專利名稱：多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法，屬于多輸入多輸 出多載波系統(tǒng)空間復(fù)用分層空時(shí)發(fā)射技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
廣義的多輸入多輸出MIM0技術(shù)涉及廣泛，主要包括發(fā)射分集技術(shù)和空間復(fù)用技 術(shù)。其中空間復(fù)用技術(shù)是在不同的天線上發(fā)射不同的信息，貝爾實(shí)驗(yàn)室的V-BLAST碼是空 間復(fù)用技術(shù)的典型應(yīng)用；而發(fā)射分集技術(shù)是在不同的天線上發(fā)射包含同樣信息的信號(hào)，從 而達(dá)到空間分集的效果?；诎l(fā)射分集的空時(shí)編碼技術(shù)由于將空間域上的發(fā)射分集和時(shí)間 域上的編碼相結(jié)合，能夠很大程度地克服信道衰落、提高系統(tǒng)性能，因而備受關(guān)注。目前，多載波CDMA方案主要三種，MC/DS-CDMA、MT-CDMA和MC-CDMA。MC/DS-CDMA是 由多倫多大學(xué)V. Dasilva和E. S. Sousal提出，它是將發(fā)送數(shù)據(jù)序列首先經(jīng)過(guò)串并變換成多 路并行輸出，然后并行的每路數(shù)據(jù)由相同的短擴(kuò)頻碼擴(kuò)頻，最后對(duì)這多路數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào) 制；MT-CDMA是由比利時(shí)的L. Vandendorpe提出，它也是利用給定擴(kuò)頻序列在時(shí)域內(nèi)擴(kuò)展經(jīng) 串并變換后的數(shù)據(jù)流，與前者不同的是，MT-CDMA采用與載頻成比例的長(zhǎng)擴(kuò)頻序列，使系統(tǒng) 可容納更多的用戶；而MC-CDMA最早是由美國(guó)的Linnartz、Yee、Fettweis和德國(guó)的Fazel、 Papke各自獨(dú)立提出的，它是每個(gè)信息符號(hào)由一個(gè)特定的擴(kuò)頻碼片進(jìn)行擴(kuò)頻，然后將每個(gè)擴(kuò) 頻信號(hào)調(diào)制到相應(yīng)的子載波上，因此，若擴(kuò)頻碼的長(zhǎng)度為N，那么對(duì)應(yīng)的這N個(gè)子載波傳輸 的是相同的信息數(shù)據(jù)。其中MC-CDMA具有最佳的頻譜分布，抗干擾能力強(qiáng)，而且發(fā)射機(jī)的實(shí) 現(xiàn)較簡(jiǎn)單。多輸入多輸出MIM0系統(tǒng)采用空時(shí)編碼技術(shù)能夠極大地提高無(wú)線通信系統(tǒng)的容 量，并有效改善無(wú)線通信系統(tǒng)的性能。多載波碼分多址MC-CDMA方案結(jié)合CDMA與0FDM(0r thogonalFrequencyDivisionMultiplexing正交頻分復(fù)用調(diào)制)技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，能夠有效地對(duì) 抗由頻率選擇性多徑信道引起的符號(hào)間串?dāng)_。將MIM0與MC-CDMA技術(shù)相結(jié)合，可以進(jìn)一步 提高系統(tǒng)的性能和傳輸速率。為進(jìn)一步提高系統(tǒng)接收機(jī)性能及降低其復(fù)雜度，新型的信號(hào) 處理技術(shù)成為業(yè)內(nèi)研究的熱點(diǎn)，預(yù)編碼技術(shù)就是在發(fā)射端利用完全信道狀態(tài)信息或部分信 道狀態(tài)信息對(duì)發(fā)送符號(hào)進(jìn)行相應(yīng)預(yù)處理，以提高系統(tǒng)容量或降低系統(tǒng)誤碼率等為目的的現(xiàn) 代信號(hào)處理技術(shù)。目前，在MIM0-MC-CDMA系統(tǒng)中針對(duì)由貝爾實(shí)驗(yàn)室提出的垂直分層空時(shí)碼VBLAST 檢測(cè)的研究主要集中在進(jìn)一步提高檢測(cè)器性能和降低復(fù)雜度上，傳統(tǒng)的檢測(cè)方法主要有迫 零方法(ZF)、最小均方誤差方法(MMSE)等。MIM0-MC-CDMA系統(tǒng)基于排序迭代干擾消除方 法，以取得更好的性能；基于低復(fù)雜度MIM0-MC-CDMA接收機(jī)，同時(shí)獲得相應(yīng)的性能改善。上 述兩種檢測(cè)方法雖然在接收機(jī)性能獲得了相應(yīng)該改善，但缺點(diǎn)是復(fù)雜度高而且性能不是最 優(yōu)，存在誤層傳輸效應(yīng)，同時(shí)接收機(jī)的復(fù)雜度隨著性能改善而提高?；诎l(fā)射端信道預(yù)編碼 技術(shù)可以克服傳統(tǒng)接收端檢測(cè)方法的缺點(diǎn)，采用線性預(yù)編碼，雖然可以降低接收機(jī)的復(fù)雜 度，但仍不能消除誤層傳輸效應(yīng)；采用非線性THP預(yù)編碼，不但降低了接收機(jī)的復(fù)雜度，而且有效消除誤層傳輸效應(yīng)，但傳統(tǒng)THP預(yù)編碼方法大多基于QR三角分解方法，會(huì)將信道分 解為具有不同對(duì)角元素值的三角信道，使子信道具有不同的增益，從而導(dǎo)致一定的系統(tǒng)性 能損失；基于幾何均值分解預(yù)編碼方案，由于所有對(duì)角元素值均等于信道矩陣特征值的幾 何均值，使得子信道獲得等增益；本發(fā)明將非線性預(yù)編碼的思想引入到MIM0-MC-CDMA分層 空時(shí)方案中，并提出了一種MIM0-MC-CDMA下行鏈路系統(tǒng)中VBLAST非線性模代數(shù)THP預(yù)編 碼方法，仿真結(jié)果表明本發(fā)明所提出的方法比傳統(tǒng)方法有效降低了系統(tǒng)的誤碼性能，并降 低下行接收機(jī)復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法，以 解決MIM0-MC-CDMA系統(tǒng)中垂直分層空時(shí)方案?jìng)鹘y(tǒng)檢測(cè)存在誤層傳輸效應(yīng)及譯碼復(fù)雜度高 的問(wèn)題。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法技 術(shù)方案如下，1.該方法首先建立預(yù)編碼系統(tǒng)，然后對(duì)該系統(tǒng)中反饋信道信息采用幾何均值 分解為酉矩陣與上三角矩陣的乘積，獲得具有相同等效噪聲增益的預(yù)編碼矩陣，再在發(fā)射 端多載波碼分多址MC-CDMA子載波信道間進(jìn)行非線性模代數(shù)預(yù)編碼THP，再對(duì)各經(jīng)過(guò)非線 性模代數(shù)預(yù)編碼THP后的子載波信號(hào)與由信道幾何均值分解得到的酉矩陣相乘，然后從相 應(yīng)的天線發(fā)送出去；在接收端采用迫零ZF準(zhǔn)則或最小均方誤差MMSE準(zhǔn)則進(jìn)行處理。
進(jìn)一步的，所述預(yù)編碼系統(tǒng)，設(shè)用戶總數(shù)為U，發(fā)射天線數(shù)為N，接收天線 數(shù)為M (f <M).在發(fā)射端，每個(gè)用戶數(shù)據(jù)經(jīng)垂直分層空時(shí)碼VBLAST映射、編碼等相關(guān) 處理后，形成N層并行數(shù)據(jù)，再對(duì)每層數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻形成數(shù)據(jù)，然后對(duì)各層數(shù)據(jù)進(jìn)行串并變 換、IFFT變換、加循環(huán)前綴、進(jìn)行預(yù)編碼、并變串調(diào)制到各發(fā)射天線上；在接收端，各接收信 號(hào)串并變換、去循環(huán)前綴、FFT等相反操作，頻率選擇性多徑衰落信道就轉(zhuǎn)化為Nc個(gè)平坦衰 落的子信道，則所有M根接收天線第u個(gè)用戶在第k子載波上解擴(kuò)后的信號(hào)可表示為
,其中，等式右邊第一部
分為期望用戶信息，第二部分為其它用戶對(duì)其產(chǎn)生的干擾項(xiàng)，第三部分為高斯白噪聲；
:和wk:分別為第k個(gè)子載波上的
發(fā)送符號(hào)矢量、接收符號(hào)矢量與高斯白噪聲，^41-“1 -是復(fù)數(shù)域上NXN預(yù)編碼矩陣， = 是復(fù)數(shù)域上M x N功率調(diào)整接收矩陣,IT’1 = 是復(fù)數(shù)域上M x N矩陣，其元 素…N，m=l "M)表示第k個(gè)子載波上從發(fā)射天線n到接收天線m間的信道頻響系
Mfi
數(shù),為第u個(gè)用戶第k個(gè)子載波上的擴(kuò)頻碼片。 所述幾何均值分解過(guò)程為
維的
矩陣H的幾何均值分解GMD可以分解為A|，Q、P均為酉矩陣，R為f維的實(shí)正線上三角矩陣， K=rank (X)，其主對(duì)角線元素均矩陣R的對(duì)角線上的元素是等值的同時(shí)等于X的所有K個(gè)正奇異值的幾何均值，滿足 所述模代數(shù)預(yù)編碼THP方法首先是發(fā)送端對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射，然后經(jīng)過(guò)反 饋求模運(yùn)算，再經(jīng)信道加入噪聲，接收端進(jìn)行相應(yīng)處理再模操作判決。所述求模操作數(shù)學(xué)表達(dá)式為Ifxf其中，H= QR為發(fā)送信號(hào)，k=l，2，...，N。
F = QK 投數(shù)，Re(-)表示取實(shí)部，Im(.)表示取虛部，
表 示向下取整，求模的目的是主要對(duì)發(fā)送信號(hào)X的功率進(jìn)行約束，即求模運(yùn)算后，滿足
信號(hào)不再是原來(lái)的星座點(diǎn)，而是均勻分布在邊長(zhǎng)為F = QP的正方形取點(diǎn)區(qū)域內(nèi)，且跟原星座具有相同分布空間。所述非線性模代數(shù)GMD-THP-ZF預(yù)編碼方法檢測(cè)過(guò)程為
(1)信道分解首先，假設(shè)發(fā)送天線數(shù)等于接收天線數(shù)，矩陣,信道矩陣H為X=By矩陣，信道矩陣H
經(jīng)過(guò)gmd分解則其中,Q、P為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣
，加權(quán) 矩陣
反饋矩陣 B=GR ；
(2)預(yù)編碼反饋和求模運(yùn)算;
其中，x=c-(B-I)x+d, c+d=Bx,
v=c+d ； (3)接收端接收信號(hào)及處理
(4)再進(jìn)行模運(yùn)算并判決
其中，信道 MXN，噪聲 n,
氣其
中，Q為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣
加權(quán)矩陣
，反饋矩陣B=GR。所述基于匪SE-THP的模代數(shù)預(yù)編碼的基本思想是，在發(fā)送端發(fā)送功率滿足約束
的條件下，盡可能使接收端接收到的數(shù)據(jù)信息與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)信息誤差最小，KXK
可得
為信號(hào)噪聲功率比。

所述接收端接收到信號(hào)后，在接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收自適應(yīng)功率預(yù)處理，再進(jìn)行分層 空時(shí)譯碼及解擴(kuò)處理，最后對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行判決，恢復(fù)發(fā)射信號(hào)。本發(fā)明的多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法，可以有效地消除分 層空時(shí)碼的誤層傳輸效應(yīng)，改善了系統(tǒng)誤碼性能，降低了下行鏈路接收機(jī)的復(fù)雜度，能夠有效地對(duì)抗信道頻率選擇性衰落，從而提高系統(tǒng)的傳輸性能。


圖1是本發(fā)明VBLAST-MC-CDMA預(yù)編碼系統(tǒng)模型； 圖2是THP預(yù)編碼方法結(jié)構(gòu)框圖； 圖3是多用戶2發(fā)2收Z(yǔ)F準(zhǔn)則誤碼率仿真圖； 圖4是多用戶4發(fā)4收Z(yǔ)F準(zhǔn)則誤碼率仿真圖； 圖5是多用戶2發(fā)2收匪SE準(zhǔn)則誤碼率仿真圖； 圖6是多用戶4發(fā)4收MMSE準(zhǔn)則誤碼率仿真圖。
具體實(shí)施方式
1、系統(tǒng)模型
VBLAST-MC-CDMA預(yù)編碼系統(tǒng)模型如圖1所示，假設(shè)用戶總數(shù)為U,發(fā)射天線數(shù)為N，接收 天線數(shù)為M(g<M)。在發(fā)射端，每個(gè)用戶數(shù)據(jù)經(jīng)VBLAST映射、編碼等相關(guān)處理后，形成N 層并行數(shù)據(jù)，再對(duì)每層數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻形成數(shù)據(jù)，然后對(duì)各層數(shù)據(jù)進(jìn)行串并變換、IFFT變換、 加循環(huán)前綴、進(jìn)行預(yù)編碼、并變串調(diào)制到各發(fā)射天線上。在接收端，各接收信號(hào)串并變換、去 循環(huán)前綴、FFT等相反操作。這樣頻率選擇性多徑衰落信道就轉(zhuǎn)化為Nc個(gè)平坦衰落的子信 道，則所有M根接收天線第u個(gè)用戶在第k子載波上解擴(kuò)后的信號(hào)可表示為
其中，等式右邊第一部分為期望用戶信息，第二部分為其它用戶對(duì)其產(chǎn)生的干擾項(xiàng)， 第三部分為高斯白噪聲；
分別 為第k個(gè)子載波上的發(fā)送符號(hào)矢量、接收符號(hào)矢量與高斯白噪聲，r^-fi ^]是復(fù)數(shù)域上 NXN預(yù)編碼矩陣，CT4 = 是復(fù)數(shù)域上MXN功率調(diào)整接收矩陣,H41 = 是復(fù)數(shù)域 上MXN矩陣，其元素…N，m=l "M)表示第k個(gè)子載波上從發(fā)射天線n到接收天線
m間的信道頻響系數(shù)為第u個(gè)用戶第k個(gè)子載波上的擴(kuò)頻碼片。2、非線性預(yù)編碼方法 2. 1模代數(shù)THP
THP(Tomlinson-HarashimaPrecoding)預(yù)編碼是一種典型的非線性運(yùn)算，其基本思想 通過(guò)在發(fā)送端根據(jù)信道信息狀態(tài)進(jìn)行非線性預(yù)處理，能夠有效地提高系統(tǒng)性能。THP預(yù)編碼 方法結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。首先發(fā)送端對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射，然后經(jīng)過(guò)反饋求模運(yùn)算， 再經(jīng)信道加入噪聲，接收端進(jìn)行相應(yīng)處理再模操作判決。模代數(shù)預(yù)編碼系統(tǒng)的發(fā)送端由映 射、求模運(yùn)算、反饋矩陣B組成，接收端由前饋矩陣F，加權(quán)矩陣G，以及與發(fā)送端對(duì)應(yīng)的求模 運(yùn)算組成。模代數(shù)理論是典型的非線性方法，求模操作數(shù)學(xué)表達(dá)式
k=l，2，...，N。I"為模數(shù)，Re(*)表示取實(shí)部，Im(*)表示取虛部,|J表示向下取整,求模的
目的是主要對(duì)發(fā)送信號(hào)x的功率進(jìn)行約束，即求模運(yùn)算后，滿足
信 號(hào)不再是原來(lái)的星座點(diǎn)，而是均勻分布在邊長(zhǎng)為f的正方形取點(diǎn)區(qū)域內(nèi)，且跟原星座具有 相同分布空間。 2. 2QR-THP預(yù)編碼方法
假設(shè)發(fā)射端可以準(zhǔn)確獲知信道狀態(tài)信息，非線性模代數(shù)QR-THP-ZF預(yù)編碼方法檢測(cè)過(guò) 程為
(1)信道分解首先，為簡(jiǎn)便計(jì)算，假設(shè)發(fā)送天線數(shù)等于接收天線數(shù)，H為！fxf矩陣，信 道矩陣H經(jīng)過(guò)QR分解則:H=QR. iljl'.Q為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣F 權(quán)矩陣◎ =im0rll,'"fVrm),反饋矩陣 B=GR ；
(2)預(yù)編碼反饋和求模運(yùn)算
； (3)接收端接收信號(hào)及處理
(4)進(jìn)行模運(yùn)算并判決
其中，H=QR, Q為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣F ... Q",加權(quán)矩陣 G = iag(Vru,…J/rM)，其中r =徹+n，反饋矩陣B=GR=ghl基于MMSE-THP的模代數(shù) 預(yù)編碼的基本思想是，在發(fā)送端發(fā)送功率滿足約束的條件下，盡可能使接收端接收到的數(shù)據(jù)信息與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)信息誤差最小。
可得
為信號(hào)噪聲功率比?；? 準(zhǔn)則預(yù)編碼方法在強(qiáng) 置其他信號(hào)干擾為零同時(shí)，也失去了一部分可以利用的信息，ZF準(zhǔn)則對(duì)信道信息狀態(tài)的精 確與否比較敏感，一定程度上降低了系統(tǒng)性能，而基于MMSE準(zhǔn)則預(yù)編碼方法均衡考慮了信 道特性矩陣和接收信號(hào)中的噪聲對(duì)系統(tǒng)性能的影響，在一定程度上緩解了誤層傳輸效應(yīng)的 影響，從而改善系統(tǒng)性能。
2. 3GMD-THP 預(yù)編碼方法
傳統(tǒng)非線性模代數(shù)THP預(yù)編碼方法大多是基于QR三角分解，會(huì)將信道分解為具有不同 對(duì)角元素值的三角信道，使子信道具有不同的增益，從而導(dǎo)致一定的系統(tǒng)性能損失，基于幾 何均值分解預(yù)編碼方案，所有對(duì)角元素值均等于信道矩陣特征值的幾何均值，使得子信道 獲得等增益。根據(jù)矩陣?yán)碚撝R(shí)，假設(shè)任意矩陣MX|/維的矩陣H的幾何均值分解(GMD)可以 分解為H = <PffF, Q，P均為酉矩陣，R為fxf維的實(shí)正線上三角矩陣，K=rank(X)，其主 對(duì)角線元素均矩陣R的對(duì)角線上的元素是等值的同時(shí)等于X的所有K個(gè)正奇異值的幾何均值，滿足
，在奇異值分解的基礎(chǔ)上，可通過(guò)置換變換和雙邊Givens變換推導(dǎo)出幾何平均分解。假設(shè)發(fā)射端可以準(zhǔn)確獲知信道狀態(tài)信息，非線性模代數(shù)GMD-THP-ZF預(yù)編碼方法 檢測(cè)過(guò)程為
(1)信道分解首先，為簡(jiǎn)便計(jì)算，假設(shè)發(fā)送天線數(shù)等于接收天線數(shù)，H為fxf矩陣,信 道矩陣H經(jīng)過(guò)GMD分解則=其中，Q，P為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣F =
，加權(quán)矩陣
反饋矩陣B=GR ；
(2)預(yù)編碼反饋和求模運(yùn)算x=mud,(c-(B-Ix) 其中，x=c-(B-I)x+d, c+d=Bx,x :B_V v=c+d :
(3)接收端接收信號(hào)及處理
(4)再進(jìn)行模運(yùn)算并判決
'其中，信道 H = Q1^, 噪聲n, l! = C31,其中，Q為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣F = 加權(quán)矩陣
反饋矩陣B=GR?；贛MSE-THP的模代數(shù)預(yù)編碼的基本思想是，在 發(fā)送端發(fā)送功率滿足約束的條件下，盡可能使接收端接收到的數(shù)據(jù)信息與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)
據(jù)信息誤差最小。
可得
2為信號(hào)噪聲功率比。仿真比較
系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置如下多用戶數(shù)(4)；多址干擾(MAI=10dB)；天線數(shù)(4發(fā)4收，6 發(fā)6收)；子載波數(shù)(64)；循環(huán)前綴(20%)；調(diào)制方式(QPSK)；信道環(huán)境(頻率選擇性多徑 Rayleigh信道，多徑數(shù)4徑，每徑延時(shí)一個(gè)符號(hào))。圖3和圖4中分別給出了在4發(fā)4收與6發(fā)6收采用ZF準(zhǔn)則情況下的誤碼率，本 發(fā)明對(duì)VBLAST系統(tǒng)線性迫零方法、迫零方法、線性ZF預(yù)編碼方法、非線性模代數(shù)QR-THP-ZF 預(yù)編碼方法以及本發(fā)明所提出的GMD-THP-ZF預(yù)編碼方法在MIM0-MC-CDMA系統(tǒng)上進(jìn)行仿真 比較。圖中的橫坐標(biāo)表示信噪比，單位為dB，縱坐標(biāo)表示誤比特率。從仿真結(jié)果可知，線性 ZF方法與線性ZF預(yù)編碼方法具有相近的誤比特率性能，但線性ZF預(yù)編碼方法的接收機(jī)具 有較低接收復(fù)雜度；非線性GMD-THP迫零方法的誤比特率性能遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)ZF檢測(cè)方法及 排序ZF檢測(cè)方法，具有比非線性QR-THP迫零方法更優(yōu)的誤碼性能，一定程度上降低了誤碼 率，在誤碼率為1CT3數(shù)量級(jí)上有3"4dB的性能改善。圖5和圖6中分別給出了在4發(fā)4收與6發(fā)6收采用匪SE準(zhǔn)則情況下的誤碼率， 分別對(duì)VBLAST系統(tǒng)非線性匪SE方法、線性匪SE方法、排序匪SE方法、線性匪SE預(yù)編碼方 法以及非線性QR-THP-MMSE預(yù)編碼方法以及本發(fā)明提出的非線性GMD-THP-MMSE預(yù)編碼方 法在MIM0-MC-CDMA系統(tǒng)上進(jìn)行仿真比較。圖中的橫坐標(biāo)表示信噪比，單位為dB，縱坐標(biāo)表 示誤比特率。從仿真結(jié)果可知，線性MMSE方法與線性MMSE預(yù)編碼方法具有相近的誤比特率 性能，但線性MMSE預(yù)編碼方法的接收機(jī)具有較低接收復(fù)雜度；非線性GMD-THP-MMSE方法的 誤比特率性能遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)MMSE檢測(cè)方法及排序MMSE檢測(cè)方法，具有比非線性QR-THP-MMSE 方法更優(yōu)的誤碼性能，一定程度上降低了誤碼率，在誤碼率為1CT3數(shù)量級(jí)上有2_3dB的性能 改善。具體實(shí)施步驟
一、發(fā)射端
1、假設(shè)對(duì)多用戶2發(fā)2收MIM0多載波系統(tǒng)，首先對(duì)用戶u輸入信息進(jìn)行分層映射
2、由圖1所知，對(duì)于u用戶，每根發(fā)送天線進(jìn)行擴(kuò)頻z減,其中，Z 為第u個(gè)用戶第k個(gè)子載波上的擴(kuò)頻碼片，Nc為擴(kuò)頻碼的長(zhǎng)度；
3、根據(jù)幾何均值分解將反饋信道分解為:H= QRP", iljl'.Q, P為酉矩陣，R上三角矩
陣，前饋矩陣F= Q氣加權(quán)矩陣
反饋矩陣B=GR ；
4、非線性模代數(shù)預(yù)編碼由圖2可知，模代數(shù)反饋運(yùn)算的表達(dá)式為
5、將擴(kuò)頻后分層信號(hào)與反饋信道預(yù)編碼矩陣P相乘，則第u個(gè)用戶所對(duì)應(yīng)的第k個(gè)子 載波上信號(hào)矢量表示為
6、每層信號(hào)進(jìn)行OFDM調(diào)制，然后從相應(yīng)的天線發(fā)射出去即可。
二、接收端
1、由式(1)可知，接收信號(hào)由期望用戶信號(hào)、干擾用戶信號(hào)與高斯白噪聲組成。則第u 個(gè)用戶第k個(gè)子載波上的接收信號(hào)矢量
2、在接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收自適應(yīng)功率預(yù)處理，上式變?yōu)?
3、再進(jìn)行
分層空時(shí)譯碼，上式變?yōu)?br> 4、對(duì)接收信號(hào)矢量進(jìn)行相應(yīng)的非線性模代數(shù)處理
5、最后對(duì)接收信信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)并判決，恢復(fù)發(fā)射信號(hào)
其中Dec (.)表示判決運(yùn)算。
權(quán)利要求
一種多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法,其特征在于該方法首先建立預(yù)編碼系統(tǒng)，然后對(duì)該系統(tǒng)中反饋信道信息采用幾何均值分解為酉矩陣與上三角矩陣的乘積，獲得具有相同等效噪聲增益的預(yù)編碼矩陣，再在發(fā)射端多載波碼分多址MC-CDMA子載波信道間進(jìn)行非線性模代數(shù)預(yù)編碼THP，再對(duì)各經(jīng)過(guò)非線性模代數(shù)預(yù)編碼THP后的子載波信號(hào)與由信道幾何均值分解得到的酉矩陣相乘，然后從相應(yīng)的天線發(fā)送出去；在接收端采用迫零ZF準(zhǔn)則或最小均方誤差MMSE準(zhǔn)則進(jìn)行處理。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述預(yù)編碼系統(tǒng)，設(shè)用戶總 數(shù)為U，發(fā)射天線數(shù)為N，接收天線數(shù)為M φ,在發(fā)射端，每個(gè)用戶數(shù)據(jù)經(jīng)垂直分層空時(shí)碼 VBLAST映射、編碼等相關(guān)處理后，形成N層并行數(shù)據(jù)，再對(duì)每層數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻形成數(shù)據(jù)，然 后對(duì)各層數(shù)據(jù)進(jìn)行串并變換、IFFT變換、加循環(huán)前綴、進(jìn)行預(yù)編碼、并變串調(diào)制到各發(fā)射天 線上；在接收端，各接收信號(hào)串并變換、去循環(huán)前綴、FFT等相反操作，頻率選擇性多徑衰落 信道就轉(zhuǎn)化為Nc個(gè)平坦衰落的子信道，則所有M根接收天線第u個(gè)用戶在第k子載波上解 擴(kuò)后的信號(hào)可表示為 分為期望用戶信息，第二部分為其它用戶對(duì)其產(chǎn)生的干擾項(xiàng)，第三部分為高斯白噪聲； Xrt=IIf...Jjff, = [lf·..Cf 和Wrf=Pff …ITiJf 分別為第 k 個(gè)子載波上的 發(fā)送符號(hào)矢量、接收符號(hào)矢量與高斯白噪聲,Ftl =IFiJj是復(fù)數(shù)域上NxN預(yù)編碼矩陣， Grt = P^j是復(fù)數(shù)域上MxN功率調(diào)整接收矩陣， Λ = [/f=]是復(fù)數(shù)域上MxN矩陣，其元 素丑iS(n=1…Ν，"1=1··,)表示第k個(gè)子載波上從發(fā)射天線η到接收天線m間的信道頻響系 數(shù)，為第u個(gè)用戶第k個(gè)子載波上的擴(kuò)頻碼片。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述幾何均值分解過(guò)程為If χ f維的矩陣H的幾何均值分解GMD可以分解為 、p均為酉矩陣，R為U維的實(shí)正線上三角矩陣 其主對(duì)角線元素均矩陣R的對(duì)角線上的元素是等值的 同時(shí)等于χ的所有κ個(gè)正奇異值的幾何均值，滿足
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述模代數(shù)預(yù)編碼THP方 法首先是發(fā)送端對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射，然后經(jīng)過(guò)反饋求模運(yùn)算，再經(jīng)信道加入噪聲，接 收端進(jìn)行相應(yīng)處理再模操作判決。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述求模操作數(shù)學(xué)表達(dá)式 為模數(shù)，Re(·)表示取實(shí)部，Im(·)表示取虛部，[J表示向下取整，求模的目的是主要對(duì)發(fā)送信號(hào)χ的功率進(jìn)行約束，即求模運(yùn)算后，滿足信號(hào)不再是原來(lái)的 星座點(diǎn)，而是均勻分布在邊長(zhǎng)為τ的正方形取點(diǎn)區(qū)域內(nèi)，且跟原星座具有相同分布空間。
6.根據(jù)權(quán)利要求4或5所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述非線性模代數(shù) GMD-THP-ZF預(yù)編碼方法檢測(cè)過(guò)程為(1)信道分解首先，假設(shè)發(fā)送天線數(shù)等于接收天線數(shù)，H為矩陣，信道矩陣H經(jīng) 過(guò)GMD分解則=H = QlPiy,其中，Q、P為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣F= Qff,加權(quán)矩陣 G =—§(1/ ,"'；1/%),反饋矩陣 B=GR ；(2)預(yù)編碼反饋和求模運(yùn)算: 其中， ,直= (3 )接收端接收信號(hào)及處理, ⑷再進(jìn)行模運(yùn)算并判決 ,其中，信道U =QMFm喿聲n,H= <P,其中，Q為酉矩陣，R上三角矩陣，前饋矩陣F = Qir,加權(quán)矩陣G反饋矩陣B=gr。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述基于匪SE-THP的模 代數(shù)預(yù)編碼的基本思想是，在發(fā)送端發(fā)送功率滿足約束的條件下，盡可能使接收端接收到的數(shù)據(jù)信息與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)信息誤差最小 可得 為信號(hào)噪聲功率比。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的非線性預(yù)編碼方法，其特征在于所述接收端接收到信號(hào)后， 在接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收自適應(yīng)功率預(yù)處理，再進(jìn)行分層空時(shí)譯碼及解擴(kuò)處理，最后對(duì)接收信 號(hào)進(jìn)行判決，恢復(fù)發(fā)射信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明涉及多載波碼分多址系統(tǒng)中分層空時(shí)非線性預(yù)編碼方法，該方法首先建立預(yù)編碼系統(tǒng)，對(duì)該系統(tǒng)中反饋信道信息采用幾何均值分解為酉矩陣與上三角矩陣的乘積，獲得具有相同等效噪聲增益的預(yù)編碼矩陣，再在發(fā)射端MC-CDMA子載波信道間進(jìn)行非線性模代數(shù)預(yù)編碼THP，再對(duì)各經(jīng)過(guò)THP后的子載波信號(hào)與由信道幾何均值分解得到的酉矩陣相乘，然后從相應(yīng)的天線發(fā)送出去；在接收端采用迫零ZF準(zhǔn)則或最小均方誤差MMSE準(zhǔn)則進(jìn)行處理；本方法有效地消除分層空時(shí)碼的誤層傳輸效應(yīng)，改善了系統(tǒng)誤碼性能，降低了下行鏈路接收機(jī)的復(fù)雜度，能夠有效地對(duì)抗信道頻率選擇性衰落，從而提高系統(tǒng)的傳輸性能。
文檔編號(hào)H04L1/00GK101854328SQ20101021745
公開(kāi)日2010年10月6日 申請(qǐng)日期2010年7月5日 優(yōu)先權(quán)日2010年7月5日
發(fā)明者傅洪亮, 張?jiān)?, 張德賢, 李紅巖, 楊鐵軍, 梁義濤, 樊超, 陶勇 申請(qǐng)人:河南工業(yè)大學(xué)