tài)下，為了計(jì)算不考慮多路徑影響的SN比，需要計(jì)算S(I，i+Nu)-S(I，i)較窄寬度下的移動(dòng)平均，并計(jì)算其在1碼元內(nèi)的最小值，所以考慮了實(shí)施例1所示的方法。上述(1)式所決定的X(n)在1碼元內(nèi)的最小值是“min”，最大值是圖3(c)所示的“max”。
這樣，在實(shí)施例1所示的方法中，由于利用基于同一算式X(n)的邏輯來計(jì)算用于計(jì)算SN比的分母和分子，所以能夠使用于計(jì)算SN比的邏輯電路的規(guī)模緊湊。尤其是以往的用于計(jì)算SN比的算式需要單獨(dú)求出SN比的“S”和“N”、即信號(hào)輸出和噪聲輸出，另外，為了它們的計(jì)算還需要S(I，i+Nu)和S(I，i)的平方(2次)級(jí)計(jì)算，所以導(dǎo)致計(jì)算量大、邏輯電路的規(guī)模增大以及復(fù)雜化。
并且，由于計(jì)算量大，所以花費(fèi)的計(jì)算時(shí)間也多。但是，通過采用進(jìn)行實(shí)施例1那樣的計(jì)算方法的邏輯電路，只要進(jìn)行S(I，i+Nu)和S(I，i)的1次級(jí)計(jì)算即可，所以能夠?qū)崿F(xiàn)邏輯電路的緊湊化、簡(jiǎn)單化以及計(jì)算時(shí)間的縮短。
這里，在存在脈沖噪聲的情況下，S(I，i+Nu)-S(I，i)的波形如圖4(a)所示。因此，例如按照下式來決定N。
式15
如果這樣決定N，則在脈沖噪聲的間隔為Ng/8以上的情況下，X(n)的波形如圖4(b)所示。這樣，如果脈沖噪聲的間隔為Ng/8以上，則通過將X(n)的1碼元內(nèi)的最小值“min”作為用于計(jì)算SN比的分母，能夠排除脈沖噪聲的影響而計(jì)算僅基于AWGN影響的SN比。
另外，如上所述，從第1支路100a向合成部500交付根據(jù)相位差校正信號(hào)校正了相位差的復(fù)基帶信號(hào)和第1支路100a所接收的復(fù)基帶信號(hào)的SN比，同樣，從第2支路200a～第4支路400a向合成部500交付根據(jù)相位差校正信號(hào)校正了相位差的復(fù)基帶信號(hào)和各支路所接收的復(fù)基帶信號(hào)的SN比。
合成部500根據(jù)各自的SN比對(duì)在各支路中根據(jù)相位差校正信號(hào)所校正的復(fù)基帶信號(hào)進(jìn)行加權(quán)來合成輸入信號(hào)。
該第j(1≤j≤4)支路的復(fù)基帶信號(hào)的加權(quán)的加權(quán)系數(shù)Wj在將該第j支路的SN比設(shè)為SNj時(shí)，用下式來表示。
式16
使用該加權(quán)系數(shù)Wj如下式那樣合成輸入信號(hào)SI。即，如果將第j支路的信號(hào)輸出設(shè)為Sj、將噪聲輸出設(shè)為Nj，則SI如下式那樣。
式17
如果將合成后SN比設(shè)為SNpost，則SNpost用下式表示。上述(12)式的加權(quán)系數(shù)Wj是使該SNpost最大的加權(quán)系數(shù)。因此，能夠使合成后的輸入信號(hào)SI的質(zhì)量為高品位。
式18
FFT部600對(duì)合成部500所合成的輸入信號(hào)SI實(shí)施快速傅里葉變換處理(Fast Fourier Transform)，該快速傅里葉變換后的SI由解調(diào)部700解調(diào)，并輸出數(shù)字信號(hào)。
實(shí)施例2 接著，對(duì)實(shí)施例2所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)進(jìn)行說明。圖5是表示實(shí)施例2所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)的功能框圖。如該圖所示，實(shí)施例2所涉及的分集接收裝置10b與實(shí)施例1的分集接收裝置10a同樣，為了分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)，例如具有第1支路100b、第2支路200b、第3支路300b、第4支路400b這4個(gè)支路。另外，由于第1支路100b～第4支路400b的結(jié)構(gòu)與實(shí)施例1的分集接收裝置10a是相同的，所以以第1支路100b為代表進(jìn)行說明。并且，支路數(shù)并未限定為第1支路100b～第4支路400b這4個(gè)，只要是多個(gè)，任何數(shù)都可以。
關(guān)于第1支路100b的結(jié)構(gòu)，只說明與實(shí)施例1的分集接收裝置10a不同的結(jié)構(gòu)。第1支路100b的正交解調(diào)部103所檢波的復(fù)基帶信號(hào)被并列輸入到相位差校正部104、SN比計(jì)算部105、多路徑檢測(cè)部106中。
SN比計(jì)算部105在第1支路100b中計(jì)算從正交解調(diào)部103輸入的復(fù)基帶信號(hào)的SN比。該SN比的計(jì)算方法與實(shí)施例1所示的SN比計(jì)算部105的SN比計(jì)算方法相同。SN比計(jì)算部105所計(jì)算的SN比被交付給后級(jí)的合成部500中，同時(shí)被交付給多路徑檢測(cè)部106。
如圖6示出多路徑檢測(cè)部106的詳情那樣，多路徑檢測(cè)部106的保護(hù)間隔位置確定部106b1根據(jù)上述(6)式所決定的XNg(n)來確定第I碼元的保護(hù)間隔的期間。即，在實(shí)施例1的(9)式所示的X(n)中，是將移動(dòng)平均寬度N作為保護(hù)間隔的抽樣數(shù)的情況。
多路徑檢測(cè)部106的多路徑噪聲計(jì)算部106a1根據(jù)SN比計(jì)算部105所交付的X(n)信息和保護(hù)間隔位置確定部106b1所交付的保護(hù)間隔的位置信息來計(jì)算多路徑噪聲。
具體來講，如下所述。在具有多路徑的情況下，S(I，i+Nu)-S(I，i)的波形如圖7(a)所示。這里，移動(dòng)平均寬度N為Ng/8的X(n)的條形圖如圖7(b)所示。即，在具有延遲波帶來的多路徑噪聲的情況下，X(n)沿著時(shí)間軸方向從保護(hù)間隔的開始位置連續(xù)為預(yù)定值以上。并且，在具有前重影帶來的多路徑噪聲的情況下，X(n)沿著時(shí)間軸逆方向從保護(hù)間隔的結(jié)束位置連續(xù)為預(yù)定值以上。
在這種狀況下，由保護(hù)間隔位置確定部106b1所確定的保護(hù)間隔期間的結(jié)束位置是XNg(n)的最小值“min”的位置(參照?qǐng)D7(c))。通過知道該結(jié)束位置，能夠估計(jì)保護(hù)間隔的位置。計(jì)算該保護(hù)間隔期間中的基于多路徑噪聲的X(n)的值和Nmin(I)的值之間的差Δ1及Δ2(參照?qǐng)D7(b))，該差在預(yù)定閾值以上的情況下，將該意思通知給后級(jí)的合成部500。
合成部500在被多路徑噪聲計(jì)算部106a1通知差Δ1及Δ2為預(yù)定閾值以上的情況下，將從復(fù)基帶信號(hào)合成輸入信號(hào)SI時(shí)使用的加權(quán)系數(shù)調(diào)整為預(yù)定值以下的值，所述復(fù)基帶信號(hào)基于第1支路100b所分集接收的接收信號(hào)。
具體來講，將實(shí)施例1所示的(12)式的加權(quán)系數(shù)Wj調(diào)整為預(yù)定值以下的值、或者使該加權(quán)系數(shù)Wj減小到預(yù)定比例。這樣，通過檢測(cè)多路徑，根據(jù)延遲波和前重影波的大小(DU比，Desired Signal to UndesiredSignal Ratio)進(jìn)行合適大小的加權(quán)，能夠極力抑制延遲波和前重影波的影響，并且更容易對(duì)合成部500合成后的輸入信號(hào)SI進(jìn)行解調(diào)。
另外，多路徑噪聲用相位差校正部104也能夠校正，但在DU比特別大的情況下，校正有時(shí)候是不充分或不可能的。在該情況下，多路徑檢測(cè)部106(尤其是多路徑噪聲計(jì)算部106a1)根據(jù)該復(fù)基帶信號(hào)的加權(quán)系數(shù)的降低調(diào)整，能夠極力抑制延遲波和前重影波的影響，并且更容易對(duì)合成部500合成后的輸入信號(hào)SI進(jìn)行解調(diào)。
實(shí)施例3 首先，對(duì)實(shí)施例3所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)進(jìn)行說明。圖8是表示實(shí)施例3所涉及的分集接收裝置的結(jié)構(gòu)的功能框圖。如該圖所示，實(shí)施例3所涉及的分集接收裝置10c為了分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)，例如具有第1支路100c、第2支路200c(省略圖示)、第3支路300c(省略圖示)、第4支路400c這4個(gè)支路。另外，由于第1支路100c～第4支路400c的結(jié)構(gòu)是相同的，所以以第1支路100c為代表進(jìn)行說明。并且，支路數(shù)并未限定為第1支路100c～第4支路400c這4個(gè)，只要是多個(gè)，任何數(shù)都可以。
在第1支路100c中，AD變換部102將調(diào)諧部101經(jīng)由天線108接收到的OFDM調(diào)制信號(hào)從模擬信號(hào)變換為數(shù)字信號(hào)。正交解調(diào)部103從變換為數(shù)字信號(hào)的OFDM調(diào)制信號(hào)錯(cuò)位例如四分之一相位，對(duì)I信道和Q信道的復(fù)基帶信號(hào)進(jìn)行檢波。
由正交解調(diào)部103所檢波的復(fù)基帶信號(hào)被并列輸入到相位差校正部104、第1低通濾波器部105a、第2低通濾波器部105b、第3低通濾波器部105c、第4低通濾波器部105d、第5低通濾波器部105e中。另外，低通濾波器部的數(shù)量并未限定為第1低通濾波器部105a～第5低通濾波器部105e，只要是多個(gè)，任何數(shù)都可以。并且，也可以使用帶通濾波器來代替低通濾波器。
相位差校正部104根據(jù)復(fù)基帶信號(hào)所包含的延遲波和重影波，計(jì)算用于校正該復(fù)基帶信號(hào)的相位差的相位差校正信號(hào)，并將利用該相位差校正信號(hào)校正過的復(fù)基帶信號(hào)交付給后級(jí)的合成部500。
第1低通濾波器部105a從復(fù)基帶信號(hào)中截止第1特定頻率的信號(hào)，并交付給第1SN比計(jì)算部106a。同樣，第2低通濾波器部105b從復(fù)基帶信號(hào)中截止第2特定頻率的信號(hào)，并交付給第2SN比計(jì)算部106b，第3低通濾波器部105c從復(fù)基帶信號(hào)中截止第3特定頻率的信號(hào)，并交付給第3SN比計(jì)算部106c，第4低通濾波器部105d從復(fù)基帶信號(hào)中截止第4特定頻率的信號(hào)，并交付給第4SN比計(jì)算部106d，第5低通濾波器部105e從復(fù)基帶信號(hào)中截止第5特定頻率的信號(hào)，并交付給第5SN比計(jì)算部106e。這里，第1特定頻率＜第2特定頻率＜第3特定頻率＜第4特定頻率＜第5特定頻率。
第1SN比計(jì)算部106a～第5SN比計(jì)算部106e是在第1支路100c中按照第1低通濾波器部105a～第5低通濾波器部105e設(shè)置的多個(gè)SN比計(jì)算部。利用時(shí)間信號(hào)距離各低通濾波器部所截止的復(fù)基帶信號(hào)的保護(hù)間隔，計(jì)算每個(gè)低通濾波器部的SN比。
每個(gè)低通濾波器部的SN比按照以下方式計(jì)算。即，在將接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將表示小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的抽樣數(shù)的移動(dòng)平均寬度設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，首先計(jì)算下式定義的X(n)。
式19
將該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)，根據(jù)下式計(jì)算第I碼元的SN比SN(I)。Nmin(I)是低通濾波器所截止的特定頻率的噪聲成分。SN(I)的計(jì)算概要如圖9所示。
式20
另外，SN比計(jì)算方法也可以采用基于下式的以往方法。即，首先通過下式求出N(I)。這里，“I”與上述同樣，是指接收信號(hào)的第I碼元。
式21
其中，0≤N0≤Ng-Na，0＜Na≤Ng，Na是要相加的抽樣數(shù) 接著，通過下式求出S(I)。
式22
其中，0≤N0≤Ng-Na，0＜Na≤Ng，Na是要相加的抽樣數(shù) 根據(jù)(21)式所求出的N(I)和(22)式所求出的S(I)，通過下式，計(jì)算作為接收信號(hào)的第I碼元的SN比的SN(I)。
式23
其中，0≤N0≤Ng-Na，0＜Na≤Ng，Na是要相加的抽樣數(shù) 并且，第1支路100c具有特定頻率噪聲校正部107。特定頻率噪聲校正部107利用第1SN比計(jì)算部106a～第5SN比計(jì)算部106e，根據(jù)基于上述(18)式所計(jì)算出的每個(gè)特定頻率的各Nmin(I)來估計(jì)特定頻率的噪聲，通過排除該影響，能夠更容易對(duì)后級(jí)的合成部500所加權(quán)合成的輸入信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
例如，假設(shè)將第1低通濾波器部105a略記為L(zhǎng)P1、將第2低通濾波器部105b略記為L(zhǎng)P2、將第3低通濾波器部105c略記為L(zhǎng)P3、將第4低通濾波器部105d略記為L(zhǎng)P4、將第5低通濾波器部105e略記為L(zhǎng)P5，則“LP1所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”＜“LP2所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”＜“LP3所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”＜“LP4所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”＜“LP5所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”，并且，這些Nmin(I)的值呈比例關(guān)系。
即，在復(fù)基帶信號(hào)沒有特定頻率噪聲的情況下，如圖10-1所示，由于“LP2所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”與“LP1所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”的差LP2-LP1、“LP3所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”與“LP2所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”的差LP3-LP2、“LP4所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”與“LP3所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”的差LP4-LP3、“LP5所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”與“LP4所截止的復(fù)基帶信號(hào)的Nmin(I)”的差LP5-LP4全部是相同的值，所以繪制各Nmin(I)而補(bǔ)足的曲線圖的斜率是恒定的。
但是，在復(fù)基帶信號(hào)具有特定頻率噪聲的情況下，如圖10-2所示，LP2-LP1、LP3-LP2、LP4-LP3、LP5-LP4全部都不是相同的值，繪制各Nmin(I)而補(bǔ)足的曲線圖的斜率不是恒定的。在圖10-2的例子中，由于LP3-LP2比其他差多，所以補(bǔ)足LP2的Nmin(I)和LP3的Nmin(I)所得的直線的斜率比其他低通濾波器的Nmin(I)的補(bǔ)足直線的斜率大。由此，如圖10-3所示，可以估計(jì)出第2低通濾波器部105b所截止的復(fù)基帶信號(hào)具有特定頻率噪聲。
特定頻率噪聲校正部107對(duì)這樣估計(jì)的復(fù)基帶信號(hào)的特定頻率噪聲進(jìn)行校正。例如，如圖10-2所示，LP3-LP2突出的值可以從其他的LP2-LP1、LP4-LP3、LP5-LP4的值中除去。根據(jù)這樣除去了突出部分的LP3-LP2的值，能夠校正復(fù)基帶信號(hào)的特定頻率噪聲。
另外，特定頻率噪聲校正部107根據(jù)上述(20)式或(23)式來計(jì)算除去了特定頻率噪聲的情況下的SN比，并將其作為第1支路100a中的SN比。將這樣補(bǔ)正(除去)了特定頻率噪聲的復(fù)基帶信號(hào)和除去了特定頻率噪聲情況下的SN比交付給后級(jí)的合成部500。
另外，如上所述，從第1支路100c向合成部500交付根據(jù)相位差校正信號(hào)校正了相位差的復(fù)基帶信號(hào)和校正了特定頻率噪聲的復(fù)基帶信號(hào)的SN比，同樣，從第2支路200c～第4支路400c向合成部500交付根據(jù)相位差校正信號(hào)校正了相位差的復(fù)基帶信號(hào)和由各支路校正了特定頻率噪聲的復(fù)基帶信號(hào)的SN比。
合成部500根據(jù)各自的SN比對(duì)在各支路中根據(jù)相位差校正信號(hào)所校正的復(fù)基帶信號(hào)進(jìn)行加權(quán)來合成輸入信號(hào)。
FFT部600對(duì)合成部500所合成的輸入信號(hào)實(shí)施快速傅里葉變換處理(Fast Fourier Transform)，該快速傅里葉變換后的SI由解調(diào)部700解調(diào)，并輸出數(shù)字信號(hào)。
另外，在實(shí)施例3中，根據(jù)按照每個(gè)頻率所截止的接收信號(hào)的第I碼元內(nèi)的最小值Nmin(I)的每個(gè)該頻率的分布來除去特定頻率噪聲。但是，并不限于此，也可以使用SN比SN(I)來代替Nmin(I)。但在該情況下，SN比相對(duì)于所截止的頻率的增加反映了S(I)的頻率特性。該情況下也是，如果預(yù)先知道S(I)的頻率特性，則通過計(jì)算與該頻率特性的差異，能夠?qū)邮招盘?hào)的特定頻率噪聲進(jìn)行校正。
接著，說明將圖8、圖5和圖8所示的分集接收裝置應(yīng)用于數(shù)字電視機(jī)接收裝置的應(yīng)用例。圖11是表示將圖8所示的分集接收裝置應(yīng)用于數(shù)字電視機(jī)接收裝置的應(yīng)用例的框圖。
如該圖所示，在數(shù)字電視機(jī)接收裝置800內(nèi)，從分集接收裝置10向后端裝置801輸入基于接收波的數(shù)字信號(hào)。后端裝置801具有DSP(DigitalSignal Processor數(shù)字信號(hào)處理器)801a、視頻緩沖器801b、DAC(Digitalto Analog Converter數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器)+VCXO(Voltage Controlled XtalOscillator壓控晶體振蕩器)801c。DAC是將數(shù)字信號(hào)變換為模擬信號(hào)的數(shù)字/模擬變換電路，VCXO是通過電壓能夠改變頻率的晶體振蕩器。因此，DAC+VCXO 801c是由晶體振蕩器控制的數(shù)字/模擬變換電路。
另外，分集接收裝置10內(nèi)的各控制電路和DSP 801a經(jīng)由預(yù)定的IIC(Inter-IC)總線(未圖示)，由DAC+VCXO 801c的晶體振蕩器進(jìn)行同步控制/時(shí)鐘控制。并且，DAC+VCXO 801c經(jīng)由預(yù)定的IIC總線從DSP 801a被交付同步控制信號(hào)。
DSP 801a對(duì)基于H.264、MPEG(Moving Picture Expert Group運(yùn)動(dòng)圖像專家組)-2等運(yùn)動(dòng)圖像壓縮標(biāo)準(zhǔn)的運(yùn)動(dòng)圖像的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，對(duì)基于AAC(Advanced Audio Coding高級(jí)音頻編碼)等語音壓縮標(biāo)準(zhǔn)的語音的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。并且，進(jìn)行后端裝置801的整體控制。
并且，DSP 801a具有對(duì)顯示在預(yù)定顯示器上的數(shù)字電視機(jī)接收裝置800的操作畫面進(jìn)行控制的OSD(On-Screen Display屏幕視控)功能。并且，DSP 801a進(jìn)行運(yùn)動(dòng)圖像數(shù)據(jù)的編碼，并進(jìn)行語音數(shù)據(jù)的脈寬調(diào)制(PWM，Pulse Width Modulation)。
另外，DSP 801a經(jīng)由預(yù)定的接口與主機(jī)連接。主機(jī)使用上述的OSD功能對(duì)用于選擇數(shù)字電視機(jī)接收裝置800中的運(yùn)動(dòng)圖像和/或語音的操作畫面進(jìn)行顯示控制，并將從該操作畫面接收的操作信息交付給DSP 801a。
并且，DSP 801a將編碼后的運(yùn)動(dòng)圖像數(shù)據(jù)暫時(shí)展開到視頻緩沖器801b中，并經(jīng)由預(yù)定的接口通過NTSC(National Television StandardsCommittee國(guó)際電視標(biāo)準(zhǔn)委員會(huì))的模擬信號(hào)交付給顯示器裝置(未圖示)。另外，DSP 801a將脈寬調(diào)制后的語音數(shù)據(jù)交付給DAC+VCXO 801c。
DAC+VCXO 801c將DSP 801a所交付的語音數(shù)據(jù)從數(shù)字信號(hào)變換為模擬信號(hào)，并分離成L信道和R信道，從各個(gè)接口輸出給擴(kuò)音器裝置(未圖示)。
通過將實(shí)施例1的分集接收裝置10a和實(shí)施例2的分集接收裝置10b應(yīng)用在上述的數(shù)字電視機(jī)接收裝置800中，能夠通過簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)/處理來計(jì)算接收波的SN比，能夠使對(duì)分集接收到的接收信號(hào)進(jìn)行了合成的輸入信號(hào)的SN比最大。并且，由于能夠極力抑制延遲波和前重影波的影響、特定頻率的噪聲，所以能夠使該輸入信號(hào)為高品位，從而能夠顯示基于接收波的鮮明的圖像，并輸出鮮明的語音，能夠更容易地解調(diào)對(duì)分集接收到的接收信號(hào)進(jìn)行了合成的輸入信號(hào)。
并且，通過將實(shí)施例3的分集接收裝置10c應(yīng)用在上述的數(shù)字電視機(jī)接收裝置800中，能夠在接收信號(hào)電平中除去接收波中包含的特定頻率的噪聲，從而能夠顯示基于接收波的鮮明的圖像，并輸出鮮明的語音。
以上說明了實(shí)施例1～3，但也可以對(duì)它們進(jìn)行適當(dāng)結(jié)合來實(shí)施。并且，本發(fā)明不限于實(shí)施例1、實(shí)施例2和實(shí)施例3，在權(quán)利要求所記載的技術(shù)思想的范圍內(nèi)，可以進(jìn)一步按照各種不同的實(shí)施例來實(shí)施。并且，實(shí)施例1～3所記載的效果也不限于此。
并且，上述實(shí)施例所說明的各處理中作為自動(dòng)進(jìn)行來說明的處理的全部或一部分也可以手動(dòng)進(jìn)行，或者作為手動(dòng)進(jìn)行來說明的處理的全部或者一部分也可以用公知的方法自動(dòng)進(jìn)行。此外，關(guān)于上述實(shí)施例所示的處理過程、控制過程、具體名稱、包含各種數(shù)據(jù)和參數(shù)的信息，除了特殊記載的情況下可以任意變更。
并且，圖示的各裝置的各構(gòu)成要素是功能概念的部分，物理上并不一定需要圖示那樣的結(jié)構(gòu)。即，各裝置的分散/統(tǒng)合的具體方式不限于圖示的方式，可以根據(jù)各種負(fù)載和使用狀況等按照任意單位在功能上或物理上對(duì)其全部或一部分進(jìn)行分散/統(tǒng)合來構(gòu)成。
另外，在各裝置中進(jìn)行的各處理功能的全部或任意一部分可以通過CPU(Central Processing Unit中央處理器)(或者M(jìn)PU(Micro ProcessingUnit微處理器)、MCU(Micro Controller Unit微控制器)等微計(jì)算機(jī))和該CPU(或者M(jìn)PU、MCU等微計(jì)算機(jī))所分析執(zhí)行的程序來實(shí)現(xiàn)，或者也可以作為基于連線邏輯的硬盤來實(shí)現(xiàn)。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明在分集接收裝置、分集接收方法和數(shù)字電視機(jī)接收裝置中想根據(jù)不導(dǎo)致用于計(jì)算SN比(或CN比)的電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化而通過簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)就能獲得的良好的SN比(或CN比)來實(shí)現(xiàn)接收結(jié)果的質(zhì)量提高的情況下有用，所述良好的SN比(或CN比)是除去了基于多路徑的延遲波和重影所帶來的影響、以及特定頻率的噪聲所得的。
權(quán)利要求
1.一種分集接收裝置，其具有SN比計(jì)算單元，該SN比計(jì)算單元對(duì)由L個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，該分集接收裝置的特征在于，
所述SN比計(jì)算單元在將所述接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，將下式定義的X(n)
式1
的該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)、將所述SN比設(shè)為SN(I)，根據(jù)下式
式2
來計(jì)算所述SN比。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的分集接收裝置，其特征在于，
所述N由下式?jīng)Q定
式3
。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的分集接收裝置，其特征在于，
所述分集接收裝置還具有輸入信號(hào)加權(quán)合成單元，所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元根據(jù)所述SN比計(jì)算單元所計(jì)算出的所述SN比，從所述接收信號(hào)加權(quán)合成輸入信號(hào)，
所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元將在第j支路中分集接收的所述接收信號(hào)的SN比設(shè)為SNj，使用下式表示的加權(quán)系數(shù)Wj
式4
，并將所述輸入信號(hào)設(shè)為SI，將支路j(1≤j≤L)的接收信號(hào)的信號(hào)輸出設(shè)為sj，將噪聲輸出設(shè)為Nj，根據(jù)下式
式5
來合成所述輸入信號(hào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1、2或3所述的分集接收裝置，其特征在于，
各個(gè)所述支路中還具有
保護(hù)間隔確定單元，其根據(jù)下式所決定的XNg(n)
式6
來確定所述第I碼元的保護(hù)間隔的期間；以及
多路徑噪聲計(jì)算單元，其計(jì)算所述保護(hù)間隔確定單元所確定的保護(hù)間隔期間中的基于多路徑噪聲的所述X(n)與所述Nmin(I)的差，在該差為預(yù)定閾值以上的情況下，將該意思通知給所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元，
所述輸入信號(hào)加權(quán)合成單元在被所述多路徑噪聲計(jì)算單元通知了所述差為預(yù)定閾值以上的情況下，將從由該支路分集接收到的所述接收信號(hào)合成所述輸入信號(hào)時(shí)使用的加權(quán)系數(shù)設(shè)定為預(yù)定值以下的值。
5.一種分集接收方法，其包含SN比計(jì)算步驟和輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟，所述SN比計(jì)算步驟按照每個(gè)抽樣對(duì)由L個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，所述輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟根據(jù)該SN比計(jì)算步驟所計(jì)算出的該SN比從該接收信號(hào)加權(quán)合成輸入信號(hào)，在所述分集接收方法中對(duì)該輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟所合成的輸入信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理，所述分集接收方法的特征在于，
在所述SN比計(jì)算步驟中，在將所述接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)設(shè)為Ng、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，將下式定義的X(n)
式7
的該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)、將所述SN比設(shè)為SN(I)，根據(jù)下式
式8
來計(jì)算所述SN比。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的分集接收方法，其特征在于，
在所述SN比計(jì)算步驟計(jì)算出所述SN比、所述輸入信號(hào)加權(quán)合成步驟對(duì)所述輸入信號(hào)進(jìn)行了加權(quán)合成后，對(duì)該輸入信號(hào)進(jìn)行FFT處理。
7.一種數(shù)字電視機(jī)接收裝置，其具有SN比計(jì)算單元，該SN比計(jì)算單元對(duì)由L個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的各個(gè)接收信號(hào)的SN比進(jìn)行計(jì)算，該數(shù)字電視機(jī)接收裝置的特征在于，
所述SN比計(jì)算單元在將所述接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，將下式定義的X(n)
式9
的該第I碼元內(nèi)的最大值設(shè)為Nmax(I)、將最小值設(shè)為Nmin(I)、將所述SN比設(shè)為SN(I)，根據(jù)下式
式10
來計(jì)算所述SN比。
8.一種分集接收裝置，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，所述分集接收裝置的特征在于，具有
多個(gè)信號(hào)提取單元，所述多個(gè)信號(hào)提取單元在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；
特定頻率噪聲估計(jì)單元，其在將所述多個(gè)信號(hào)提取單元所提取的頻帶的接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，按照該每個(gè)頻帶求出下式定義的X(n)
式11
的該第I碼元內(nèi)的最小值Nmin(I)，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該Nmin(I)的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及
特定頻率噪聲校正單元，其根據(jù)所述特定頻率噪聲估計(jì)單元所估計(jì)的特定頻率中的噪聲來校正所述接收信號(hào)。
9.一種分集接收裝置，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，所述分集接收裝置的特征在于，具有
多個(gè)信號(hào)提取單元，所述多個(gè)信號(hào)提取單元在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；
特定頻率噪聲估計(jì)單元，其按照該每個(gè)頻帶求出所述多個(gè)信號(hào)提取單元所提取的頻帶的接收信號(hào)的SN比，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該SN比的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及
特定頻率噪聲校正單元，其根據(jù)所述特定頻率噪聲估計(jì)單元所估計(jì)的特定頻率中的噪聲來校正所述接收信號(hào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的分集接收裝置，其特征在于，
所述特定頻率噪聲校正單元對(duì)所述接收信號(hào)進(jìn)行校正，使得所述特定頻率噪聲估計(jì)單元所求出的所述差的分布為線形。
11.一種分集接收方法，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得到的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，其特征在于，所述分集接收方法具有
多個(gè)信號(hào)提取步驟，在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；
特定頻率噪聲估計(jì)步驟，在將所述多個(gè)信號(hào)提取步驟所提取的頻帶的接收信號(hào)的第I碼元的第i抽樣的信號(hào)輸出設(shè)為S(I，i)、將該第I碼元的第n抽樣號(hào)設(shè)為n、將小于該第I碼元的保護(hù)間隔的抽樣數(shù)Ng的整數(shù)設(shè)為N、將有效碼元的抽樣數(shù)設(shè)為Nu的情況下，按照該每個(gè)頻帶求出下式定義的X(n)
式12
的該第I碼元內(nèi)的最小值Nmin(I)，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該Nmin(I)的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及
特定頻率噪聲校正步驟，按照使所述特定頻率噪聲估計(jì)步驟所求出的所述差的分布為線形的方式來校正所述接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲。
12.一種分集接收方法，其對(duì)由多個(gè)支路分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)所得的接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，所述分集接收方法的特征在于，具有
多個(gè)信號(hào)提取步驟，在各個(gè)所述支路中，從正交解調(diào)后的所述接收信號(hào)中提取分別不同的頻帶；
特定頻率噪聲估計(jì)步驟，按照該每個(gè)頻帶求出所述多個(gè)信號(hào)提取步驟所提取的頻帶的接收信號(hào)的SN比，并且分別求出頻率相鄰的該頻帶的該SN比的差，并根據(jù)該差的分布來估計(jì)該接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲；以及
特定頻率噪聲校正步驟，按照使所述特定頻率噪聲估計(jì)步驟所求出的所述差的分布為線形的方式來校正所述接收信號(hào)的特定頻率中的噪聲。
全文摘要
本發(fā)明的分集接收裝置(10a)為了分集接收OFDM調(diào)制信號(hào)，具有第1支路(100a)～第4支路(400a)這4個(gè)支路。例如，在第1支路(100a)中，正交解調(diào)部(103)所檢波的復(fù)基帶信號(hào)被輸入到相位差校正部(104)中，同時(shí)被輸入到SN比計(jì)算部(105)中，SN計(jì)算部(105)根據(jù)復(fù)基帶信號(hào)的碼元輸出的1次計(jì)算式來計(jì)算SN比，合成部(500)根據(jù)這些SN比來合成用于解調(diào)部(700)解調(diào)的輸入信號(hào)。由此，在OFDM調(diào)制信號(hào)的分集接收中，能夠獲得良好的SN比(或者CN比)，實(shí)現(xiàn)接收結(jié)果的質(zhì)量提高。
文檔編號(hào)H04B7/08GK101790862SQ200880104888
公開日2010年7月28日 申請(qǐng)日期2008年9月1日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月31日
發(fā)明者珍田武志, 高山一男, 合原秀法, 西脅弘尚, 吉本卓己 申請(qǐng)人:富士通天株式會(huì)社