專利名稱：Pucch的信噪比測量方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種PUCCH(Physical Uplink ControlChannel，物理上行控制信道)的信噪比測量方法及裝置。
背景技術(shù)：
LTE (Long Term Evolution,長期演進(jìn))是第三代移動通信(3G)系統(tǒng)向4G演進(jìn)的主流技術(shù)，它改進(jìn)并增強(qiáng)了 3G系統(tǒng)的空中接入技術(shù)，采用OFDM (Orthogonalfrequency-division multiplexing,正交頻分復(fù)用)和多輸入多輸出(MIMO)作為其無線網(wǎng)絡(luò)演進(jìn)的唯一標(biāo)準(zhǔn)。在20MHz頻譜帶寬下能夠提供下行100Mbit/s與上行50Mbit/s的峰值速率，改善了小區(qū)邊緣用戶的性能，提高了小區(qū)容量并降低了系統(tǒng)延遲。
在LTE 系統(tǒng)中，UE(User Equipment,用戶設(shè)備)米用 PUCCH 向 eNodeB(evolvedNode B，演進(jìn)型基站)發(fā)送上行控制信息。PUCCH支持多種格式，如格式I、la、Ib以及格式
2、2a、2b ;格式I用于UE向eNodeB發(fā)送調(diào)度請求，格式Ia用于UE向eNodeB發(fā)送I比特的HARQ (Hybrid Automatic Repeat reQuest,混合自動重傳請求)ACK (Acknowledge,正確應(yīng)答)或者NACK (Non-Acknowledge，錯誤應(yīng)答)，格式Ib用于UE向eNodeB發(fā)送2比特的HARQACK 或者 NACK ;格式 2、2a、2b，用于 UE 向 eNodeB 發(fā)送 CQI (Channel Quality Indicator，信道質(zhì)量指示)以及HARQ ACK或者NACK。LTE系統(tǒng)允許在一個子幀中采用多個時頻RB (Resource Block，資源塊)給小區(qū)內(nèi)多個UE分配PUCCH來傳輸ACK/NACK、CQI或者SR消息，其中，一個PUCCH使用一個子幀中的一個RB，一個RB對應(yīng)2個時隙，每個時隙有7個符號(對應(yīng)普通前綴)或6個符號(對應(yīng)擴(kuò)展前綴)，每個符號有12個子載波。eNodeB通過檢測PUCCH格式I、Ia和lb，來判斷UE是否發(fā)送了上行控制信息，以進(jìn)行相應(yīng)的處理?，F(xiàn)有技術(shù)是利用基于估計的信號功率和噪聲干擾功率的比值(即信噪比或信干噪比)與預(yù)設(shè)門限進(jìn)行比較。如果若沒有超過門限，則認(rèn)為UE沒有發(fā)送上行控制信息，屬于不連續(xù)發(fā)送(Discontinuous Transmission, DTX);反之，則認(rèn)為UE發(fā)送了上行控制信息，如果是格式1，就認(rèn)為UE發(fā)送了調(diào)度請求，如果是格式Ia和lb，繼續(xù)ACK、NACK檢測?？梢姡盘柟β屎驮肼暩蓴_功率估計的準(zhǔn)確性很重要?，F(xiàn)有技術(shù)中，對于普通前綴下PUCCH格式l、la和Ib的接收信號中的數(shù)據(jù)部分和導(dǎo)頻信號部分，分別利用36個碼道中已經(jīng)分配的碼道來估計信號功率，利用剩余沒有分配的碼道來估計噪聲干擾功率。這種方法用在UE不存在時偏的情況下比較準(zhǔn)確。一旦UE存在時偏，則該UE的發(fā)送功率會泄露到相鄰的碼道上，從而使得估計的噪聲干擾功率偏大，最終使得估計的信噪比偏小，增加了將調(diào)度請求、ACK或NACK誤判成的DTX的概率，影響了eNodeB對相應(yīng)上行控制信息做出正確響應(yīng)，進(jìn)而降低了系統(tǒng)性能。申請?zhí)枮镃N200910090136. 5的專利申請?zhí)峁┝艘环N信號檢測方法，利用UE在信道資源上所發(fā)信號的數(shù)據(jù)部分、自身存儲的正交序列、分配給UE的恒包絡(luò)零自相關(guān)序列(CAZAC)和分配給UE的正交序列計算得到信號功率和噪聲功率，進(jìn)而得到信噪比。該方法存在以下問題1)只利用了 UE發(fā)送信號的數(shù)據(jù)部分來估計信號功率，這導(dǎo)致信號功率估計值波動較大，易受噪聲干擾的影響；2)只利用一個噪聲干擾碼道來估計噪聲功率，使得估計的噪聲功率波動很大。使用該方法得到的信噪比準(zhǔn)確性不高。另外，想要對PUCCH格式I、Ia和Ib進(jìn)行正確有效的功率控制，提高信噪比的準(zhǔn)確
性非常有必要。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是，提供一種PUCCH的信噪比測量方法及裝置，以提高LTE系統(tǒng)的信噪比的準(zhǔn)確性。本發(fā)明提供了一種PUCCH的信噪比測量方法，上述方法適用于LTE系統(tǒng)中格式為1，la, Ib的PUCCH的信噪比測量，上述方法包括對PUCCH上的接收信號Yns, ffl, k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到上述接收信號Yns, ffl, k的解擴(kuò) 頻號 Sns, m,k ；從上述解擴(kuò)頻信號Sns, ffl, k中提取出每個時隙每個循環(huán)移位值N。,對應(yīng)的數(shù)據(jù)部分的接收信號和導(dǎo)頻信號部分的接收信號& ΛΓ; 二 I;根據(jù)上述數(shù)據(jù)部分的接收信號::和導(dǎo)頻信號部分的接收信號& χ.:;以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P ；根據(jù)上述數(shù)據(jù)部分的接收信號琍噪聲干擾碼道，計算上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn ；計算上述各UE的信號功率P與上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；其中，ns表示時隙序號，ns = 0，l ;m表示PUCCH的符號的索引，m的取值范圍為0_6或0-5之間的整數(shù)；k表示PUCCH的子載波的索引，k取值范圍為0-11之間的整數(shù)；Nes表示系統(tǒng)分配給上述PUCCH的循環(huán)移位值，Ncs = 0,1,..., 11RS,;中的i = 0，1，...，Ndns-I, Ndns表示PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù):中的i = 0，1，. . .，Nrns-I,Nrns表示PUCCH的ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)。優(yōu)選地，上述對PUCCH上的接收信號Yns, m, k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到上述接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號sns,m,k步驟具體為對PUCCH上的接收信號Yns, ffl, k中的每個符號，均與對應(yīng)的參考信號序列的共軛進(jìn)行相乘；對相乘得到的結(jié)果按照每個時隙每個符號進(jìn)行12點離散傅里葉變換(DiscreteFourier Transform, DFT),得到上述接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號Sns,m,k。優(yōu)選地，上述UE的碼道信息包括系統(tǒng)分配給上述UE的循環(huán)移位值Nestl, ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns, x，以及ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns, y，其中，上述
Ncs0 e Ncso優(yōu)選地，上述根據(jù)數(shù)據(jù)部分的接收信號Sdx」r.. :和導(dǎo)頻信號部分的接收信號S' ；v;;；以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P步驟具體為
根據(jù)當(dāng)前UE的循環(huán)移位值Nestl,從上述數(shù)據(jù)部分的接收信號Sdx:i； ;:s :中獲取上述UE的數(shù)據(jù)部分的接收信號Scix .；對上述接收信號SC··:.與上述UE的數(shù)據(jù)部分的正交序列WcUx的共軛進(jìn)行相乘并求和；對上述求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到上述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdmns ；根據(jù)上述循環(huán)移位值Nc^從上述導(dǎo)頻信號部分的接收信號& ^中獲取上述UE的導(dǎo)頻信號部分的接收信號M X y :.—二;對上述接收信號與上述UE的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y的共軛進(jìn)行相乘并求和；對上述求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到上述UE的每個時隙導(dǎo)頻信號部分 的信號功率Prmns;對上述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率PcL, ns和每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Prmns進(jìn)行平均，得到上述UE的信號功率P。優(yōu)選地，上述噪聲干擾碼道為上述循環(huán)移位值Nes與系統(tǒng)分配的正交序列Wd3 =[1,1,-1,-1]定義的碼道。優(yōu)選地，當(dāng)上述PUCCH為正常的普通前綴且格式為I、la、Ib或者為擴(kuò)展前綴且格式為I、la、Ib時，上述I3UCCH的噪聲干擾功率Pn通過如下方法計算對于所有的噪聲干擾碼道，對上述數(shù)據(jù)部分的接收信號r:.，與上述正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和；對求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算；對模平方運(yùn)算得到的結(jié)果進(jìn)行平均，得到上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn。優(yōu)選地，當(dāng)上述I3UCCH為截斷的普通前綴且格式為I、la、Ib時，上述I3UCCH的噪聲干擾功率Pn通過如下方法計算對于所有噪聲干擾碼道，從上述數(shù)據(jù)部分的接收信號& χ:.中提取出O時隙的接收信號&]:,:;；—:，與上述正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和；對求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算；對模平方運(yùn)算得到的結(jié)果進(jìn)行平均，得到上述PUCCH的噪聲干擾功率Ρη。優(yōu)選地，若上述系統(tǒng)有2根以上的接收天線，則上述計算各UE的信號功率P與上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比步驟具體為對所有天線下得到的各UE的信號功率P進(jìn)行合并；對所有天線下得到的PUCCH的干擾功率Pn進(jìn)行合并；計算合并后的各UE的信號功率P與合并后的PUCCH的干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。優(yōu)選地，上述合并為最大比合并、等增益合并或選擇性合并。優(yōu)選地，當(dāng)上述PUCCH為正常的普通前綴的PUCCH時，上述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdnsjx 為 Wd0 = [I, I, I, I]、Wd1 = [I, -I, I, -I]、Wd2 = [I, -I, -I, I]中的一個；上述 ns 時
隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列 Wrns,,為 Wrtl= [l，l，l]、Wri= [I, eJ2"/3, eJ4"/3] ,Wr2 = [I,
eJ4"/3, eJ2"/3]中的一個；當(dāng)上述PUCCH為截短的普通前綴的PUCCH時，上述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdnsjx 在 ns = O 時,為 Wd。= [I, I, I, I]、Wd1 = [I, -I, I, -I]、Wd2 = [I, -I, -I, I]中的一
個；在 ns = I 時，為 Wd0= [1，1，1]、H= [l，eJ2"3，ejW3]、Wd2 = [1，ejW3，eJ2"3];上述ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y在ns = O和ns = I時,均為Wrtl = [I, I, I] ^ffr1=[I, eJ2"3，eJ4"/3],ffr2 = [I, eJ4"3，eJ2"3]中的一個；當(dāng)上述PUCCH為擴(kuò)展前綴的PUCCH時，上述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns, x為wd。= [Iaaal^ffd1 = [i，-i，i，-i]、wd2 = [1,-1,-1,1]中的一個；上述ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,,為Wrtl = [l，l]、Wri= [1,-1]中的一個。 本發(fā)明進(jìn)一步提供了一種PUCCH的信噪比測量裝置，包括接收信號處理模塊，提取模塊、信號功率計算模塊、噪聲干擾功率計算模塊以及信噪比計算模塊，上述接收信號處理模塊，用于對PUCCH上的接收信號Yns,m,k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到上述接收信號Yns, m,k的解擴(kuò)頻信號Sns, m,k ；上述提取模塊，用于從上述解擴(kuò)頻信號Sns, m,k中提取出每個時隙每個循環(huán)移位值N。,對應(yīng)的數(shù)據(jù)部分的接收信號Sci、,+ .和導(dǎo)頻信號部分的接收信號:上述信號功率計算模塊，用于根據(jù)上述數(shù)據(jù)部分的接收信號Srix'.=::和導(dǎo)頻信號部分的接收信號& Xf :以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P ；上述噪聲干擾功率計算模塊，用于根據(jù)上述數(shù)據(jù)部分的接收信號和噪聲干擾碼道，計算上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn ；上述信噪比計算模塊，用于計算上述各UE的信號功率P與上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比；上述ns表示時隙序號，ns = 0，I ;m表示PUCCH的符號的索引，m的取值范圍為0-6或0-5之間的整數(shù)；k表示PUCCH的子載波的索引，k取值范圍為0-11之間的整數(shù)；Ν。，表示系統(tǒng)分配上述PUCCH的循環(huán)移位值，Ncs = 0,1, ... ,11 Ac,.,:::::中的i = 0，1，...，Ndns-I, Ndns表示PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù)^ .中的i = 0，1，. . .，Nrns-I,Nrns表示PUCCH的ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)。優(yōu)選地，上述信號功率計算模塊，包括獲取子模塊，第一相乘及求和子模塊，第一模平方運(yùn)算子模塊以及第一平均子模塊；上述獲取子模塊，用于根據(jù)系統(tǒng)分配給UE的循環(huán)移位值N。，從上述數(shù)據(jù)部分的接收信號中獲取上述UE的數(shù)據(jù)部分的接收信號Sfix ;或者從上述導(dǎo)頻信號部分的接收信號Sr' . 二中獲取上述UE的導(dǎo)頻信號部分的接收信號&、工上述第一相乘及求和子模塊，用于對上述接收信號ScU:==:與系統(tǒng)分配給上述UE的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,χ的共軛進(jìn)行相乘并求和；或者對上述接收信號S: X= 二 ■—與系統(tǒng)分配給上述UE的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y的共軛進(jìn)行相乘并求和；
上述第一模平方運(yùn)算子模塊，用于對上述第一相乘及求和子模塊得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到上述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdmns以及每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Prmns;上述第一平均子模塊，用于對上述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdmns和每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Prmns進(jìn)行平均，得到上述UE的信號功率P。優(yōu)選地，上述噪聲干擾功率計算模塊，包括第二相乘及求和子模塊，第二模平方運(yùn)算子模塊以及第二平均子模塊；上述第二相乘及求和子模塊，用于在上述TOCCH為正常的普通前綴且格式為I、IaUb或者為擴(kuò)展前綴且格式為l、la、lb時，對上述數(shù)據(jù)部分的接收信號與系統(tǒng)分配的正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和；或者在上述PUCCH為截斷的普通前綴且格式 為l、la、lb時，從上述數(shù)據(jù)部分的接收信號中提取出O時隙的接收信號,再與上述系統(tǒng)分配的正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和；上述第二模平方運(yùn)算子模塊，用于對上述第二相乘及求和子模塊得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算；上述第二平均子模塊，用于對上述第二模平方運(yùn)算子模塊得到的結(jié)果進(jìn)行平均，得到上述PUCCH的噪聲干擾功率Pn。優(yōu)選地，上述接收信號處理模塊，用于對PUCCH上的接收信號Yns, m, k中的每個符號，均與對應(yīng)的參考信號序列的共軛進(jìn)行相乘，并對相乘得到的結(jié)果按照每個時隙每個符號進(jìn)行12點DFT，得到上述接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號Sns,m,k ；上述信噪比計算模塊，用于在系統(tǒng)有2根以上的天線時，對所有天線下得到的各UE的信號功率P進(jìn)行合并；對所有天線下得到的PUCCH的干擾功率Pn進(jìn)行合并；以及計算合并后的各UE的信號功率P與合并后的PUCCH的干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。本發(fā)明根據(jù)LTE系統(tǒng)的PUCCH的特點，在格式為I、Ia和Ib的PUCCH上，通過每個UE的數(shù)據(jù)部分和導(dǎo)頻部分來共同計算信號功率，提高了 UE信號功率測量的準(zhǔn)確性；通過正交序列Wd3增加的噪聲干擾碼道來計算噪聲干擾功率，提高了噪聲干擾功率測量的準(zhǔn)確性；從而使得測量獲得的UE的信噪比的準(zhǔn)確性大大提高，解決了現(xiàn)有技術(shù)中信噪比估計不準(zhǔn)，系統(tǒng)性能不佳的問題。


此處所說明的附圖用來提供對本發(fā)明的進(jìn)一步理解，構(gòu)成本發(fā)明的一部分，本發(fā)明的示意性實施例及其說明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的不當(dāng)限定。在附圖中圖I是本發(fā)明PUCCH的信噪比測量方法優(yōu)選實施例的流程圖；圖2是本發(fā)明PUCCH的信噪比測量裝置優(yōu)選實施例的原理框圖。
具體實施例方式為了使本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題、技術(shù)方案及有益效果更加清楚、明白，以下結(jié)合附圖和實施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。本發(fā)明適用于PUCCH格式為I、la、Ib的情況。本發(fā)明中，一個I3UCCH的時頻資源是一個RB，包括兩個時隙。對于普通前綴的PUCCH，一個RB包括時域14個符號，每個符號包括12個子載波；對于擴(kuò)展前綴的PUCCH，一個RB包括時域12個符號，每個符號12個子載波。對于PUCCH為普通前綴且格式為I、la和lb，可以采用12個循環(huán)移位值和3個正交序列，總共36個碼道來區(qū)分不同的用戶，因此在I個RB上可以支持最多36個UE的消息傳輸。對于PUCCH為擴(kuò)展前綴且格式為I、la和lb，可以采用12個循環(huán)移位值和2個正交序列，總共24個碼道來區(qū)分不同的用戶，因此在I個RB上可以支持最多24個UE的消息傳輸。上述正交序列的選取，有以下幾種情況對于正常的普通前綴的TOCCH，每個時隙有四個數(shù)據(jù)符號和三個導(dǎo)頻符號，正交序列包括數(shù)據(jù)部分的三個正交序列和導(dǎo)頻信號部分的三個正交序列，數(shù)據(jù)部分的三個正交序列分別為Wdtl= [l，l，l，l]、Wd2 = [l，-l，l，-l]、wd2 = [1,-1,-1,1];導(dǎo)頻信號部分的三個正交序列分別為Wr。= [l，l，l]、wri= [l，eJ2"3，eJ4"/3],ffr2 = [1，ejW3，eJ2"3]。對于截短的普通前綴的TOCCH，其第一個時隙有四個數(shù)據(jù)符號和三個導(dǎo)頻符號，該時隙的數(shù)據(jù)部分的三個正交序列分別為=Wd0 = [1，1，1，I]、Wd1 = [1，-1，1，-I]、Wd2 = [1，-1，-1，1]，該時隙下的導(dǎo)頻信號部分的三個正交序列分別為=Wrtl = [l，l，l]、Wri = [I,eJ2"/3,eJ4"/3],ffr2= [I, eJ4"/3, eJ2"/3];第二個時隙有三個數(shù)據(jù)符號和三個導(dǎo)頻符號，該時隙的數(shù)據(jù)部分和導(dǎo)頻信號部分正交序列相同，為Wrtl = [l，l，l]、Wri = [I, eJ2"3，ejW3]、Wr2=[l，ejw3，ej2"3]。對于擴(kuò)展前綴的PUCCH，每個時隙有四個數(shù)據(jù)符號和兩個導(dǎo)頻符號，正交序列包括數(shù)據(jù)部分的三個正交序列和導(dǎo)頻信號部分的兩個正交序列，數(shù)據(jù)部分的三個正交序列分別為-M0 = [Iaaal^wd1 = [i，-i，i，-i]、wd2 = [1，-1，-ι，ι]，導(dǎo)頻信號部分的兩個正交序列分別為Wrtl = [I, I] ^ffr1 = [1,-1]。系統(tǒng)從上述循環(huán)移位值以及正交序列中，為不同的UE分配相應(yīng)的循環(huán)移位值及數(shù)據(jù)部分的正交序列和導(dǎo)頻信號部分的正交序列，并為PUCCH分配一與上述數(shù)據(jù)部分的三個正交序列軍正交的正交序列Wd3 = [1,1,-1, -1]。如圖I所示，是本發(fā)明PUCCH的信噪比測量方法優(yōu)選實施例的流程圖，本實施例假設(shè)系統(tǒng)只有I根接收天線，包括以下步驟步驟SlOO :對PUCCH上的接收信號Yns,m,k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號Sns, m,k ；本步驟具體為對PUCCH上的接收信號Yns,m,k中的每個符號，均與對應(yīng)的參考信號序列的共軛進(jìn)行相乘，并對相乘得到的結(jié)果按照每個時隙每個符號進(jìn)行12點DFT，得到接收信號Yns, m, k的解擴(kuò)頻信號Sns, mj k ；本步驟中,ns表示時隙序號,ns = O, I ;k表示PUCCH的子載波的索引，k取值范圍為ο-ll之間的整數(shù)；m表示PUCCH的符號的索引，m的取值范圍為0_6或0_5之間的整數(shù)，PUCCH前綴不同，m的具體取值為
當(dāng)PUCCH為正常的普通前綴的PUCCH時，因其每個時隙包括四個數(shù)據(jù)符號和三個導(dǎo)頻符號，即PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù)為Ndns = 4，ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)為Nrns = 3，故ns時隙(ns = O, I)的符號索引m為O 6之間的整數(shù)，其中，0、1、5、6為數(shù)據(jù)符號的符號索引，2、3、4為導(dǎo)頻符號的符號索引。當(dāng)PUCCH為截短的普通前綴的PUCCH時，因其O時隙有四個數(shù)據(jù)符號和三個導(dǎo)頻符號，I時隙有三個數(shù)據(jù)符號和三個導(dǎo)頻符號，即PUCCH的O時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù)為Nd。=4,0時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)為Nrtl = 3，PUCCH的I時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù)為Nd1 = 3，I時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)為Nr1 = 3，故符號索引m，在O時隙時為O 6之間的整數(shù)，其中，O、1、5、6為O時隙數(shù)據(jù)符號的符號索引，2、3、4為O時隙導(dǎo)頻符號的符號索引；在I時隙時為O 5之間的整數(shù)，其中，0、1、5為I時隙數(shù)據(jù)符號的符號索引，2、3、4為I時隙導(dǎo)頻符號的符號索引；當(dāng)PUCCH為擴(kuò)展前綴的PUCCH時，因其每個時隙包括四個數(shù)據(jù)符號和兩個導(dǎo)頻符號，即PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù)為Ndns = 4，ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)為Nrns =2，故ns時隙(ns = O, I)的符號索引m為O 5之間的整數(shù)，其中，O、1、4、5為數(shù)據(jù)符號的 符號索引，2、3為導(dǎo)頻符號的符號索引。步驟S200 :從步驟SlOO得到的解擴(kuò)頻信號Sns,m,k中提取出每個時隙中每個循環(huán)移位值L對應(yīng)的數(shù)據(jù)部分的接收信號ScUt :+.++.和導(dǎo)頻信號部分的接收信號^ ;本步驟中，Ncs表示系統(tǒng)分配給上述PUCCH的循環(huán)移位值，Ncs = 0,1, ... ,11,也就是說，PUCCH有12個循環(huán)移位值:中的i = 0，！，. . .，Ndns-I, Ndns表示PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù);Sr'、:,Γ中的i = 0，1，...，Nrns-LNrns表示PUCCH的ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)；步驟S300 :根據(jù)上述數(shù)據(jù)部分的接收信號SC:.,彡和導(dǎo)頻信號部分的接收信號
&:::彳5:以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P ；上述UE的碼道信息包括系統(tǒng)分配給上述UE的循環(huán)移位值Nestl, ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,x，以及ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y。當(dāng)上述PUCCH為正常的普通前綴的PUCCH時，上述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdnsjx 為 Wd0 = [I, I, I, I]、Wd1 = [I, -I, I, -I]、Wd2 = [I, -I, -I, I]中的一個；上述 ns 時
隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列 Wrns,,為 Wrtl= [l，l，l]、Wri= [I, eJ2"/3, eJ4"/3] ,Wr2 = [I,
eJ4"/3, eJ2"/3]中的一個；當(dāng)上述PUCCH為截短的普通前綴的PUCCH時，上述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdnsjx 在 ns = O 時,為 Wd。= [I, I, I, I]、Wd1 = [I, -I, I, -I]、Wd2 = [I, -I, -I, I]中的一
個；在 ns = I 時，為 Wrtl = [1,1,1] >ffr2 = [I, ej2ll/3, ejW3] >ffr2 = [I, ejW3, ej2/l13];上述ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y在ns = O和ns = I時,均為Wrtl = [I, I, I] ^ffr1=[I, eJ2"3，eJ4"/3],ffr2 = [I, eJ4"3，eJ2"3]中的一個；當(dāng)上述PUCCH為擴(kuò)展前綴的PUCCH時，上述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns, x為wd。= [Iaaal^ffd1 = [i，-i，i，-i]、wd2 = [1,-1,-1,1]中的一個；上述ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,,為Wrtl = [l，l]、Wri= [1,-1]中的一個。本步驟具體包括以下步驟
S301 :根據(jù)當(dāng)前UE的循環(huán)移位值Nestl,從上述數(shù)據(jù)部分的接收信號中獲取上述UE的數(shù)據(jù)部分的接收信號Sc:..:」，,..I;其中，當(dāng)前UE 的循環(huán)移位值 Ncstl e Ncs ；ns = O, I ；i = O, I, . . . , Ndns-I ；S302 :在ns時隙，對上述接收信號Sc.:, :;i: 與上述UE的數(shù)據(jù)部分的正交序列
Wdnsjx的共軛進(jìn)行相乘并求和；本步驟中，ns= O, I ;i = O, I,…，Ndns-I ；S303 :對上述求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到上述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdmns;步驟S302-S303 即為
權(quán)利要求
1.一種物理上行控制信道PUCCH的信噪比測量方法，所述方法適用于長期演進(jìn)LTE系統(tǒng)中格式為1，la, Ib的PUCCH的信噪比測量，其特征在于， 對PUCCH上的接收信號Yns, ffl, k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到所述接收信號Yns, ffl, k的解擴(kuò)頻信S Q .Vm，k， 從所述解擴(kuò)頻信號Sns, ffl, k中提取出每個時隙每個循環(huán)移位值N。,對應(yīng)的數(shù)據(jù)部分的接收信號；-5:和導(dǎo)頻信號部分的接收信號S: Xcf ；-5 5 根據(jù)所述數(shù)據(jù)部分的接收信號和導(dǎo)頻信號部分的接收信號以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P ； 根據(jù)所述數(shù)據(jù)部分的接收信號和噪聲干擾碼道，計算所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn ； 計算所述各UE的信號功率P與所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比； 其中，ns表示時隙序號，ns = 0,1 ;m表示PUCCH的符號的索引，m的取值范圍為0_6或0-5之間的整數(shù)；k表示PUCCH的子載波的索引，k取值范圍為0-11之間的整數(shù)；Nes表示系統(tǒng)分配給所述 PUCCH 的循環(huán)移位值，Ncs = 01,... ,11 N :5 r.2:中的 i = 0，I，. . .，Ndns-I，Ndns表示PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù)中的i = 0，1，. . .，Nrns-I, Nrns表示PUCCH的ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，所述對PUCCH上的接收信號Yns,m,k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到所述接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號Sns,m,k步驟具體為 對PUCCH上的接收信號Yns, ffl, k中的每個符號，均與對應(yīng)的參考信號序列的共軛進(jìn)行相乘； 對相乘得到的結(jié)果按照每個時隙每個符號進(jìn)行12點離散傅里葉變換DFT，得到所述接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號Sns,U。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，所述UE的碼道信息包括系統(tǒng)分配給所述UE的循環(huán)移位值Nc^ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,x，以及ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns, y,其中，所述Ncs0 e NcsO
4.根據(jù)權(quán)利要求I或3所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)數(shù)據(jù)部分的接收信號Sdxcr 二:和導(dǎo)頻信號部分的接收信號:以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P步驟具體為 根據(jù)當(dāng)前UE的循環(huán)移位值Nestl,從所述數(shù)據(jù)部分的接收信號沖獲取所述UE的數(shù)據(jù)部分的接收信號 對所述接收信號' :■,-與所述UE的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,χ的共軛進(jìn)行相乘并求和； 對所述求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到所述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率 PdN0, ns ； 根據(jù)所述循環(huán)移位值N。，從所述導(dǎo)頻信號部分的接收信號: 中獲取所述UE的導(dǎo)頻信號部分的接收信號&對所述接收信號與所述UE的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y的共軛進(jìn)行相乘并求和； 對所述求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到所述UE的每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Prmns ； 對所述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdm ns和每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Prmns進(jìn)行平均，得到所述UE的信號功率P。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，所述噪聲干擾碼道為所述循環(huán)移位值N。，與系統(tǒng)分配的正交序列Wd3 = [1,1, -I, -I]定義的碼道。
6.根據(jù)權(quán)利要求I或5所述的方法，其特征在于，當(dāng)所述TOCCH為正常的普通前綴且格式為I、la、Ib或者為擴(kuò)展前綴且格式為I、la、Ib時，所述I3UCCH的噪聲干擾功率Pn通過如下方法計算 對于所有的噪聲干擾碼道，對所述數(shù)據(jù)部分的接收信號:，與所述正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和； 對求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算； 對模平方運(yùn)算得到的結(jié)果進(jìn)行平均，得到所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn。
7.根據(jù)權(quán)利要求I或5所述的方法，其特征在于，當(dāng)所述TOCCH為截斷的普通前綴且格式為I、la、Ib時，所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn通過如下方法計算 對于所有噪聲干擾碼道，從所述數(shù)據(jù)部分的接收信號&r.n:中提取出O時隙的接收信號Sck .,—.，與所述正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和； 對求和得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算； 對模平方運(yùn)算得到的結(jié)果進(jìn)行平均，得到所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn。
8.根據(jù)權(quán)利要求I所述的方法，其特征在于，若所述系統(tǒng)有2根以上的接收天線，則所述計算各UE的信號功率P與所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比步驟具體為 對所有天線下得到的各UE的信號功率P進(jìn)行合并； 對所有天線下得到的PUCCH的干擾功率Pn進(jìn)行合并； 計算合并后的各UE的信號功率P與合并后的PUCCH的干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，所述合并為最大比合并、等增益合并或選擇性合并。
10.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于， 當(dāng)所述PUCCH為正常的普通前綴的PUCCH時，所述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,x為 Wdtl = [1,1,1,1] ^ffd1 = [1,-1,1,-1] >ffd2 = [1,-1,-1,1]中的一個；所述 ns 時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列 Wrns,,為 Wrtl = [l，l，l]、Wri= [1，ej2"/3，ejW3]、Wr2 = [1，ejW3，eJ2"/3]中的一個； 當(dāng)所述PUCCH為截短的普通前綴的PUCCH時，所述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,x 在 ns = O 時,為 Wdtl = [I, I, I, I]、Wd1 = [I, -I, I, -I]、Wd2 = [I, -I, -I, I]中的一個；在 ns = I 時，為 Wd0 = [I, I, I]、Wd1 = [I, ej2ll/3, ej4ll/3]、Wd2 = [I, ej4ll/3, ej2ll/3];所述 ns時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y在ns = O和ns = I時,均為Wrtl = [I, I, I] ^ffr1 =[I, eJ2"/3, eJ4"/3],ffr2 = [I, eJ4"3，eJ2"3]中的一個； 當(dāng)所述PUCCH為擴(kuò)展前綴的PUCCH時，所述ns時隙的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,x為Wdtl=[I, I, I, I]、Wd1 = [I, -I, I, -I]、Wd2 = [1,-1,-1,1]中的一個；所述 ns 時隙的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y為Wrtl = [I, I] ^ffr1 = [I, -I]中的一個。
11.一種PUCCH的信噪比測量裝置，其特征在于，包括接收信號處理模塊，提取模塊、信號功率計算模塊、噪聲干擾功率計算模塊以及信噪比計算模塊， 所述接收信號處理模塊，用于對PUCCH上的接收信號Yns,m,k進(jìn)行解擴(kuò)頻處理，得到所述接收信號Yns, m,k的解擴(kuò)頻信號Sns, m,k ； 所述提取模塊，用于從所述解擴(kuò)頻信號Sns,m,k中提取出每個時隙每個循環(huán)移位值N。,對應(yīng)的數(shù)據(jù)部分的接收信號.和導(dǎo)頻信號部分的接收信號&、:s 二 ； 所述信號功率計算模塊，用于根據(jù)所述數(shù)據(jù)部分的接收信號&之、==:和導(dǎo)頻信號部分的接收信號& Χ: =:以及各UE的碼道信息，計算各UE的信號功率P ； 所述噪聲干擾功率計算模塊，用于根據(jù)所述數(shù)據(jù)部分的接收信號^ 和噪聲干擾碼道，計算所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn ； 所述信噪比計算模塊，用于計算所述各UE的信號功率P與所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比； 所述ns表示時隙序號，ns = 0,1 ;m表示PUCCH的符號的索引，m的取值范圍為0_6或0-5之間的整數(shù)；k表示PUCCH的子載波的索引，k取值范圍為0-11之間的整數(shù)；Nes表示系統(tǒng)分配所述 PUCCH 的循環(huán)移位值，Ncs = ο,ι,... ,11沖的 i = 0，1，. . .，Ndns-I,Ndns表示PUCCH的ns時隙的數(shù)據(jù)符號的個數(shù);Sr::C￡ 中的i = 0，1，. . .，Nrns-I, Nrns表示PUCCH的ns時隙的導(dǎo)頻符號的個數(shù)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，所述信號功率計算模塊，包括獲取子模塊，第一相乘及求和子模塊，第一模平方運(yùn)算子模塊以及第一平均子模塊； 所述獲取子模塊，用于根據(jù)系統(tǒng)分配給UE的循環(huán)移位值N。，從所述數(shù)據(jù)部分的接收中獲取所述UE的數(shù)據(jù)部分的接收信號^:、:::;二;或者從所述導(dǎo)頻信號部分的接收信號中獲取所述UE的導(dǎo)頻信號部分的接收信號:+.+ ； 所述第一相乘及求和子模塊，用于對所述接收信號■與系統(tǒng)分配給所述UE的數(shù)據(jù)部分的正交序列Wdns,χ的共軛進(jìn)行相乘并求和；或者對所述接收信號&^5￡^5.1與系統(tǒng)分配給所述UE的導(dǎo)頻信號部分的正交序列Wrns,y的共軛進(jìn)行相乘并求和； 所述第一模平方運(yùn)算子模塊，用于對所述第一相乘及求和子模塊得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算，得到所述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdmns以及每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Prmns; 所述第一平均子模塊，用于對所述UE的每個時隙數(shù)據(jù)部分的信號功率Pdmns和每個時隙導(dǎo)頻信號部分的信號功率Pr1^ns進(jìn)行平均，得到所述UE的信號功率P。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，所述噪聲干擾功率計算模塊，包括第二相乘及求和子模塊，第二模平方運(yùn)算子模塊以及第二平均子模塊；所述第二相乘及求和子模塊，用于在所述PUCCH為正常的普通前綴且格式為l、la、lb或者為擴(kuò)展前綴且格式為l、la、lb時，對所述數(shù)據(jù)部分的接收信號SlU= w:，與系統(tǒng)分配的正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和；或者在所述PUCCH為截斷的普通前綴且格式為I、IaUb時，從所述數(shù)據(jù)部分的接收信, .λ.中提取出O時隙的接收信號SGx丨.，再與所述系統(tǒng)分配的正交序列Wd3的共軛進(jìn)行相乘并求和； 所述第二模平方運(yùn)算子模塊，用于對所述第二相乘及求和子模塊得到的結(jié)果進(jìn)行模平方運(yùn)算； 所述第二平均子模塊，用于對所述第二模平方運(yùn)算子模塊得到的結(jié)果進(jìn)行平均，得到所述PUCCH的噪聲干擾功率Pn。
14.根據(jù)權(quán)利要求11-13任一項所述的方法，其特征在于， 所述接收信號處理模塊，用于對PUCCH上的接收信號Yns, ffl, k中的每個符號，均與對應(yīng)的參考信號序列的共軛進(jìn)行相乘，并對相乘得到的結(jié)果按照每個時隙每個符號進(jìn)行12點 DFT，得到所述接收信號Yns,m,k的解擴(kuò)頻信號Sns,m,k ； 所述信噪比計算模塊，用于在系統(tǒng)有2根以上的天線時，對所有天線下得到的各UE的信號功率P進(jìn)行合并；對所有天線下得到的PUCCH的干擾功率Pn進(jìn)行合并；以及計算合并后的各UE的信號功率P與合并后的PUCCH的干擾功率Pn的比值，得到各UE的信噪比。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種PUCCH的信噪比測量方法及裝置，上述方法在格式為1、1a和1b的PUCCH上，通過每個UE的數(shù)據(jù)部分和導(dǎo)頻信號部分來共同計算上述UE的信號功率P，并通過引入正交序列Wd3增加的干擾碼道來計算噪聲干擾功率Pn，從而得到UE的信噪比；上述裝置包括接收信號處理模塊，提取模塊、信號功率計算模塊、噪聲干擾功率計算模塊以及信噪比計算模塊。本發(fā)明提高了UE的信噪比的準(zhǔn)確性，改善了系統(tǒng)性能。
文檔編號H04W24/08GK102892138SQ201110202119
公開日2013年1月23日 申請日期2011年7月19日 優(yōu)先權(quán)日2011年7月19日
發(fā)明者余秋星, 李卓, 韓露佳 申請人:中興通訊股份有限公司