本申請要求于2014年6月30日提交的美國申請序列號14/319,599的權(quán)益，該美國申請是于2014年2月12日提交的題為“CRES T FACTOR REDUCTION OF INTER-BAND CARRIER AGGREGATED SIGNALS”的美國申請序列號14/178,536的部分繼續(xù)申請，其涉及并且要求于2013年6月5日提交的題為“CREST FACTOR REDUCTION OF INTER-BAND CARRIER AGGREGATED SIGNALS”的美國臨時申請序列號61/831,339以及于2013年10月3日提交的題為“CREST FACTOR REDUCTION OF INTER-BAND MULTI-STANDARD CARRIER AGGREGATED SIGNALS”的美國臨時申請序列號61/886,317的優(yōu)先權(quán)，這些申請的全部內(nèi)容通過引用并且入本文。

技術(shù)領(lǐng)域

本書面描述涉及無線電發(fā)送器，并且具體地涉及通信系統(tǒng)的無線電發(fā)送器中的載波聚合信號的波峰因子降低。

背景技術(shù)：

可以支持寬傳輸帶寬的頻譜帶的缺乏使得根據(jù)技術(shù)要求的特定集合的多個載波的頻帶內(nèi)或頻帶間聚合產(chǎn)生。這樣的載波聚合信號具有諸如高峰均功率比(PAPR)(通常也稱為波峰因子(CF))和寬帶寬等特性。通過單個功率放大器(PA)對這些載波聚合信號進(jìn)行放大帶來了幾個挑戰(zhàn)。需要PA在多個頻帶上保持良好的功率效率。這已經(jīng)促使最近的研究嘗試開發(fā)高效率、多頻帶和寬帶的設(shè)備，諸如Doherty PA和包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)。此外，由于載波聚合信號的高CF，通常需要這些PA在與它們的峰值功率的避開很遠(yuǎn)的區(qū)域中操作以滿足線性要求。因此，這些PA產(chǎn)生很差的功率效率。

幾種技術(shù)已經(jīng)被設(shè)計用于單頻帶信號的波峰因子降低(CFR)，并且因此增強(qiáng)了PA效率并且降低了施加在數(shù)模轉(zhuǎn)換器上的動態(tài)范圍要求。這些技術(shù)可以分為兩類：無失真方法(通常稱為線性CFR技術(shù))，諸如選擇的映射、部分傳輸序列、音調(diào)注入、音調(diào)預(yù)留、和編碼；以及基于失真的方法(也稱為非線性CFR技術(shù))，諸如限幅/加窗、壓擴(kuò)、主動式星座擴(kuò)展(ACE)和通用ACE方法。

線性技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)比它們的非線性對應(yīng)技術(shù)更大的CF降低，而不會改變信號質(zhì)量。然而，線性技術(shù)通常需要對接收器進(jìn)行修改，該修改可能與現(xiàn)有通信系統(tǒng)不兼容。線性技術(shù)已經(jīng)應(yīng)用于經(jīng)過適當(dāng)?shù)恼{(diào)制和編碼的多載波/單標(biāo)準(zhǔn)信號。然而，由于每個載波中采用的調(diào)制方案之間的不相似性，線性技術(shù)到載波聚合信號的泛化是不可能的。

非線性CFR技術(shù)通常很謹(jǐn)慎地被應(yīng)用，以便獲得最高可能的CF降低，同時不超過失真閾值。這些技術(shù)、特別是限幅/加窗技術(shù)已經(jīng)應(yīng)用于共同位于相同頻譜帶中的多載波信號。然而，將限幅/加窗技術(shù)應(yīng)用于載波聚合信號、特別是當(dāng)每個載波位于不同且寬間隔的頻帶中時是非常具有挑戰(zhàn)性的，因?yàn)橄薹?加窗技術(shù)可能需要非常高并且因此不切實(shí)際的采樣速率。

兩個頻帶上的載波聚合信號(諸如圖1所示)可以表示為

其中x(t)是載波聚合信號，x₁(t)和x₂(t)是每個頻帶中的混合模式信號，和分別表示角頻率ω₁和ω₂附近的x₁(t)和x₂(t)的基帶包絡(luò)。如圖1所示，個體信號x₁(t)和x₂(t)分別具有帶寬B1和B2，并且以頻率間隙S分隔開。

載波聚合信號可以表示為具有角載波頻率的寬帶信號，如下給出：

其中是載波聚合信號的基帶包絡(luò)。基帶包絡(luò)x(t)可以使用雙頻帶或?qū)拵A而不是兩個單頻帶PA來放大，以便減小發(fā)送器的成本和大小。載波聚合可以導(dǎo)致增加的CF，其除非降低否則將需要設(shè)計者在其避開很遠(yuǎn)的區(qū)域中低效地操作雙頻帶PA。

經(jīng)典的限幅/加窗非線性CFR技術(shù)可以應(yīng)用于在這種情況下，CFR模塊可以是單輸入單輸出(SISO)單元，其處理以頻率f_s′采樣的的數(shù)字化版本，其中f_s′≥2·(S+max(B₁/2，B₂/2))，S、B₁和B₂分別表示兩個信號的頻率間隔和帶寬。繼而，數(shù)字化基帶信號可以如下表示：

經(jīng)典的限幅/加窗方法包括監(jiān)測信號包絡(luò)的瞬時幅度，并且將其限制到預(yù)設(shè)閾值以獲得目標(biāo)CF。用于實(shí)現(xiàn)經(jīng)典的限幅/加窗方法的設(shè)備10在圖2中示出?？梢钥闯?，除了限幅12和濾波模塊14之外，圖2的SISO CFR包括上采樣器16、數(shù)字上變頻器18、下采樣器20和下變頻器22。由于該技術(shù)是非線性操作，所以引入頻帶內(nèi)失真和頻帶外頻譜再生。為了實(shí)現(xiàn)可接受的相鄰信道功率比(ACPR)，對經(jīng)限幅的信號進(jìn)行濾波。限幅閾值被設(shè)置為使得CF被減小同時符合誤差矢量幅值(EVM)和ACPR規(guī)定。

兩個載波之間的頻率間隔S通常明顯大于x₁(t)和x₂(t)的帶寬，即B₁和B2，特別是在頻帶間聚合場景的情況下。因此，f_s′會需要顯著大于分別對和數(shù)字化所需要的頻率f_s1和f_s2(f_s1≥2·B_1.，f_s2≥2·B₂)。

例如，假設(shè)載波聚合信號由在2.1GHz附近的15MHz寬帶碼分多址(WCDMA)信號和以2.4GHz為中心的10MHz長期演進(jìn)(LTE)信號組成。對于這樣的組合，最小理論采樣頻率f_s′必須高于610MHz。該采樣頻率顯著高于單獨(dú)表示W(wǎng)CDMA信號和LTE信號所需要的采樣頻率。因此，可見對直接應(yīng)用SISO限幅/加窗意味著高的和不切實(shí)際的采樣速率。與傳統(tǒng)的限幅和加窗方法相關(guān)聯(lián)的高采樣速率要求使得該解決方案在頻帶間載波聚合信號的背景下是次優(yōu)的。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本公開有利地提供了用于多標(biāo)準(zhǔn)載波聚合信號的波峰因子降低的方法和系統(tǒng)。在一個實(shí)施例中，提供了一種提供用于載波聚合信號的波峰因子降低的方法。在一個實(shí)施例中，該方法包括基于載波聚合信號的多個分量載波的基帶表示的瞬時幅度之和來估計載波聚合信號的峰值。載波聚合信號的分量載波的數(shù)目大于或等于2。該方法還包括：如果載波聚合信號的估計的峰值大于預(yù)定義的限幅閾值，則限幅分量載波的基帶表示。

在一個實(shí)施例中，估計載波聚合信號的峰值包括確定載波聚合信號的分量載波的基帶表示的瞬時幅度，以及對載波聚合信號的多個分量載波的基帶表示的瞬時幅度求和以提供載波聚合信號的估計的峰值。

此外，在一個實(shí)施例中，限幅分量載波的基帶表示包括：如果載波聚合信號的估計的峰值大于預(yù)定義的限幅閾值，則對多個分量載波中的每個分量載波應(yīng)用相等的峰值降低。在一個實(shí)施例中，相等的峰值降低被定義為(S-C)/2，其中S是載波聚合信號的分量載波的基帶表示的瞬時幅度之和，C是預(yù)定義的限幅閾值。

在另一實(shí)施例中，限幅分量載波的基帶表示包括：如果載波聚合信號的估計的峰值大于預(yù)定義的限幅閾值，則根據(jù)針對分量載波考慮不同的誤差矢量幅值(EVM)要求的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示。在一個特定實(shí)施例中，根據(jù)針對分量載波考慮不同的EVM要求的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示包括根據(jù)下式來限幅多個分量載波的基帶表示：

其中C是預(yù)定義的限幅閾值，是分量載波的經(jīng)限幅的基帶表示，α₁，..，α_N是滿足條件的峰值降低因子。

在另一實(shí)施例中，估計載波聚合信號的峰值包括確定載波聚合信號的分量載波的基帶表示的瞬時幅度，根據(jù)載波聚合信號的分量載波的平均功率電平來對瞬時幅度加權(quán)，以及對載波聚合信號的分量載波的基帶表示的經(jīng)加權(quán)的瞬時幅度求和以提供載波聚合信號的估計的峰值。在一個實(shí)施例中，對瞬時幅度加權(quán)包括針對每個分量載波如下來計算分量載波的經(jīng)加權(quán)的瞬時幅度：

其中是分量載波的基帶表示，并且G_i是分量載波的加權(quán)因子，其定義為：

其中P_i是分量載波的平均功率電平。

此外，在一個實(shí)施例中，限幅分量載波的基帶表示包括如果載波聚合信號的估計的峰值大于預(yù)定義的限幅閾值，則根據(jù)針對多個分量載波考慮不同的平均功率電平的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示。在一個實(shí)施例中，根據(jù)針對分量載波考慮不同的平均功率電平的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示包括根據(jù)下式來限幅分量載波的基帶表示：

其中C是預(yù)定義的限幅閾值，并且是分量載波的經(jīng)限幅的基帶表示。

在一個實(shí)施例中，根據(jù)針對分量載波考慮不同的平均功率電平的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示包括根據(jù)下式來限幅分量載波的基帶表示：

其中C是預(yù)定義的限幅閾值，并且是分量載波的經(jīng)限幅的基帶表示。

在一個實(shí)施例中，限幅分量載波的基帶表示包括：如果載波聚合信號的估計的峰值大于預(yù)定義的限幅閾值，則根據(jù)既針對分量載波考慮不同的平均功率電平又針對分量載波考慮不同的EVM要求的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示。在一個實(shí)施例中，根據(jù)既針對分量載波考慮不同的平均功率電平又考慮不同的EVM要求的波峰因子降低方案來限幅分量載波的基帶表示包括：根據(jù)下式來限幅分量載波的基帶表示：

其中C是預(yù)定義的限幅閾值，是分量載波的經(jīng)限幅的基帶表示，α₁，··，α_N是滿足條件的峰值降低因子。

在一個實(shí)施例中，提供了一種用于載波聚合信號的波峰因子降低系統(tǒng)。在一個實(shí)施例中，波峰因子降低系統(tǒng)包括信號幅度估計器和限幅電路。信號幅度估計器被配置成估計包括多個分量載波的載波聚合信號的峰值，其中分量載波的數(shù)目大于或等于2。信號幅度估計器被配置成基于分量載波的基帶表示的瞬時幅度之和來估計載波聚合信號的峰值。限幅電路被配置成如果載波聚合信號的估計的峰值大于預(yù)定義的限幅閾值，則限幅分量載波的基帶表示。

根據(jù)一方面，本公開提供了一種降低頻帶間載波聚合信號的波峰因子的方法，頻帶間載波信號包括多個載波信號。該方法包括計算頻帶間載波聚合信號的多個載波信號中的每個載波信號的幅度?；诙鄠€載波信號的所計算的幅度之和來產(chǎn)生載波信號的組合的包絡(luò)的估計。將載波信號的組合的包絡(luò)的估計與限幅閾值進(jìn)行比較，以確定是否限幅多個載波信號中的每個。

根據(jù)這一方面，在一些實(shí)施例中，形成多個載波信號中的第一載波信號的所計算的幅度與多個載波信號中的每個載波信號的幅度的所估計的和的比率。將該比率乘以限幅閾值以限幅多個載波信號中的第一載波信號。在一些實(shí)施例中，多個載波信號中的第一載波信號被調(diào)制為寬帶碼分多址(WCDMA)載波信號，并且多個載波信號中的第二載波信號被調(diào)制為長期演進(jìn)(LTE)載波信號。在一些實(shí)施例中，該方法還包括對多個載波信號中的每個經(jīng)限幅的載波信號進(jìn)行濾波，以減少頻帶外頻譜再生長。在一些實(shí)施例中，該方法包括分別限幅多個載波信號中的每個載波信號。在一些實(shí)施例中，多個載波信號的數(shù)量超過2。在一些實(shí)施例中，該方法還包括以作為多個載波信號的帶寬中的最大帶寬的至少兩倍的速率對多個載波信號中的每個載波信號進(jìn)行采樣。采樣速率可以實(shí)質(zhì)上小于任何兩個載波信號之間的最小頻率間隔。

根據(jù)另一方面，本公開提供了一種用于降低頻帶間載波聚合信號的波峰因子的裝置，頻帶間載波聚合信號包括多個載波信號。該裝置包括多個信號幅度計算器，針對多個載波信號中的每個載波信號包括一個信號幅度計算器。多個信號幅度計算器中的每個被配置成計算多個載波信號中的相應(yīng)載波信號的幅度。加法器被配置成將所計算的載波信號幅度相加以產(chǎn)生復(fù)合信號，復(fù)合信號是多個載波信號的包絡(luò)的估計。多個限幅器(針對多個載波信號中的每個載波信號包括一個限幅器)被配置成對多個載波信號中的相應(yīng)的載波信號執(zhí)行限幅操作。

根據(jù)這一方面，在一些實(shí)施例中，限幅器的限幅操作的執(zhí)行取決于復(fù)合信號超過限幅閾值。在一些實(shí)施例中，限幅基于多個載波信號中的相應(yīng)的載波信號的所計算的幅度與復(fù)合信號的比率，并且將該比率乘以限幅閾值以限幅多個載波信號中的相應(yīng)的載波信號。在一些實(shí)施例中，根據(jù)第一調(diào)制方案來調(diào)制多個載波信號中的第一載波信號，并且根據(jù)不同于第一調(diào)制方案的第二調(diào)制方案來調(diào)制多個載波信號中的第二載波信號。在一些實(shí)施例中，采樣速率實(shí)質(zhì)上小于多個載波信號中的任意兩個載波信號之間的最近間隔。在一些實(shí)施例中，每個載波以實(shí)質(zhì)上小于多個載波信號中的任意兩個載波信號之間的最近間隔的速率進(jìn)行采樣。

根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供了一種波峰因子降低電路。該電路包括多個輸入端，針對多個載波信號中的每個載波信號包括一個輸入端。該電路還包括多個信號幅度計算器。每個信號幅度計算器耦合至多個輸入端中的不同的輸入端以接收多個載波信號中的不同的載波信號，并且被配置成計算所接收的載波信號的幅度。加法器被配置成將來自多個信號幅度計算器的所計算的幅度相加以產(chǎn)生復(fù)合信號，從而產(chǎn)生個體載波信號幅度估計的包絡(luò)的估計。比較器被配置成將復(fù)合信號與閾值進(jìn)行比較以確定是否限幅多個載波信號的幅度。

根據(jù)這一方面，在一些實(shí)施例中，該電路還包括用于多個載波信號中的每個載波信號的限幅器，限幅器用于在復(fù)合信號超過閾值的情況下限幅相應(yīng)載波信號的幅度。在一些實(shí)施例中，每個限幅器形成多個載波信號中的載波信號的所估計的幅度與復(fù)合信號的比率，并且將該比率乘以閾值以限幅載波信號。在一些實(shí)施例中，該電路包括采樣器，采樣器用于以實(shí)質(zhì)上小于多個載波信號中的任意兩個載波信號之間的最小頻率間隔的速率對多個載波信號中的每個載波信號進(jìn)行采樣。在一些實(shí)施例中，該電路包括應(yīng)用于每個經(jīng)限幅的信號以減少由于限幅引起的頻譜再生長的低通濾波器。

在結(jié)合附圖閱讀以下對實(shí)施例的詳細(xì)描述之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解本公開的范圍并且實(shí)現(xiàn)其另外的方面。

附圖說明

包含在本說明書中并且形成本說明書的一部分的附圖示出了本公開的幾個方面，并且與說明書一起用于解釋本公開的原理。

圖1是由頻率跨度分開的兩個載波信號的示圖；

圖2是已知的波峰因子降低電路的框圖；

圖3是根據(jù)本公開的原理構(gòu)造的波峰因子降低電路的框圖；

圖4是兩個載波信號和由它們的組合產(chǎn)生的信號的曲線圖；

圖5是根據(jù)本公開的原理構(gòu)造的波峰因子降低電路的框圖；

圖6是單輸入單輸出(SISO)波峰因子降低電路和雙輸入雙輸出(DIDO)波峰因子降低電路的實(shí)驗(yàn)誤差矢量幅值(EVM)性能的曲線圖；

圖7是SISO和DIDO的波峰因子降低電路的功率輸出的曲線圖；

圖8是SISO和DIDO波峰因子降低電路的實(shí)驗(yàn)EVM性能的曲線圖；

圖9是SISO和DIDO的波峰因子降低電路的功率輸出的曲線圖；

圖10是具有不相等的平均功率電平的兩個分量載波的兩分量載波波峰因子降低技術(shù)(2CC-CFR)的實(shí)驗(yàn)EVM性能相對于傳統(tǒng)的波峰因子降低(CFR)的實(shí)驗(yàn)EVM性能的曲線圖；

圖11是示出了針對具有不相等的平均功率電平的兩個分量載波使用2CC-CFR時相對于使用傳統(tǒng)的CFR時的由于非線性限幅操作引起的實(shí)驗(yàn)頻譜再生的曲線圖；

圖12是具有不同的EVM要求的兩個分量載波的2CC-CFR的實(shí)驗(yàn)EVM性能相對于傳統(tǒng)的CFR的實(shí)驗(yàn)EVM性能的曲線圖；

圖13是示出了針對具有不同的EVM要求的兩個分量載波使用2CC-CFR時相對于使用傳統(tǒng)的CFR時的由于非線性限幅操作引起的實(shí)驗(yàn)頻譜再生的曲線圖；

圖14是SISO和三頻帶波峰因子降低電路的實(shí)驗(yàn)EVM性能的曲線圖；

圖15是SISO和三頻帶電路的波峰因子降低電路的功率輸出的曲線圖；

圖16是根據(jù)本公開的原理的用于實(shí)現(xiàn)波峰因子降低的示例性過程的流程圖；以及

圖17是根據(jù)本公開的原理的用于實(shí)現(xiàn)波峰因子降低的示例性過程的另外的步驟的流程圖。

具體實(shí)施方式

下面闡述的實(shí)施例表示使得本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠?qū)嵺`實(shí)施例并且示出實(shí)踐實(shí)施例的最佳模式的信息。在根據(jù)附圖閱讀以下描述時，本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解本公開的概念，并且將認(rèn)識到本文中沒有具體涉及的這些概念的應(yīng)用。應(yīng)當(dāng)理解，這些概念和應(yīng)用落入本公開和所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)。

在詳細(xì)描述根據(jù)本公開的示例性實(shí)施例之前，應(yīng)當(dāng)注意，實(shí)施例主要在于與頻帶間多標(biāo)準(zhǔn)載波聚合信號的波峰因子降低有關(guān)的裝置部件和處理步驟的組合。因此，系統(tǒng)和方法組成在適當(dāng)?shù)那闆r下在附圖中用傳統(tǒng)符號表示，僅示出與理解本公開的實(shí)施例相關(guān)的那些具體細(xì)節(jié)，以防用對于受益于本文中的描述的本領(lǐng)域普通技術(shù)人員很明顯的細(xì)節(jié)模糊本公開。

如本文所使用的，諸如“第一”和“第二”、“頂部”和“底部”等關(guān)系術(shù)語可以僅用于將一個實(shí)體或元件與另一實(shí)體或元件區(qū)分開，而不必要求或暗示這些實(shí)體或元件之間的任何物理或邏輯關(guān)系或順序。

現(xiàn)在參考附圖，其中相同的附圖標(biāo)記表示相同的元件，圖3中示出了雙輸入雙輸出(DIDO)波峰因子降低(CFR)系統(tǒng)24，其包括信號幅度估計器(SAE)26，SAE 26用于使用兩個載波的基帶信號來計算載波聚合信號的瞬時幅度，作為CFR過程的第一步。SAE 26可以使用各種類型的硬件(包括但不限于專用集成電路、數(shù)字信號處理器)或者通過處理器執(zhí)行編程軟件來實(shí)現(xiàn)，以執(zhí)行本文中所描述的處理功能。這樣的編程軟件可以存儲在非暫態(tài)存儲器設(shè)備中。

首先，等式(2)中給出的載波聚合信號的包絡(luò)的表達(dá)式可以重寫如下：

其中和分別是和的瞬時相位。指數(shù)中的項(xiàng)和表明和之間的附加相位差，其以遠(yuǎn)高于和的速度出現(xiàn)。事實(shí)上，等式(4)的右側(cè)的兩項(xiàng)在兩個基帶包絡(luò)明顯演變之前的給定時刻t₀可以是同相的，即：

在時刻t₀，載波聚合信號包絡(luò)由給出。因此，載波聚合過程產(chǎn)生瞬時的完全相長的加法，即使兩個載波的包絡(luò)是異相的，即因此，載波聚合信號的包絡(luò)由下式給出

結(jié)果，可以通過監(jiān)測兩個載波的基帶信號的幅值來估計載波聚合信號的波峰因子(CF)。此外，等式(5)表明可以使用以速率f_s＝max(f_s1，f_s2)采樣的和的包絡(luò)來獲取的包絡(luò)。

因此，可以將包絡(luò)估計為以作為個體載波信號的奈奎斯特速率的最大值的奈奎斯特速率采樣的多個載波信號的幅度之和。由于與載波信號相關(guān)聯(lián)的帶寬實(shí)質(zhì)上小于載波信號之間的間隔，所以包絡(luò)的采樣速率實(shí)質(zhì)上小于載波信號之間的間隔。例如，與載波信號相關(guān)聯(lián)的典型帶寬可以是15MHz，而載波信號之間的間隔可以是300MHz。以基于與載波信號相關(guān)聯(lián)的帶寬的奈奎斯特速率進(jìn)行采樣將導(dǎo)致以大約30MHz的速率進(jìn)行采樣，該速率實(shí)質(zhì)上小于基于載波信號之間的間隔的330MHz的采樣速率，即比采樣速率小數(shù)量級10。幅度由幅值運(yùn)算器23來計算，并且多個載波信號的幅度之和由加法器25來獲取。用于計算等式(6)的表達(dá)式的幅值運(yùn)算器23和加法器25可以統(tǒng)稱為信號幅度估計器(SAE)或信號幅度計算器26。

因此，一個實(shí)施例是用于降低頻帶間載波聚合信號的波峰因子的裝置，頻帶間載波聚合信號包括多個載波信號。該裝置包括多個信號幅度計算器26，針對多個載波信號中的每個載波信號包括一個信號幅度計數(shù)器26。多個信號幅度計算器26中的每個被配置成計算多個載波信號中的相應(yīng)載波信號的幅度。加法器25被配置成將所計算的載波信號幅度相加以產(chǎn)生復(fù)合信號，復(fù)合信號是多個載波信號的包絡(luò)的估計。多個限幅器27(針對多個載波信號中的每個載波信號有一個限幅器27)被配置成對多個載波信號中的相應(yīng)載波信號執(zhí)行限幅操作。低通濾波器29減少頻帶外頻譜再生長。注意，雖然圖3示出了僅用于兩個頻帶的波峰因子降低的功能，然而實(shí)施例可以通過參考圖3描述的原理的直接擴(kuò)展來提供具有三個或更多頻帶的信號的波峰因子降低。

圖4示出了被組合以產(chǎn)生所得到的信號32的兩個正弦波28和30。兩個正弦波28和30的兩個幅值之和提供所得到的載波聚合信號32的包絡(luò)34的良好估計。因此，給定任意限幅閾值C，可以通過如下對每個載波基帶信號進(jìn)行限幅來獲得由具有相應(yīng)包絡(luò)和的兩個載波組成的載波聚合信號的CFR：

可以由限幅器27針對每個載波信號執(zhí)行限幅功能?？梢岳缤ㄟ^專用集成電路或上述硬件和/或軟件的其他組合來執(zhí)行限幅。等式(7)的CFR在本文中被稱為具有成比例的峰值降低的兩分量載波波峰因子降低(2CC-CFR)。

在另一實(shí)施例中，給定任意限幅閾值C和載波聚合信號峰值S，其中和是兩個分量載波的包絡(luò)，將超閾值變量E定義為E＝S-C，則CFR可以通過從兩個分量載波中的每個分量載波的幅值減去超閾值的一半(即，)來實(shí)現(xiàn)，如等式(8)中給出的。

等式(8)的限幅函數(shù)可以由限幅器27針對每個載波信號執(zhí)行。可以例如通過專用集成電路或上述硬件和/或軟件的其他組合來執(zhí)行限幅。等式(8)的CFR在本文中被稱為每個分量載波具有相等的峰值降低的2CC-CFR。

兩分量載波聚合信號的每個分量載波的功率可以顯著不同以適應(yīng)無線電鏈路要求。如果P₁和P₂表示兩個分量載波的平均功率電平，則等式(7)和(8)的2CC-CFR技術(shù)可以應(yīng)用于它們的縮放后的包絡(luò)信號和其中并且在一個實(shí)施例中，SAE 26還包括加權(quán)電路或函數(shù)82，其操作以將權(quán)重G₁和G₂應(yīng)用于由幅度運(yùn)算器23輸出的相應(yīng)分量載波的瞬時幅度，如圖5所示。然后，如果分量載波的經(jīng)加權(quán)的瞬時幅度之和大于預(yù)定義的限幅閾值C，則限幅器27提供限幅分量載波的CFR方案。具體地，在一個實(shí)施例中，CFR系統(tǒng)24執(zhí)行針對具有不相等的功率電平的兩個分量載波具有成比例的峰值降低的2CC-CFR，如下：

注意，在兩個頻帶的功率電平相等的情況下，等式(9)可以簡化為等式(7)。等式(9)的CFR在本文中被稱為針對具有不相等的功率電平的兩個分量載波具有成比例的峰值降低的2CC-CFR。

同樣，在另一實(shí)施例中，CFR系統(tǒng)24操作以估計載波聚合信號的峰值，并且針對具有不相等的功率的分量載波執(zhí)行每個分量載波具有相等的峰值降低的2CC-CFR，如下：

注意，在兩個頻帶的功率電平相等的情況下，等式(10)可以簡化為等式(8)。等式(10)的CFR在本文中被稱為針對具有不相等的功率電平的兩個CC具有相等的峰值降低的2CC-CFR。

在一些載波聚合場景中，不同的分量載波可以具有施加不同的誤差矢量幅值(EVM)要求的不同的調(diào)制方案。一個示例是由一個正交相移鍵控(QPSK)信號和一個64正交幅度調(diào)制(64QAM)信號形成的載波聚合信號。根據(jù)ETSI TS 136 104，“Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)；Base Station(BS)radio transmission and reception(3GPP TS 36.104version 11.3.1Release 11)”V11.3.1，2013年2月，最大可容許EVM失真對于前一信號為17.5％，對于后一信號為8％。等式(10)中的2CC-CFR解決方案對兩個分量載波應(yīng)用相同的峰值降低因子，而下面等式(11)中的2CC-CFR解決方案不適應(yīng)信號EVM要求，但是貢獻(xiàn)聚合峰值。

因此，在等式(7)和(8)中，限幅余量由較低的EVM界限(在該示例中為8％)來限制。更好的方法是采用通過不相等的峰值降低因子利用由更簡單的調(diào)制方案提供的額外的EVM余量，如等式(11)所給出的。

在等式(11)中，α₁和α₂是兩個峰值降低因子并且滿足條件α₁+α₂＝1。注意，在等式(11)中，經(jīng)峰值降低的包絡(luò)和的計算涉及α₁和α₂兩者，然而，峰值估計器保持與等式(11)中相同，即，在峰值估計中不需要α₁和α₂。α₁和α₂的值共同變化，直到滿足兩個EVM要求。等式(11)的CFR在本文中被稱為針對不同的分量載波EVM要求縮放的具有相等的峰值降低的2CC-CFR。

注意，盡管上面分別描述了用于具有不相等的平均功率電平的分量載波的CFR的技術(shù)和用于具有不同的EVM要求的分量載波的CFR的技術(shù)，但是可以組合這兩種技術(shù)來提供用于具有不相等的平均功率電平和不同的EVM要求的分量載波的CFR，如下。另外，如果P₁和P₂表示兩個分量載波的平均功率電平，則所提出的CFR技術(shù)可以應(yīng)用于它們的縮放之后的包絡(luò)信號和其中并且具有不相等的功率電平和不同的EVM要求的載波聚合信號的峰值估計和2CC-CFR可以如下實(shí)現(xiàn)：

在等式(12)中，α₁和α₂是兩個峰值降低因子并且滿足條件α₁+α₂＝1。注意，在等式(12)中，經(jīng)峰值降低的包絡(luò)和的計算涉及α₁和α₂兩者。α₁和α₂的值共同變化，直到滿足兩個EVM要求。

注意，上述兩個載波的結(jié)果可以直接擴(kuò)展到多于兩個載波。多頻帶上的載波聚合信號由下式給出：

其中N是載波聚合頻帶的數(shù)目，x(t)是載波聚合信號，x_i(t)是第i個頻帶中的混合模式信號，表示x_i(t)的角頻率ω_i附近的基帶包絡(luò)。

為了通過傳統(tǒng)手段限幅信號x(t)，可以將其建模為在由兩個頻譜極值的中點(diǎn)給出的載波角頻率ω₀附近的一個包絡(luò)信號：

在這種情況下，信號的采樣速率應(yīng)該是

其中f_s′是混合信號所需要的采樣速率，并且B_i是信號的帶寬?；蛘撸梢允境?，

因此，可以通過監(jiān)測不同載波的基帶信號的幅值來估計載波聚合信號的CF。的包絡(luò)可以使用以速率采樣的的包絡(luò)來獲得，其中B_i是信號|x_i(t)|的帶寬。

因此，給定任意限幅閾值C，可以通過如下對每個載波基帶信號進(jìn)行限幅來獲得使用成比例峰值降低的載波聚合信號的CFR：

對于三頻帶信號的情況，具有成比例的峰值降低的三輸入三輸出CFR被實(shí)現(xiàn)為：

類似地，給定任意限幅閾值C，可以通過如下對每個載波基帶信號限幅來獲得具有不相等的功率電平的任意數(shù)目(N)的分量載波的載波聚合信號的CFR。如果P_i表示第i個分量載波的平均功率電平，則所提出的CFR技術(shù)可以應(yīng)用于其縮放之后的包絡(luò)信號其中具有不相等的功率電平的載波聚合信號的峰值估計和多分量載波CFR(MCC-CFR)可以如下實(shí)現(xiàn)：

類似地，給定任意限幅閾值C，可以通過如下對每個載波基帶信號限幅來獲得具有不相等的功率電平和不同的EVM要求的任意數(shù)目(N)的分量載波的載波聚合信號的CFR。如果P_i表示第i個分量載波的平均功率電平，則所提出的CFR技術(shù)可以應(yīng)用于其縮放之后的包絡(luò)信號其中具有不相等的功率電平和不同的EVM要求的載波聚合信號的峰值估計和MCC-CFR可以如下實(shí)現(xiàn)：

在等式(16)中，α_k是分量載波的峰值降低因子。峰值降低因子α₁，..，α_N滿足條件并且共同變化，直到滿足不同分量載波的EVM要求。注意，雖然等式(16)給出用于具有不相等的功率電平和不同的EVM要求的多分量載波(MCC)的CFR技術(shù)，但是其可以容易地修改以提供用于不相等的功率電平的MCC-CFR(即，通過去除α_k項(xiàng))或提供用于不同的EVM要求的MCC-CFR(即，通過去除G_k項(xiàng))。

為了測試用于上述等式(7)的成比例峰值降低的2CC-CFR技術(shù)，合成頻帶間載波聚合信號，其由以300MHz分隔開的10MHz 2C寬帶碼分多址(WCDMA)信號和15MHz長期演進(jìn)(LTE)信號組成。DIDO CFR方法和單輸入單輸出(SISO)CFR方法都應(yīng)用于合成載波聚合信號。SISO CFR技術(shù)在等于f_s′＝610MHz的采樣頻率下進(jìn)行。接下來，將DIDO CFR技術(shù)應(yīng)用于兩個單獨(dú)的基帶分量，并且以等于f_s＝92.16MHz的采樣頻率執(zhí)行DIDO CFR技術(shù)。兩種方法相對于目標(biāo)峰均功率比(PAPR)的EVM性能在圖6中示出，由于非線性限幅操作引起的頻譜再生長在圖7中示出。圖6示出了使用SISO CFR 36的頻帶1的EVM性能、使用SISO CFR 38的頻帶2的EVM性能、使用DIDO CFR 40的頻帶1的EVM性能和使用DIDO CFR 42的頻帶2的EVM性能。顯然，使用本文中所描述的CFR方法導(dǎo)致EVM的實(shí)質(zhì)減少。類似地，圖7示出了在使用濾波48的情況下SISO CFR 44、DIDO CFR 46和DIDO CFR的相對于頻率的功率。顯然，本文中所描述的CFR方法帶來由于失真引起的頻帶外信號的實(shí)質(zhì)減少。

為了去除DIDO CFR 46的頻帶外頻譜再生長，通過濾波/加窗過程29對經(jīng)限幅的信號進(jìn)行濾波。濾波結(jié)果由具有濾波曲線48的DIDO CFR給出。注意，濾波由于其較差的性能而沒有應(yīng)用于SISO CFR。表1總結(jié)了原始信號特性以及在使用和沒有使用濾波的情況下的DIDO CFR的結(jié)果。原始頻率聚合信號的PAPR從10.5dB減少到9dB，其中EVM約為0.7％。限幅/加窗迭代實(shí)現(xiàn)了以將EVM增加到1.3％為代價來去除頻譜再生長，其仍然可以由不同的調(diào)制方案(例如二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)、QPSK等)接受。

關(guān)于SISO CFR性能，除了其高達(dá)輸入信號的奈奎斯特速率的5倍的高的采樣速率之外，在圖6和圖7中示出，與DIDO CFR情況相比，EVM和頻譜再生明顯很差。這兩種方法相對于目標(biāo)PAPR的EVM性能在圖8中示出，并且由于非線性限幅操作引起的頻譜再生長在圖9中示出。圖8示出了使用SISO CFR 50的頻帶1的EVM、使用SISO CFR 52的頻帶2的EVM、使用DIDO CFR 54的頻帶1的EVM、以及使用DIDO CFR 56的頻帶2的DIDO。圖9示出了在使用濾波62的情況下的SISO CFR 58、DIDO CFR 60和DIDO CFR的相對于頻率的功率。

上面討論的用于合成的頻帶間載波聚合信號的原始的、經(jīng)限幅的、以及經(jīng)限幅且濾波的信號特性在下面的表2中示出。盡管結(jié)果與高頻率分隔的情況相當(dāng)，但是圖9中的SISO CFR信號58的頻譜圖揭示了由于同時作用在兩個信號上的非線性限幅操作引起的互調(diào)失真分量的存在。這不同于其中每個信號被單獨(dú)限幅的DIDO CFR情況60、62。因此，SISO技術(shù)產(chǎn)生更多的頻帶內(nèi)和頻帶外二者的失真。

上面還描述了具有不相等的功率電平的分量載波的2CC-CFR的實(shí)施例。為了驗(yàn)證等式(9)的特定實(shí)施例，使用由上面選擇的相同分量載波組成的測試信號。然而，在這種情況下，兩個分量載波信號被分配不相等的平均功率，即第二分量載波的平均功率被設(shè)置為比第一分量載波高10dB。將具有不相等的功率電平的載波的等式(9)的2CC-CFR和傳統(tǒng)的CFR方法都應(yīng)用于合成的載波聚合信號。傳統(tǒng)的CFR技術(shù)以等于f_s′＝610Msps的采樣頻率進(jìn)行。接下來，將等式(9)的2CC-CFR技術(shù)應(yīng)用于兩個單獨(dú)的分量載波，并且以等于f_s＝92.16Msps的采樣頻率執(zhí)行等式(9)的2CC-CFR技術(shù)。應(yīng)用于等式(9)的2CC-CFR的限幅/加窗迭代實(shí)現(xiàn)了去除由目標(biāo)CF處的非線性限幅操作造成的頻譜再生長。這兩種方法相對于目標(biāo)CF的EVM性能在圖10中示出，并且由于非線性限幅操作引起的頻譜再生長在圖11中示出。

以下表3總結(jié)了原始信號特性以及在使用和沒有使用濾波的情況下的CFR的結(jié)果。特別地，表3提供了具有不相等的功率電平的兩個分量載波的原始信號和經(jīng)峰值降低的信號的PAPR和EVM。原始頻率聚合信號的CF從9.9dB減少到7.9dB，其中EVM失真大約為1.7％和2.7％，第一和第二頻帶的相鄰信道泄漏功率比(ACLR)分別為-55dBc和-50dBc。發(fā)現(xiàn)，第二頻帶比第一頻帶稍微更加失真(EVM高1％并且ACLR高5dB)。然而，在傳統(tǒng)的CFR的情況下，如圖10中所示，與EVM失真高20％并且ACLR失真高10dB(ACLR對于頻帶1和頻帶2分別為-15dBc和-25dBc)的第二分量載波相比，第一分量載波嚴(yán)重失真。

以上還描述了具有不同的EVM要求的分量載波的2CC-CFR的實(shí)施例。為了驗(yàn)證等式(11)的特定實(shí)施例，合成由以300MHz分隔開的15MHz LTE 64QAM信號和15MHz LTE QPSK信號組成的載波聚合信號。如上所述，64QAM信號的EVM規(guī)定為8％，QPSK信號的EVM規(guī)定為17.5％。將等式(8)的具有相等的EVM要求的分量載波的CFR和等式(11)的具有不同的EVM要求的載波的CFR都應(yīng)用于合成的載波聚合信號。將兩種2CC-CFR技術(shù)應(yīng)用于兩個單獨(dú)的分量載波，并且以等于f_s＝92.16Msps的采樣頻率執(zhí)行兩種2CC-CFR技術(shù)。總之，應(yīng)用4個限幅/加窗迭代以實(shí)現(xiàn)去除由目標(biāo)CF處的非線性限幅操作造成的頻譜再生長。這兩種方法相對于目標(biāo)CF的EVM性能在圖12中示出，并且由于非線性限幅操作引起的頻譜再生長在圖13中示出。

以下表4總結(jié)了用于具有不同的EVM要求的分量載波的所提出的CFR的原始的、經(jīng)峰值降低的和經(jīng)濾波的信號特性。特別地，表4提供了原始信號和經(jīng)峰值降低的信號的PAPR和EVM。原始頻率聚合信號的CF從11.8dB減少到9.05dB，其中第一和第二頻帶的EVM失真分別大約為1.4％和3.2％，兩個分量載波的ACLR為-67dBc。示出了，QPSK信號比64QAM信號更加失真(在濾波之前EVM高2％并且ACLR高7dB)。然而，在具有相同的EVM要求的CFR的情況下，如圖11中所示，兩個頻帶相等地失真，并且可能的峰值降低受64QAM信號要求的限制。

上面還提供了MCC-CFR的實(shí)施例。在這點(diǎn)上，在另一示例中，合成了由15MHz LTE信號、20MHz 2C WCDMA信號和5MHz LTE信號組成的頻帶間載波聚合信號。第一和第二信號以100MHz分隔開。第二和第三信號也以100MHz分隔開。因此，整個信號分隔為200MHz。將三頻帶CFR方法和SISO CFR方法都應(yīng)用于合成的載波聚合信號。SISO CFR技術(shù)以等于f_s′＝420MHz的采樣頻率進(jìn)行。接下來，將三頻帶CFR技術(shù)應(yīng)用于兩個單獨(dú)的基帶分量，并且以等于f_s＝92.16MHz的采樣頻率執(zhí)行三頻帶CFR技術(shù)。這兩種方法相對于目標(biāo)PAPR的EVM性能在圖14中示出，并且由于非線性限幅操作引起的頻譜再生長在圖15中示出。圖14示出了使用SISO CFR 64的頻帶1的EVM、使用SISO CFR 66的頻帶2的EVM、使用SISO CFR 68的頻帶3的EVM、使用三頻帶CFR 68的頻帶1的EVM、使用三頻帶CFR 72的頻帶2的EVM、以及使用三頻帶CFR 74的頻帶3的EVM。圖15示出了在使用濾波80的情況下的SISO CFR 76、三頻帶CFR 78和三頻帶CFR的相對于頻率的功率。

上面討論的合成的三頻帶載波聚合信號的原始的和經(jīng)限幅的信號特性在下面的表5中概述。示出了，由于上面詳述的相同原因，三頻帶CFR的性能優(yōu)于SISO CFR。

作為本文中所描述的技術(shù)的應(yīng)用，將CFR的輸出信號應(yīng)用于兩個功率放大器，即45W氮化鎵(GaN)單端功率放大器(PA)和250W橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體(LDMOS)Doherty PA。因此，使用2％的閾值作為最大可容許的EVM，三頻帶CFR允許PAPR降低大約2dB，而SISO方法被限為PAPR降低0.5dB。效率結(jié)果在表6中示出。示出了，測試信號的所實(shí)現(xiàn)的CFR允許有效平均功率電平顯著提高約2dB，并且當(dāng)測試信號被應(yīng)用于兩個待測放大器時，功率效率增加高達(dá)5％。

已經(jīng)描述了適用于在兩個和三個頻帶上的頻帶間多標(biāo)準(zhǔn)載波聚合信號的多輸入多輸出(MIMO)CFR技術(shù)。與傳統(tǒng)的SISO CFR方法相比，所提出的MIMO CFR實(shí)現(xiàn)了采樣速率的顯著降低，其與兩個載波的帶寬的最大值、而不是它們之間的間隔成比例。所提出的CFR方法在由LTE和WCDMA信號組成的300MHz雙頻帶和200MHz三頻帶多標(biāo)準(zhǔn)載波聚合波形上演示。聚合的信號的CF成功地從11.3dB降低到9.5dB，同時使得對輸出信號的EVM和相鄰信道功率比(ACPR)的影響最小化。注意，盡管這里示出了僅用于兩個和三個頻帶的CFR的示例，但是實(shí)施例不限于兩個和三個頻帶。涵蓋用于三個以上頻帶的CFR的實(shí)施例，并且其為本文所論述的實(shí)施例的直接擴(kuò)展。

圖16是用于降低頻帶間載波聚合信號的CF的示例性過程的流程圖。估計多個載波信號中的每個載波信號的幅度(框S100)。基于多個載波信號的所估計的幅度之和來產(chǎn)生載波信號的組合的包絡(luò)的估計(框S102)。如上所述，在一些實(shí)施例中，載波聚合信號的包絡(luò)或峰值的估計是分量載波的基帶表示的瞬時幅度之和的函數(shù)。然而，在CFR方案考慮分量載波的不相等的平均功率電平的其他實(shí)施例中，對瞬時幅度進(jìn)行加權(quán)，并且將經(jīng)加權(quán)的瞬時幅度相加以提供對載波聚合信號的包絡(luò)或峰值的估計。將載波信號的組合的包絡(luò)的估計與限幅閾值進(jìn)行比較，以確定是否對多個載波信號中的每個載波信號進(jìn)行限幅(框S104)。繼續(xù)圖17，如果包絡(luò)超過限幅閾值(框S105)，則在一個實(shí)施例中，形成第一載波信號的所估計的幅度與多個載波信號中的每個載波信號的幅度之和的比率；針對每個載波信號形成這個比率(框S106)。將每個比率乘以限幅閾值(框S108)。然后應(yīng)用低通濾波器以減少頻譜再生長(框S110)。注意，框S108和S110將根據(jù)具體實(shí)施例而變化。

通過基于個體載波的所估計的幅度之和來估計載波信號的組合的包絡(luò)，可以確定何時使用約等于個體載波信號的帶寬的兩倍的采樣速率、而不是以約等于載波信號之間的間隔的采樣速率來對載波信號限幅。

本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解，本公開不限于上面已經(jīng)具體示出和描述的內(nèi)容。此外，除非在上面相反地提及，否則應(yīng)當(dāng)注意，所有附圖不是按比例的。根據(jù)上述教導(dǎo)，在不脫離僅由所附權(quán)利要求限制的本公開的范圍和精神的情況下，各種修改和變化是可能的。

在整個本公開中使用以下縮寫詞。

·2CC-CFR 兩分量載波波峰因子降低

·64QAM 64正交幅度調(diào)制

·ACE 主動式星座擴(kuò)展

·ACLR 相鄰信道泄漏功率比

·ACPR 相鄰信道功率比

·BPSK 二進(jìn)制相移鍵控

·CF 波峰因子

·CFR 波峰因子降低

·DIDO 雙輸入雙輸出

·EVM 誤差矢量幅值

·GaN 氮化鎵

·LDMOS 橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體

·LTE 長期演進(jìn)

·MCC 多分量載波

·MCC-CFR 多分量載波波峰因子降低

·MIMO 多輸入多輸出

·MSK 主會話密鑰

·PA 功率放大器

·PAPR 峰均功率比

·QPSK 正交相移鍵控

·SAE 信號幅度估計器

·SISO 單輸入單輸出

·WCDMA 寬帶碼分多址

本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到對本公開的實(shí)施例的改進(jìn)和修改。所有這些改進(jìn)和修改被認(rèn)為在本文公開的概念和所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)。