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      基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法

      文檔序號:7715999閱讀:310來源:國知局
      專利名稱:基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法
      技術(shù)領(lǐng)域
      本發(fā)明涉及4G無線通信中的通信信號處理方法,特別是提供了一種基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法。

      背景技術(shù)
      現(xiàn)今,第三代和第四代數(shù)字移動通信發(fā)展迅速,以IEEE 802.16e標(biāo)準(zhǔn)為基礎(chǔ)的WiMAX(World Interoperability for Microwave Access,全球微波接入互操作性)寬帶無線接入技術(shù)已作為一種有效的寬帶無線接入解決方案得到了全球移動產(chǎn)業(yè)的認可。隨著未來移動通信系統(tǒng)的不斷演進,無線通信系統(tǒng)將會提供越來越高的數(shù)據(jù)速率和更加可靠的通信質(zhì)量保障。為了滿足人們對傳輸速率日益增長和高速移動性的要求,WiMAX為移動通信網(wǎng)絡(luò)提供“最后一公里”的高速寬帶接入移動通信業(yè)務(wù),其可支持的移動終端的移動速度最高可達120km/h。但是,WiMAX系統(tǒng)對載波頻率偏移十分敏感,多普勒效應(yīng)會導(dǎo)致頻率彌散,帶來載波間干擾ICI(Inter Carrier Interference)。在高速移動的車載環(huán)境下,移動終端以120km/h以上速度移動時,移動終端與基站間的高速相對移動會使WiMAX網(wǎng)絡(luò)由于多徑多普勒效應(yīng)等信道快衰落的影響而導(dǎo)致移動通信系統(tǒng)的性能嚴重惡化,由多普勒頻率擴展引起的載波間干擾在WiMAX系統(tǒng)中更加嚴重,導(dǎo)致通信近乎中斷。在大多數(shù)實際應(yīng)用中,均衡技術(shù)無法有效對抗ICI產(chǎn)生的影響。隨著接收機移動速度加快,如何消除由于信道時變所帶來的子載波間干擾就變得十分有意義。為減少WiMAX系統(tǒng)中子載波間干擾(ICI)的影響,國內(nèi)外已經(jīng)提出了很多方法,現(xiàn)有的ICI消除方法主要分為兩大類,一類是在發(fā)送端對發(fā)送符號進行處理,降低WiMAX系統(tǒng)對頻率偏移的敏感度;另一類則是在接收端對頻偏進行估計和校正。在降低系統(tǒng)對頻偏的敏感度方面的典型方法有時域加窗、子載波干擾自消除等。時域加窗會造成系統(tǒng)信噪比的降低,而子載波干擾自消除會降低頻譜利用率。在采用接收天線分集來改善性能,人們提出了采用線性模型來描述信道的時變特性,同時將信道矩陣中的部分系數(shù)忽略以減少估計的計算量,這種方法在相對多普勒頻移較小的時候可以有效地補償由信道的多徑時變造成的正交性損失,但是不適合高速移動的場合。另外,盲處理方法不需要插入輔助信息,可以節(jié)約頻率資源,但是在復(fù)雜性和精確度等方面受到一定的限制。為解決WiMAX可支持高速移動,并獲得較好的傳輸質(zhì)量,高效的ICI消除方法技術(shù)將受到重視。


      發(fā)明內(nèi)容
      本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術(shù)的不足,提供一種估計精度高、復(fù)雜度低的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,用于消除WiMAX系統(tǒng)的快衰落ICI干擾。為達到上述目的,本發(fā)明采用如下的技術(shù)方案一種基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于利用WiMAX信號的循環(huán)短訓(xùn)練序列,對信號進行虛實部分離,并通過信號的虛部和實部的關(guān)系運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,進而消除快衰落ICI對WiMAX系統(tǒng)的干擾,其操作步驟如下 (1)信源信息轉(zhuǎn)變成待傳輸有效數(shù)據(jù)將信源信息進行信源編碼、加擾、信道編碼、交織、串并S/P轉(zhuǎn)換及調(diào)制映射后變成N個子載波上的待傳輸有效數(shù)據(jù)Xi,其中,信道編碼方法采用LDPC或Turbo或Woven卷積碼或RS-CC編碼,調(diào)制映射和解映射采用QPSK或16QAM映射; (2)導(dǎo)頻插入與數(shù)據(jù)復(fù)用產(chǎn)生與信道頻域抽樣位置相對應(yīng)的子載波導(dǎo)頻數(shù)據(jù)Xpilot,并以L為導(dǎo)頻數(shù)據(jù)間隔在p處將導(dǎo)頻數(shù)據(jù)按照IEEE802.16e中的梳狀導(dǎo)頻格式插入導(dǎo)頻,與待傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)進行數(shù)據(jù)復(fù)用,產(chǎn)生導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的長度等于WiMAX系統(tǒng)幀長度的十分之一; (3)加循環(huán)前綴將復(fù)用后的數(shù)據(jù)經(jīng)過N點的IFFT處理后,組成WiMAX數(shù)據(jù)幀xk,且存在關(guān)系(0≤i≤N-1),然后在其中每一個碼元的符號頭前加上循環(huán)前綴CP,每個碼元加入循環(huán)前綴的長度為Ncp個抽樣點即有x(i)=xN-G+i,0≤i≤G-1,式中G為保護間隔的長度,這里等于Ncp,Ncp的取值由傳輸無線信道的時延最大擴展值來決定,為時延最大擴展值的四倍。; (4)加循環(huán)短訓(xùn)練序列在WiMAX數(shù)據(jù)幀X′的最前端加上循環(huán)短訓(xùn)練序列,該訓(xùn)練序列信號在接收端是已知的,其長度為一個碼元符號的長度,該訓(xùn)練序列信號采用線性調(diào)頻信號設(shè)計,它既用來進行時域同步也用于ICI消除,降低符號開銷。
      (5)升采樣濾波與通過信道將WiMAX數(shù)據(jù)幀X′經(jīng)過升采樣FIR濾波、并串P/S轉(zhuǎn)換及數(shù)模D/A變換后得到信號波形信息s(t),t為時間變量,然后將s(t)在WiMAX發(fā)射端發(fā)射,升采樣FIR濾波操作中的升采樣采用四倍過采樣,升采樣FIR濾波操作中的FIR濾波器為64階的均方根升余弦濾波器,滾降系數(shù)為27/128,本發(fā)明采用4個16階的FIR來并行實現(xiàn),經(jīng)歷無線衰落信道h(t)和加性噪聲n(t)后,接收端接收到的信號為r(t),即有r(t)=s(t)*h(t)+n(t),其中*表示時域卷積,將信道輸出具體化有0≤i≤N-1,hk(i)為第k個抽頭在碼元時刻i的信道時域響應(yīng); (6)去除循環(huán)前綴與同步將接收信號r(t)經(jīng)過模數(shù)A/D變換、串并S/P轉(zhuǎn)換及降采樣FIR濾波后進行時域同步提取,時域同步提取算法為 設(shè)接收到的線性調(diào)頻訓(xùn)練序列信號為C(n),即有相關(guān)公式
      當(dāng)存在時延d時,接收到信號為z(k)=C(k-d)+w(k) 得到互相關(guān)為 由于已知RXX(k),故 由于ξ(k)為很小的值,故檢測Nδ(k-N+d),即在corr(k)最大值處便提取時域同步。
      然后得到一組碼元,每個碼元的長度為Ncp+N。即得到最前端的序列為經(jīng)歷無線衰落信道的循環(huán)短訓(xùn)練序列,將它用于ICI消除。同時將后面的碼元符號去除循環(huán)前綴CP并做N點FFT處理,得到接收信號頻域數(shù)據(jù)幀Y,Y表示為

      Fm為第m個信道抽頭的FFT變換系數(shù),Wi為噪聲的FFT變換; (7)多普勒頻偏估計利用WiMAX信號的循環(huán)短訓(xùn)練序列,對信號進行虛實部分離,并通過信號的虛部和實部的關(guān)系運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,對接收信息進行ICI消除,得到數(shù)據(jù)碼元Y′。ICI消除方法如下 設(shè)歸一化頻偏表示為ε=Δf□T,Δf為多普勒頻偏,T為系統(tǒng)碼元抽樣時間,發(fā)送的循環(huán)短訓(xùn)練序列為x(n),其對應(yīng)的接收到的序列為y(n),即有θ為未知的載波相偏。信號y(n)經(jīng)過FFT變換后得到的頻域碼元信息為
      其中,代表ICI干擾系數(shù),C(k)為載波k上的有用信號,ICI(k)為載波k上的干擾信號。
      第一步將接收序列y(n)除以x(n)得到非線性函數(shù)f(n),f(n)為一復(fù)數(shù)函數(shù),表示為wreal和wimag為除法操作后的噪聲的實部和虛部, 第二步將得到的f(n)進行虛部和實部分離,得到f=rc+jrs,得到矩陣即是兩行序列,其長度等同于循環(huán)短訓(xùn)練序列的長度; 第三步令x1(n)=cos(ωn+θ),x2(n)=sin(ωn+θ),x3(n)=cos(ω),x4(n)=sin(ω),得到狀態(tài)矢量x(n)=[x1(n),x2(n),x3(n),x4(n)]T,于是 第四步令x(n+1)=F(x(n)),其中F(x(n))=[F1(x(n)),F(xiàn)2(x(n)),F(xiàn)3(x(n)),F(xiàn)4(x(n))]T,得到 F1(x(n))=x1(n)x3(n)-x2(n)x4(n) F2(x(n))=x2(n)x3(n)+x1(n)x4(n) F3(x(n))=x3(n) F4(x(n))=x4(n) 于是有觀測方程r=Hx+w 其中x=[x1 x2 x3 x4]T。
      第五步利用平面擴展卡爾曼濾波實現(xiàn)頻偏跟蹤,即為初始化初始化狀態(tài)誤差為Q為協(xié)方差矩陣,初始化為零矩陣,R為噪聲誤差矢量,初始化為 每一步都計算系數(shù)因子并更新狀態(tài)誤差矢量P(n)=H(n)P(n-1)H*(n)+Q,然后計算卡爾曼濾波增益K(n)=P(n-1)H*(n)(H(n)P(n-1)H*(n)+R)-1,再更新計算估計的x,估計得到的下一步的值為 第六步進行歸一化,即將每一步迭代得到的F(x(n))值進行如下操作A(n)=F12(x(n))+F22(x(n)), 第七步對整個序列迭代完畢后,迭代運行的次數(shù)大小為訓(xùn)練序列信號長度,最后得到

      于是估計的歸一化頻偏為

      然后對所有WiMAX子載波進行多普勒頻偏補償即可消除ICI干擾。
      (8)信道參數(shù)估計對Y′的每個碼元進行信道頻域參數(shù)估計H′,設(shè)信道的時域響應(yīng)為 其中,r為最大抽頭數(shù)目,hi為第i徑的復(fù)數(shù)沖擊響應(yīng),

      為多普勒頻移,λ為時延擴展,T為系統(tǒng)抽樣間隔,τi為第i徑的多徑時延。
      Y(k)=X(k)H(k)+I(k)+W(k)k=0,1,...,N-1 其中, 由于進行了ICI消除,故ICI干擾項I(k)已經(jīng)不存在,那么在導(dǎo)頻Xpilot處的信道頻域響應(yīng)為并將估計得到的信道值H進行線性內(nèi)插得到所有子載波位置上的信道估計初始系數(shù)
      (9)數(shù)據(jù)均衡與恢復(fù)信源信息利用估計得到的信道頻域值

      完成WiMAX各個子信道載波上的數(shù)據(jù)均衡,并對均衡后的數(shù)據(jù)進行解調(diào)、并串P/S轉(zhuǎn)換、解交織、信道譯碼和解擾,最后由信源解碼后得到恢復(fù)的信源信息。
      本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比較,具有如下顯而易見的突出實質(zhì)性的特點和顯著優(yōu)點 所述發(fā)明方法利用平面擴展卡爾曼濾波來消除WiMAX系統(tǒng)的快衰落ICI干擾,本發(fā)明方法統(tǒng)具有計算復(fù)雜度低、開銷少、估計精度高及無需估計信號初始相位偏移等優(yōu)點。



      圖1為使用本發(fā)明一個實施例的WiMAX通信系統(tǒng)工作流程示意圖。
      圖2為本發(fā)明方法的線性調(diào)頻訓(xùn)練序列信號幅值圖。
      圖3為本發(fā)明的WiMAX梳狀導(dǎo)頻格式圖。

      具體實施例方式 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例作詳細說明。參見圖1,本基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法工作流程如下(1)信源信息轉(zhuǎn)變成待傳輸有效數(shù)據(jù)將信源信息進行信源編碼、加擾、信道編碼、交織、串并S/P轉(zhuǎn)換及調(diào)制映射后變成N個子載波上的待傳輸有效數(shù)據(jù)Xi,其中,信道編碼方法采用LDPC或Turbo或Woven卷積碼或RS-CC編碼,調(diào)制映射和解映射采用QPSK或16QAM映射;(2)導(dǎo)頻插入與數(shù)據(jù)復(fù)用產(chǎn)生與信道頻域抽樣位置相對應(yīng)的子載波導(dǎo)頻數(shù)據(jù)Xpilot,并以L為導(dǎo)頻數(shù)據(jù)間隔在p處將導(dǎo)頻數(shù)據(jù)按照IEEE802.16e中的梳狀導(dǎo)頻格式插入導(dǎo)頻,與待傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)進行數(shù)據(jù)復(fù)用,產(chǎn)生導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的長度等于WiMAX系統(tǒng)幀長度的十分之一;(3)加循環(huán)前綴將復(fù)用后的數(shù)據(jù)經(jīng)過N點的IFFT處理后,組成WiMAX數(shù)據(jù)幀xk,且存在關(guān)系然后在其中每一個碼元的符號頭前加上循環(huán)前綴CP,每個碼元加入循環(huán)前綴的長度為Ncp個抽樣點即有x(i)=xN-G+i,0≤i≤G-1,式中G為保護間隔的長度,這里等于Ncp,Ncp的取值由傳輸無線信道的時延最大擴展值來決定,為時延最大擴展值的四倍。;(4)加循環(huán)短訓(xùn)練序列在WiMAX數(shù)據(jù)幀X′的最前端加上循環(huán)短訓(xùn)練序列,該訓(xùn)練序列信號在接收端是已知的,其長度為一個碼元符號的長度,該訓(xùn)練序列信號采用線性調(diào)頻信號設(shè)計,它既用來進行時域同步也用于ICI消除,降低符號開銷。(5)升采樣濾波與通過信道將WiMAX數(shù)據(jù)幀X′經(jīng)過升采樣FIR濾波、并串P/S轉(zhuǎn)換及數(shù)模D/A變換后得到信號波形信息s(t),t為時間變量,然后將s(t)在WiMAX發(fā)射端發(fā)射,升采樣FIR濾波操作中的升采樣采用四倍過采樣,升采樣FIR濾波操作中的FIR濾波器為64階的均方根升余弦濾波器,滾降系數(shù)為27/128,本發(fā)明采用4個16階的FIR來并行實現(xiàn),經(jīng)歷無線衰落信道h(t)和加性噪聲n(t)后,接收端接收到的信號為r(t),即有r(t)=s(t)*h(t)+n(t),其中*表示時域卷積,將信道輸出具體化有hk(i)為第k個抽頭在碼元時刻i的信道時域響應(yīng);(6)去除循環(huán)前綴與同步將接收信號r(t)經(jīng)過模數(shù)A/D變換、串并S/P轉(zhuǎn)換及降采樣FIR濾波后進行時域同步提取,時域同步提取算法為設(shè)接收到的線性調(diào)頻訓(xùn)練序列信號為C(n),即有相關(guān)公式

      當(dāng)存在時延d時,接收到信號為z(k)=C(k-d)+w(k);得到互相關(guān)為 由于已知RXX(k),故 由于ξ(k)為很小的值,故檢測Nδ(k-N+d),即在corr(k)最大值處便提取時域同步。
      然后得到一組碼元,每個碼元的長度為Ncp+N。即得到最前端的序列為經(jīng)歷無線衰落信道的循環(huán)短訓(xùn)練序列,將它用于ICI消除。同時將后面的碼元符號去除循環(huán)前綴CP并做N點FFT處理,得到接收信號頻域數(shù)據(jù)幀Y,Y表示為

      Fm為第m個信道抽頭的FFT變換系數(shù),Wi為噪聲的FFT變換; (7)多普勒頻偏估計利用WiMAX信號的循環(huán)短訓(xùn)練序列,對信號進行虛實部分離,并通過信號的虛部和實部的關(guān)系運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,對接收信息進行ICI消除,得到數(shù)據(jù)碼元Y′。ICI消除方法如下設(shè)歸一化頻偏表示為ε=Δf□T,Δf為多普勒頻偏,T為系統(tǒng)碼元抽樣時間,發(fā)送的循環(huán)短訓(xùn)練序列為x(n),其對應(yīng)的接收到的序列為y(n),即有θ為未知的載波相偏。信號y(n)經(jīng)過FFT變換后得到的頻域碼元信息為
      其中,代表ICI干擾系數(shù),C(k)為載波k上的有用信號,ICI(k)為載波k上的干擾信號。
      第一步將接收序列y(n)除以x(n)得到非線性函數(shù)f(n),f(n)為一復(fù)數(shù)函數(shù),表示為wreal和wimag為除法操作后的噪聲的實部和虛部,第二步將得到的f(n)進行虛部和實部分離,得到f=rc+jrs,得到矩陣即是兩行序列,其長度等同于循環(huán)短訓(xùn)練序列的長度; 第三步令x1(n)=cos(ωn+θ),x2(n)=sin(ωn+θ),x3(n)=cos(ω),x4(n)=sin(ω),得到狀態(tài)矢量x(n)=[x1(n),x2(n),x3(n),x4(n)]T,于是 第四步令x(n+1)=F(x(n)),其中F(x(n))=[F1(x(n)),F(xiàn)2(x(n)),F(xiàn)3(x(n)),F(xiàn)4(x(n))]T,得到 F1(x(n))=x1(n)x3(n)-x2(n)x4(n) F2(x(n))=x2(n)x3(n)+x1(n)x4(n) F3(x(n))=x3(n) F4(x(n))=x4(n) 于是有觀測方程r=Hx+w 其中x=[x1 x2 x3 x4]T。
      第五步利用平面擴展卡爾曼濾波實現(xiàn)頻偏跟蹤,即為初始化初始化狀態(tài)誤差為Q為協(xié)方差矩陣,初始化為零矩陣,R為噪聲誤差矢量,初始化為每一步都計算系數(shù)因子并更新狀態(tài)誤差矢量P(n)=H(n)P(n-1)H*(n)+Q,然后計算卡爾曼濾波增益K(n)=P(n-1)H*(n)(H(n)P(n-1)H*(n)+R)-1,再更新計算估計的x,估計得到的下一步的值為 第六步進行歸一化,即將每一步迭代得到的F(x(n))值進行如下操作A(n)=F12(x(n))+F22(x(n)), 第七步對整個序列迭代完畢后,迭代運行的次數(shù)大小為訓(xùn)練序列信號長度,最后得到

      于是估計的歸一化頻偏為

      然后對所有WiMAX子載波進行多普勒頻偏補償即可消除ICI干擾。
      (8)信道參數(shù)估計對Y′的每個碼元進行信道頻域參數(shù)估計H′,設(shè)信道的時域響應(yīng)為 其中,r為最大抽頭數(shù)目,hi為第i徑的復(fù)數(shù)沖擊響應(yīng),

      為多普勒頻移,λ為時延擴展,T為系統(tǒng)抽樣間隔,τi為第i徑的多徑時延。
      Y(k)=X(k)H(k)+I(k)+W(k)k=0,1,...,N-1 其中, 由于進行了ICI消除,故ICI干擾項I(k)已經(jīng)不存在,那么在導(dǎo)頻Xpilot處的信道頻域響應(yīng)為并將估計得到的信道值H進行線性內(nèi)插得到所有子載波位置上的信道估計初始系數(shù)
      (9)數(shù)據(jù)均衡與恢復(fù)信源信息利用估計得到的信道頻域值

      完成WiMAX各個子信道載波上的數(shù)據(jù)均衡,并對均衡后的數(shù)據(jù)進行解調(diào)、并串P/S轉(zhuǎn)換、解交織、信道譯碼和解擾,最后由信源解碼后得到恢復(fù)的信源信息。
      圖2為本發(fā)明方法的線性調(diào)頻訓(xùn)練序列信號幅值圖,該序列有1024個時域抽樣點,具有很好的自相關(guān)性,該訓(xùn)練序列信號在接收端是已知的,它用來進行時域同步和ICI消除,降低符號開銷。
      圖3為本發(fā)明的WiMAX梳狀導(dǎo)頻格式圖,其碼元中的導(dǎo)頻比特信息在時域是連續(xù)的,頻域上有一定的間隔,這樣對信道的時間選擇性衰落有很好的抑制作用。
      綜上所述,本發(fā)明提供了一種基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,該方法運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,進而消除快衰落ICI對WiMAX系統(tǒng)的干擾。本發(fā)明方法能有效消除WiMAX系統(tǒng)的ICI干擾,而且具有估計精度高、復(fù)雜度低及無需估計信號初始相位偏移等優(yōu)點,為移動WiMAX無線接入技術(shù)提供重要的實用化技術(shù)。
      權(quán)利要求
      1.一種基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于利用WiMAX信號的循環(huán)短訓(xùn)練序列,對信號進行虛實部分離,并通過信號的虛部和實部的關(guān)系運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,進而消除快衰落ICI對WiMAX系統(tǒng)的干擾,其操作步驟如下
      (1)信源信息轉(zhuǎn)變成待傳輸有效數(shù)據(jù)將信源信息進行信源編碼、加擾、信道編碼、交織、串并S/P轉(zhuǎn)換及調(diào)制映射后變成N個子載波上的待傳輸有效數(shù)據(jù)Xi;
      (2)導(dǎo)頻插入與數(shù)據(jù)復(fù)用產(chǎn)生與信道頻域抽樣位置相對應(yīng)的子載波導(dǎo)頻數(shù)據(jù)Xpilot,并以L為導(dǎo)頻數(shù)據(jù)間隔在p處將導(dǎo)頻數(shù)據(jù)按照IEEE802.16e中的梳狀導(dǎo)頻格式插入導(dǎo)頻,與待傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)進行數(shù)據(jù)復(fù)用;
      (3)加循環(huán)前綴將復(fù)用后的數(shù)據(jù)經(jīng)過N點的IFFT處理后,組成WiMAX數(shù)據(jù)幀xk,且存在關(guān)系然后在其中每一個碼元的符號頭前加上循環(huán)前綴CP,每個碼元加入循環(huán)前綴的長度為Ncp個抽樣點即有x(i)=xN-G+i,0≤i≤G-1,式中G為保護間隔的長度,這里等于Ncp;
      (4)加循環(huán)短訓(xùn)練序列在WiMAX數(shù)據(jù)幀X′的最前端加上循環(huán)短訓(xùn)練序列,該訓(xùn)練序列信號在接收端是已知的,其長度為一個碼元符號的長度,該訓(xùn)練序列信號采用線性調(diào)頻信號設(shè)計,它既用來進行時域同步也用于ICI消除,降低符號開銷。
      (5)升采樣濾波與通過信道將WiMAX數(shù)據(jù)幀X′經(jīng)過升采樣FIR濾波、并串P/S轉(zhuǎn)換及數(shù)模D/A變換后得到信號波形信息s(t),t為時間變量,然后將s(t)在WiMAX發(fā)射端發(fā)射,經(jīng)歷無線衰落信道h(t)和加性噪聲n(t)后,接收端接收到的信號為r(t),即有r(t)=s(t)*h(t)+n(t),其中*表示時域卷積,將信道輸出具體化有0≤i≤N-1,hk(i)為第k個抽頭在碼元時刻i的信道時域響應(yīng);
      (6)去除循環(huán)前綴與同步將接收信號r(t)經(jīng)過模數(shù)A/D變換、串并S/P轉(zhuǎn)換及降采樣FIR濾波后進行時域同步提取,得到一組碼元,每個碼元的長度為Ncp+N。即得到最前端的序列為經(jīng)歷無線衰落信道的循環(huán)短訓(xùn)練序列,將它用于ICI消除。同時將后面的碼元符號去除循環(huán)前綴CP并做N點FFT處理,得到接收信號頻域數(shù)據(jù)幀Y,Y表示為
      Fm為第m個信道抽頭的FFT變換系數(shù),Wi為噪聲的FFT變換;
      (7)多普勒頻偏估計利用WiMAX信號的循環(huán)短訓(xùn)練序列,對信號進行虛實部分離,并通過信號的虛部和實部的關(guān)系運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,對接收信息進行ICI消除,得到數(shù)據(jù)碼元Y′;
      (8)信道參數(shù)估計對Y′的每個碼元進行信道頻域參數(shù)估計H′,設(shè)信道的時域響應(yīng)為
      其中,r為最大抽頭數(shù)目,hi為第i徑的復(fù)數(shù)沖擊響應(yīng),
      為多普勒頻移,λ為時延擴展,T為系統(tǒng)抽樣間隔,τi為第i徑的多徑時延;
      Y(k)=X(k)H(k)+I(k)+W(k)k=0,1,...,N-1
      其中,
      由于進行了ICI消除,故ICI干擾項I(k)已經(jīng)不存在,那么在導(dǎo)頻Xpilot處的信道頻域響應(yīng)為并將估計得到的信道值H進行線性內(nèi)插得到所有子載波位置上的信道估計初始系數(shù)
      (9)數(shù)據(jù)均衡與恢復(fù)信源信息利用估計得到的信道頻域值
      完成WiMAX各個子信道載波上的數(shù)據(jù)均衡,并對均衡后的數(shù)據(jù)進行解調(diào)、并串P/S轉(zhuǎn)換、解交織、信道譯碼和解擾,最后由信源解碼后得到恢復(fù)的信源信息。
      2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于步驟(1)中的信道編碼方法采用LDPC或Turbo或Woven卷積碼或RS-CC編碼,步驟(2)中產(chǎn)生導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的長度等于WiMAX系統(tǒng)幀長度的十分之一。
      3.如權(quán)利要求1所述的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于步驟(3)中Ncp的取值由傳輸無線信道的時延最大擴展值來決定,為時延最大擴展值的四倍。
      4.如權(quán)利要求1所述的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于步驟(5)的升采樣FIR濾波操作中的升采樣采用四倍過采樣,升采樣FIR濾波操作中的FIR濾波器為64階的均方根升余弦濾波器,滾降系數(shù)為27/128,采用4個16階的FIR來并行實現(xiàn)。
      5.如權(quán)利要求1所述的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于步驟(1)和步驟(9)中的調(diào)制映射和解映射采用QPSK或16QAM映射。
      6.如權(quán)利要求1所述的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于步驟(6)中時域同步提取算法為
      設(shè)接收到的線性調(diào)頻訓(xùn)練序列信號為C(n),即有相關(guān)公式
      k表示序列的采樣點號碼,當(dāng)存在時延d時,接收到信號為z(k)=C(k-d)+w(k)得到互相關(guān)為
      由于已知RXX(k),故
      由于ξ(k)為很小的值,故檢測Nδ(k-N+d),即在corr(k)最大值處便提取時域同步。
      7.如權(quán)利要求1所述的基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法,其特征在于步驟(7)中ICI消除方法如下
      設(shè)歸一化頻偏表示為ε=Δf□T,Δf為多普勒頻偏,T為系統(tǒng)碼元抽樣時間,發(fā)送的循環(huán)短訓(xùn)練序列為x(n),其對應(yīng)的接收到的序列為y(n),即有θ為未知的載波相偏。信號y(n)經(jīng)過FFT變換后得到的頻域碼元信息為
      其中,代表ICI干擾系數(shù),C(k)為載波k上的有用信號,ICI(k)為載波k上的干擾信號。
      第一步將接收序列y(n)除以x(n)得到非線性函數(shù)f(n),f(n)為一復(fù)數(shù)函數(shù),表示為wreal和wimag為除法操作后的噪聲的實部和虛部,
      第二步將得到的f(n)進行虛部和實部分離,得到f=rc+jrs,得到矩陣即是兩行序列,其長度等同于循環(huán)短訓(xùn)練序列的長度;
      第三步令x1(n)=cos(ωn+θ),x2(n)=sin(ωn+θ),x3(n)=cos(ω),x4(n)=sin(ω),得到狀態(tài)矢量x(n)=[x1(n),x2(n),x3(n),x4(n)]T,于是
      第四步令x(n+1)=F(x(n)),其中F(x(n))=[F1(x(n)),F(xiàn)2(x(n)),F(xiàn)3(x(n)),F(xiàn)4(x(n))]T,得到
      F1(x(n))=x1(n)x3(n)-x2(n)x4(n)
      F2(x(n))=x2(n)x3(n)+x1(n)x4(n)
      F3(x(n))=x3(n)
      F4(x(n))=x4(n)
      于是有觀測方程r=Hx+w
      其中x=[x1 x2 x3 x4]T。
      第五步利用平面擴展卡爾曼濾波實現(xiàn)頻偏跟蹤,即為初始化初始化狀態(tài)誤差為Q為協(xié)方差矩陣,初始化為零矩陣,R為噪聲誤差矢量,初始化為
      每一步都計算系數(shù)因子并更新狀態(tài)誤差矢量P(n)=H(n)P(n-1)H*(n)+Q,然后計算卡爾曼濾波增益K(n)=P(n-1)H*(n)(H(n)P(n-1)H*(n)+R)-1,再更新計算估計的x,估計得到的下一步的值為
      第六步進行歸一化,即將每一步迭代得到的F(x(n))值進行如下操作
      第七步對整個序列迭代完畢后,迭代運行的次數(shù)大小為訓(xùn)練序列信號長度,最后得到
      于是估計的歸一化頻偏為
      然后對所有WiMAX子載波進行多普勒頻偏補償即可消除ICI干擾。
      全文摘要
      本發(fā)明公開了一種基于平面擴展卡爾曼濾波的WiMAX快衰落ICI消除方法。本方法利用WiMAX信號的循環(huán)短訓(xùn)練序列,對信號進行虛實部分離,并通過信號的虛部和實部的關(guān)系運用平面擴展卡爾曼濾波對WiMAX信號的多普勒頻偏進行迭代修正估計,進而消除快衰落ICI對WiMAX系統(tǒng)的干擾。本發(fā)明方法解決了現(xiàn)有方案中不能有效消除高速移動WiMAX系統(tǒng)ICI干擾的缺陷,而且具有估計精度高、復(fù)雜度低及無需估計信號初始相位偏移等優(yōu)點。
      文檔編號H04L25/03GK101667982SQ200910196509
      公開日2010年3月10日 申請日期2009年9月25日 優(yōu)先權(quán)日2009年9月25日
      發(fā)明者強 石, 勇 方 申請人:上海大學(xué)
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