一種基于mppsk調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，該系統(tǒng)在射頻端對(duì)收發(fā)信號(hào)進(jìn)行正常隔離后，只需在數(shù)字基帶完成對(duì)泄漏自干擾信號(hào)的對(duì)消：該對(duì)消方法在對(duì)MPPSK收發(fā)混疊信號(hào)沖擊濾波、提取并乘以相干載波、帶通濾波及數(shù)字化后進(jìn)行，利用在正式通信前對(duì)起于調(diào)制器輸出端、止于接收機(jī)ADC間的全部自干擾通路的初始信道估計(jì)結(jié)果重建自干擾抵消信號(hào)，再結(jié)合“沖擊濾波-乘以相干載波-帶通濾波-相關(guān)解調(diào)”的“碼率域?yàn)V波”與“雙匹配濾波”方法進(jìn)一步濾除殘差并可靠解調(diào)出MPPSK接收信號(hào)。該系統(tǒng)無需射頻自干擾對(duì)消，對(duì)ADC的動(dòng)態(tài)范圍及采樣率要求低，且對(duì)自干擾信號(hào)隔離度高，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、復(fù)雜度低，頻譜效率高、解調(diào)性能好。
【專利說明】—種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)
[0001]
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0002]本發(fā)明屬于數(shù)字通信中的抗干擾與解調(diào)領(lǐng)域，設(shè)計(jì)一種數(shù)字通信系統(tǒng)，具體的說，涉及一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)。
【背景技術(shù)】
[0003]雙工技術(shù)是通信節(jié)點(diǎn)進(jìn)行雙向通信的關(guān)鍵，傳統(tǒng)雙工模式主要是頻分雙工(FDD)或時(shí)分雙工(TDD) 。頻分雙工系統(tǒng)使用相同時(shí)隙但不同頻段來雙向傳輸數(shù)據(jù)，從而利用濾波器的通帶和禁帶隔離上下鏈路間的干擾；時(shí)分雙工使用相同頻率但不同時(shí)隙完成雙向傳輸，從而隔離上下行鏈路間的干擾。在隔離上行或下行鏈路過程中，這兩種雙工方法分別犧牲了頻率資源或與之具有等效性的時(shí)間資源，為實(shí)現(xiàn)雙工通信系統(tǒng)都付出了雙份開銷，導(dǎo)致兩者的頻譜效率低下。當(dāng)今社會(huì)對(duì)無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)需求日益增加，空間無線信道也日益擁擠，而頻譜是寶貴的且有限的戰(zhàn)略性資源，這就迫使人們不斷尋求提高系統(tǒng)頻譜利用率和抗干擾性能的新方法。
[0004]1、現(xiàn)有的同頻全雙工技術(shù)
鑒于傳統(tǒng)雙工技術(shù)低下的資源利用率，在無線通信頻譜資源甚為匱乏的今天，自然會(huì)提出一個(gè)問題:是否可將FDD/TDD的資源開銷減半？新興的同頻全雙工技術(shù)給出了肯定的答案?？傮w而言，同頻全雙工系統(tǒng)按其同一端使用天線的數(shù)量，可分為多天線同頻全雙工系統(tǒng)(也稱天線分離型)和單天線同頻全雙工系統(tǒng)(也稱天線共享性)，前者在同一端的收發(fā)使用不同的天線，而后者則共用一副天線進(jìn)行收發(fā)。
[0005]I)研究現(xiàn)狀
北京大學(xué)焦秉立教授早在2006年首次提出了同頻同時(shí)全雙工(CFDD)概念，此后持續(xù)進(jìn)行了同頻同時(shí)全雙工的研究，且于2013年6月率先實(shí)現(xiàn)了同頻同時(shí)雙工單小區(qū)試驗(yàn)演示系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括一個(gè)基站和兩個(gè)移動(dòng)終端:基站工作方式為同頻同時(shí)全雙工，其覆蓋直徑為100米，終端為TDD模式，其帶寬效率為TDD系統(tǒng)的兩倍。此外，電子科技大學(xué)唐友喜教授團(tuán)隊(duì)在2013年I月18日完成了 4G中的同時(shí)同頻全雙工(CFDD)技術(shù)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證:在相同的時(shí)間及頻率資源條件下，使4G空中接口提高了一倍的頻譜效率，是國(guó)內(nèi)第一個(gè)4GFFD實(shí)驗(yàn)床測(cè)試場(chǎng)景，完成了從理論研究到工程實(shí)現(xiàn)的跨越。華為、大唐電信、中國(guó)電信北京科學(xué)院等企事業(yè)單位也參與了相關(guān)研究與技術(shù)驗(yàn)證。
[0006]2010年9月，美國(guó)斯坦福大學(xué)Sachin Katti等人指出采用天線對(duì)消技術(shù)并結(jié)合自干擾對(duì)消技術(shù)可以在802.15.4個(gè)域網(wǎng)的2.4GHz頻段實(shí)現(xiàn)單信道全雙工無線通信(SCFD)，其中采用的干擾對(duì)消包括射頻干擾對(duì)消和數(shù)字干擾對(duì)消兩種干擾對(duì)消技術(shù)，據(jù)稱可消除多達(dá)73dB的泄漏干擾信號(hào)，通信距離達(dá)到2m左右。2010年底，美國(guó)奧斯汀大學(xué)的Melissa Duarte的研究表明在2.4GHz頻段范圍,采用天線分離和合理的干擾對(duì)消技術(shù)組合方案，可以使得近端自干擾衰減高達(dá)80dB左右。2011年6月，美國(guó)萊斯大學(xué)的Melissa和Achaleshwar給出了基于FPGA的單信道全雙工無線通信系統(tǒng)完整的硬件設(shè)計(jì)電路，同時(shí)給出了采用該實(shí)驗(yàn)電路所獲得的關(guān)于物理層研究的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，證實(shí)了在2.4GHz頻段范圍內(nèi)，通過發(fā)射天線與接收天線的合理配置和射頻自干擾對(duì)消方案，能夠?qū)ο_(dá)78dB的自干擾信號(hào)，實(shí)現(xiàn)單信道全雙工通信的目標(biāo)。2012年，美國(guó)紐約理工大學(xué)Μ.E.Knox通過采用基于平衡饋線網(wǎng)絡(luò)的環(huán)形器設(shè)計(jì)在天線端同時(shí)取得了多達(dá)40-45dB的自干擾抑制和較低的插入損耗，并結(jié)合射頻或數(shù)字自干擾對(duì)消技術(shù)，率先實(shí)現(xiàn)了基于單天線的同頻全雙工系統(tǒng)。其他國(guó)外科研院所也取得了一定進(jìn)展。
[0007]2)關(guān)鍵技術(shù)
同頻全雙工系統(tǒng)需在相同的時(shí)間和頻帶發(fā)送與接收信號(hào)，這必然會(huì)使同一端節(jié)點(diǎn)的發(fā)射信號(hào)泄漏并落入接收通道形成對(duì)有用接收信號(hào)的干擾，我們將這種泄露的發(fā)射信號(hào)稱為自干擾信號(hào)，該自干擾信號(hào)的強(qiáng)度將遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于來自遠(yuǎn)端發(fā)射天線的有用接收信號(hào)，一般認(rèn)為將超出60dB-120dB (即信干比在-120dB與_60dB之間)，從而嚴(yán)重影響對(duì)遠(yuǎn)端無線設(shè)備發(fā)送信號(hào)的接收，導(dǎo)致接收靈敏度降低、通信性能惡化；嚴(yán)重情況下，接收通道將被堵塞導(dǎo)致接收功能完全喪失，甚至燒毀接收機(jī)前端。因此，研究可實(shí)現(xiàn)的自干擾對(duì)消技術(shù)是實(shí)現(xiàn)同頻全雙工無線通信系統(tǒng)的第一步也是最為關(guān)鍵的一步。
[0008]總體來說自干擾對(duì)消技術(shù)可分為三大類:天線(也稱空間)自干擾對(duì)消、射頻(也稱模擬電路)自干擾對(duì)消、數(shù)字基帶自干擾對(duì)消，如圖1所示，為獲取更高的自干擾信號(hào)隔離度、更優(yōu)的通信性能，現(xiàn)有全雙工系統(tǒng)一般都綜合采用這3種技術(shù)，這不可避免也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度。
[0009]①天線(空間)自干擾對(duì)消
對(duì)于多天線同頻全雙工系統(tǒng)，由于收發(fā)天線分離，則若可使發(fā)射天線的發(fā)射信號(hào)盡可能少地落入接收天線，則即可達(dá)到一定程度的自干擾消除效果，已有的技術(shù)包括:收發(fā)天線分離、采用分布式天線、直接屏蔽自干擾信號(hào)、采用鞭式極化天線、配備多發(fā)射或接收天線使得多路自干擾信號(hào)之和為零。
[0010]對(duì)于單天線同頻全雙工系統(tǒng)，因收發(fā)共用一副天線，因此并不適用上述天線分離辦法，通常采用極化分離(例如振子天線發(fā)射采用垂直極化、接收采用水平極化；面天線發(fā)射采用左圓極化、接收采用右圓極化；反之亦然)，或波束分離(例如相控陣天線分別指派不同的波束用于發(fā)射和接收)，但這都將極大地增加天線的體積和復(fù)雜性，且在收發(fā)完全同頻時(shí)的隔離效果也很不理想。另外就是采用“雙工器”，通常為所謂的“環(huán)形器”(Cirucator)，分離原理在于利用磁場(chǎng)偏置鐵氧體材料的各向異性特性，使得其電磁波的傳輸只能沿單方向環(huán)行，反方向是隔離的，也即發(fā)送信號(hào)只能沿著“Tx —天線”的方向發(fā)射出去，而不能再反向傳輸至接收節(jié)點(diǎn)，如此便可有效隔離發(fā)送信號(hào)對(duì)接收信號(hào)的自干擾，如圖1(c)或圖2所示。但受限于物理電路、工藝實(shí)現(xiàn)、阻抗難匹配等因素，環(huán)形器的隔離度并不會(huì)太高。另外，環(huán)形器也可使用所謂的“定向耦合器”來實(shí)現(xiàn)。
[0011]值得注意的是，天線技術(shù)對(duì)自干擾的隔離度與其插入損耗成正比，雖然已有成果在極端情況下可取得對(duì)自干擾信號(hào)高達(dá)50-60dB的抑制，但它對(duì)發(fā)射信號(hào)和對(duì)有用接收信號(hào)的損失也更多，且高隔離度的獲取通常需同時(shí)結(jié)合上述幾種天線分離技術(shù)或在環(huán)形器的基礎(chǔ)上搭建平衡饋線網(wǎng)絡(luò)等，這也使得全雙工系統(tǒng)的天線環(huán)節(jié)變得較為復(fù)雜。綜合考慮，
我們一般認(rèn)為現(xiàn)有天線域技術(shù)可將自干擾信號(hào)的強(qiáng)度降低20_40dB。[0012]②射頻(模擬電路)自干擾對(duì)消
射頻自干擾對(duì)消技術(shù)是利用泄露自干擾信號(hào)的先驗(yàn)知識(shí)，在發(fā)射環(huán)節(jié)預(yù)先保留一份發(fā)射信號(hào)的副本，然后在接收環(huán)節(jié)向總的模擬接收信號(hào)(包括自干擾信號(hào)與期望接收信號(hào))中減去該參考抵消信號(hào)，并不斷調(diào)整該參考抵消信號(hào)的衰減和相位，使其與接收到的自干擾信號(hào)一致，從而求得較理想的對(duì)消自干擾信號(hào)，圖3給出了射頻對(duì)消的典型結(jié)構(gòu)。
[0013]現(xiàn)有的射頻自干擾對(duì)消方法可細(xì)分以下幾種:
a)基于RF發(fā)射鏈路的自干擾對(duì)消(又稱平行無線鏈路對(duì)消):它在發(fā)射機(jī)數(shù)字基帶電路產(chǎn)生基準(zhǔn)信號(hào)并上變頻，通過估計(jì)從發(fā)端上變頻后到接收端下變頻前的射頻自干擾信道來重建自干擾抵消信號(hào)。
[0014]b)基于相位抵消原理的射頻自干擾對(duì)消:指通過兩條或多條路徑來發(fā)射信號(hào)，信號(hào)碰撞后處于相加增強(qiáng)或相減對(duì)消模式來加強(qiáng)信號(hào)或者削弱信號(hào)。
[0015]c)基于矢量調(diào)制原理的射頻自干擾對(duì)消:一般將輸入信號(hào)被分成相差90°的同相分量與正交分量，同相分量與正交分量分別使用單獨(dú)的變量放大器來進(jìn)行尺度變換，然后對(duì)矢量調(diào)制器不斷調(diào)整輸入信號(hào)的幅度與相位，以合成干擾對(duì)消基準(zhǔn)信號(hào)所需的幅度與相位。
[0016]d)基于信號(hào)反轉(zhuǎn)原理的射頻自干擾對(duì)消:研究發(fā)現(xiàn)任何設(shè)備若通過調(diào)整相位來產(chǎn)生對(duì)消信號(hào)，都會(huì)遭遇帶寬限制，從而限制了自干擾對(duì)消量。為打破這一限制則需對(duì)信號(hào)進(jìn)行完全反轉(zhuǎn)，即產(chǎn)生的對(duì)消信號(hào)在任何瞬間都應(yīng)與干擾信號(hào)完全相反。使用平衡-不平衡轉(zhuǎn)換器(BALUN)可獲得與發(fā)射信號(hào)的完全相反值,從而可有力消除自干擾信號(hào)。
[0017]一般而言，射頻對(duì)消技術(shù)相對(duì)天線技術(shù)可獲得更高自干擾對(duì)消量，在30_50dB之間，但也其不如意之處:對(duì)基于RF發(fā)射鏈路的自干擾對(duì)消，它需要對(duì)該模擬自干擾信道進(jìn)行準(zhǔn)確的估計(jì)并實(shí)時(shí)跟蹤，算法復(fù)雜度高；對(duì)于后3種方法，則需嚴(yán)格控制重建的兩路自干擾抵消信號(hào)的幅度和相位，以使它們可以互相抵消或疊加后與期望干擾信號(hào)一致，這不僅需要對(duì)相位和幅度進(jìn)行實(shí)時(shí)的不斷調(diào)整，且由于自干擾信道的時(shí)變性，往往很難達(dá)到兩者的完全合一；另外，它僅對(duì)在經(jīng)天線對(duì)消后殘留的直接路徑自干擾信號(hào)更為有效，而對(duì)依賴于外部時(shí)變環(huán)境的反射路徑自干擾信號(hào)的對(duì)消效果則并不明顯。
[0018]③數(shù)字基帶自干擾對(duì)消技術(shù)
它發(fā)生在數(shù)字基帶，即在接收信號(hào)通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)數(shù)字化之后進(jìn)行，由圖1可知，數(shù)字干擾對(duì)消是整個(gè)自干擾對(duì)消系統(tǒng)的最后一步。它的典型做法是:接收機(jī)首先解碼干擾數(shù)據(jù)包，然后重新對(duì)其調(diào)制，將調(diào)制后的信號(hào)從原始的接收碰撞信號(hào)中減去，對(duì)于同頻全雙工系統(tǒng)，發(fā)射信號(hào)對(duì)于接收節(jié)點(diǎn)是已知的，因此可省略解碼干擾數(shù)據(jù)包這一步驟。該方法的關(guān)鍵問題是如何估計(jì)發(fā)射與接收信號(hào)間的延遲與相移，達(dá)到抵消信號(hào)與干擾信號(hào)的匹配，現(xiàn)有的方案是通過原始信號(hào)與輸入信號(hào)的相關(guān)操作來獲取干擾對(duì)消所需要的延遲與相移參數(shù)。
[0019]但是，這種數(shù)字自干擾對(duì)消技術(shù)只完成了約10_20dB的消除量，效果非常不理想，原因在于沒有考慮自干擾信道的時(shí)變影響，這就要求現(xiàn)有許多數(shù)字基帶對(duì)消技術(shù)需進(jìn)行信道估計(jì)并自適應(yīng)跟蹤信道變化，比如采用LLMS，NLMS和RLS算法等自適應(yīng)濾波方法；另外，許多數(shù)字基帶對(duì)消技術(shù)在實(shí)施時(shí)并未全面考慮從發(fā)射通道調(diào)制器輸出端起始到接收通道ADC間所有電路環(huán)節(jié)的非理想情況，比如量化噪聲、振蕩器的相位噪聲、HPA和LNA的非線性失真等因素，而這是為實(shí)現(xiàn)更精確的自干擾信號(hào)對(duì)消必須考慮的。
[0020]另外，將該接收到的模擬信號(hào)數(shù)字化后才可使用數(shù)字基帶自干擾對(duì)消技術(shù)。而此時(shí)數(shù)字化最大的問題就是自干擾信號(hào)與接收的有用信號(hào)相比功率相差太大，模數(shù)變換時(shí)勢(shì)必會(huì)因ADC的分辨率低或動(dòng)態(tài)范圍不夠而無法獲取接收信號(hào)中的有用信號(hào)，導(dǎo)致接收信號(hào)中有用信號(hào)在量化過程中丟失。這樣即便采用數(shù)字基帶自干擾對(duì)消技術(shù)使得自干擾信號(hào)減少到或低于噪聲基底水平，也無法獲取任何關(guān)于期望的有用接收信號(hào)的信息?，F(xiàn)有同頻全雙工系統(tǒng)都必須首先“捆綁”采取天線與射頻自干擾對(duì)消技術(shù)，以使自干擾信號(hào)降低到能滿足期望信號(hào)能夠被ADC分辨的程度。以802.1lffiFi系統(tǒng)為例，使用最常見的12位ADC，經(jīng)分析必須保證自干擾信號(hào)的發(fā)送功率至少降低40dB，才可確保接收機(jī)不被自干擾信號(hào)完全侵占；而萬一前端對(duì)自干擾信號(hào)的抑制度不夠高，或泄漏的自干擾信號(hào)的瞬時(shí)強(qiáng)度仍過大，則必須再提高ADC的量化位數(shù)，這不可避免會(huì)增加系統(tǒng)成本與數(shù)字基帶對(duì)消時(shí)的系統(tǒng)開銷與運(yùn)算復(fù)雜度。
[0021]3)不足與改進(jìn)
綜合來看，現(xiàn)有同頻全雙工系統(tǒng)一般需綜合采用天線、射頻和數(shù)字基帶3種自干擾對(duì)消技術(shù)才可獲得對(duì)強(qiáng)自干擾信號(hào)較理想的隔離度，這首先就會(huì)增加系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)復(fù)雜度，且這3種自干擾技術(shù)的結(jié)合難免會(huì)影響到原各自分離使用時(shí)的效果，又應(yīng)額外考慮并協(xié)調(diào)處理相互間的影響；而無論是射頻或是數(shù)字基帶技術(shù)，都將涉及到對(duì)重建信號(hào)的相位和幅度進(jìn)行實(shí)時(shí)的不斷的調(diào)整，或?qū)ψ愿蓴_信道進(jìn)行初始估計(jì)和實(shí)時(shí)跟蹤的處理過程，這又將增加系統(tǒng)復(fù)雜度；更進(jìn)一步的，數(shù)字基帶自干擾對(duì)消技術(shù)對(duì)ADC動(dòng)態(tài)范圍的要求提高了對(duì)天線和射頻對(duì)消技術(shù)的依賴程度，并有可能要求增加ADC的量化位數(shù)或分辨率，這不利于系統(tǒng)的靈活性與成本降低。所有這些現(xiàn)有技術(shù)的不足，都啟示著后續(xù)的改進(jìn)方向。
[0022]2.共信道全雙工系統(tǒng)
正如上文所述，現(xiàn)有同頻全雙工系統(tǒng)按多天線或天線分離型同頻全雙工系統(tǒng)和單天線或天線共享型同頻全雙工系統(tǒng)，其結(jié)構(gòu)示意繪于圖1，其中圖1(a)和圖1(b)為多天線同頻全雙工系統(tǒng)，前者類似于MIMO系統(tǒng)，后者則同一端通信節(jié)點(diǎn)的收發(fā)各只使用一副天線；圖1(c)則為單天線同頻全雙工系統(tǒng)。
[0023]這兩種同頻全雙工系統(tǒng)在自干擾對(duì)消技術(shù)雖然大都互通共享，但它們?cè)谔炀€端的區(qū)別也使得各自的對(duì)消技術(shù)存在一定差異，例如圖3展示的射頻對(duì)消的典型結(jié)構(gòu)，對(duì)于單天線全雙工系統(tǒng)而言，則可認(rèn)為其中的“發(fā)射天線”和“接收天線”為圖2中與環(huán)形器相連的“發(fā)射節(jié)點(diǎn)”與“接收節(jié)點(diǎn)”，這就使得后者無需使用收發(fā)天線分離、采用分布式天線、直接屏蔽自干擾信號(hào)、采用鞭式極化天線等在多天線同頻全雙工系統(tǒng)中復(fù)雜多樣的天線對(duì)消技術(shù)，而只需使用較為普遍的環(huán)形器或定向耦合器就可有效地進(jìn)行收發(fā)隔離。更為重要的，多天線同頻全雙工系統(tǒng)由于同一端的收發(fā)天線相互分離，在物理空間上是各自獨(dú)立的，它們之間存在瞬息萬變的無線傳播空間，而單天線同頻全雙工系統(tǒng)的收發(fā)節(jié)點(diǎn)通過固定的物理器件連接，因此前者在對(duì)自干擾信道的估計(jì)上更為困難，也必須進(jìn)行實(shí)時(shí)跟蹤才有可能進(jìn)行準(zhǔn)確的自干擾信號(hào)對(duì)消，而后者的時(shí)變性則微弱得多，完全有可能進(jìn)行精確的自干擾信道估計(jì)并無需或僅需定時(shí)更新。這些特點(diǎn)使得后者在實(shí)際應(yīng)用中十分廣泛。
[0024]本發(fā)明針對(duì)的重點(diǎn)即在單天線同頻全雙工系統(tǒng)，更進(jìn)一步的，不僅允許該雙工系統(tǒng)的上下行信號(hào)處于同一頻段，同一端通信節(jié)點(diǎn)的收發(fā)共用一副天線，還允許上下行兩端的天線具有相同的極化方向、一致的方向圖和相同的波束，以最大程度地降低天線的尺寸和復(fù)雜度。因此，本申請(qǐng)書將這種允許同頻點(diǎn)、同天線、同極化、同波束、同時(shí)間、全雙工的最簡(jiǎn)單、最自由的系統(tǒng)定義為“共信道全雙工系統(tǒng)”，這正是本發(fā)明的研究對(duì)象和實(shí)用性所在。
[0025]3.MPPSK 傳輸體制
I)MPPSK 調(diào)制
我們?cè)l(fā)明一種保留載波的信號(hào)調(diào)制方法，稱之為擴(kuò)展的二元相移鍵控(EBPSK:Extended Binary Phase Shift Keying,見“一種統(tǒng)一的二元正交偏移鍵控調(diào)制和解調(diào)方法”，發(fā)明專利號(hào):ZL200710025203.6)，其信號(hào)功率譜表現(xiàn)出高載波和低邊帶的鮮明特點(diǎn)，但傳輸碼率還不夠高，且功率譜中仍含有較高的離散線譜；而將EBPSK調(diào)制拓展到多進(jìn)制，可得到更高的傳輸碼率并降低甚至徹底消除線譜，即利用多元信息符號(hào)鍵控正弦載波的不同相位跳變位置，又得到一種多元位置的相移鍵控(MPPSK:M_ary Phase Position Keying)調(diào)制(見“多元位置相移鍵控調(diào)制和解調(diào)方法”，發(fā)明專利號(hào):ZL200710025202.1)，其表達(dá)式如下:其在一個(gè)碼元周期
[0，t = Α?ζ]的表達(dá)式如下:
【權(quán)利要求】
1.一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，包括對(duì)稱的近端通信節(jié)點(diǎn)(I)和遠(yuǎn)端通信節(jié)點(diǎn)(2)，任意一端通信節(jié)點(diǎn)的發(fā)射端和接收端共用一副天線(3)，所述天線(3)的射頻端對(duì)收發(fā)信號(hào)通過一隔離器(4)進(jìn)行隔離，其特征在于:所述的任意一端的通信節(jié)點(diǎn)還包括有一 MPPSK調(diào)制器和一數(shù)字基帶自干擾對(duì)消模塊； 所述數(shù)字基帶自干擾對(duì)消模塊主要包括下變頻器、沖擊濾波器、窄帶帶通濾波器、帶通濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和自干擾信道估計(jì)器； 首先，接收的MPPSK混疊信號(hào)經(jīng)過所述下變頻器變頻后分成兩路，一路進(jìn)入所述沖擊濾波器，另一路進(jìn)入所述窄帶帶通濾波器，將兩路輸出波形相乘后依次經(jīng)所述帶通濾波和所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸出；然后，所述自干擾信道估計(jì)器以在正式通信前對(duì)起于發(fā)端的所述MPPSK調(diào)制器的輸出端、止于收端的所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器間的全部自干擾通路的初始信道估計(jì)結(jié)果重建自干擾信號(hào)，所述的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸出與所述自干擾信號(hào)完成數(shù)字干擾對(duì)消。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述的任意一端的通信節(jié)點(diǎn)還包括一數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)，所述自干擾信道估計(jì)器以在正式通信前對(duì)起于發(fā)端的所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的輸出端、止于收端的所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)間的全部自干擾通路的初始信道估計(jì)結(jié)果重建自干擾信號(hào)，所述的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸出與所述自干擾信號(hào)完成數(shù)字干擾對(duì)消。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述的任意一端的通信節(jié)點(diǎn)還包括上變頻器、高功率放大器(ΗΡΑ)、低噪聲放大器(LNA)、相關(guān)解調(diào)器； 所述調(diào)制解調(diào)器一路連接所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)，另一路連接所述自干擾信道估計(jì)器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器連接所述上變頻器，所述上變頻器連接所述高功率放大器(ΗΡΑ)，所述高功率放大器(HPA)通過所述隔離器(4)連接所述天線(3)，所述天線(3)通過所述隔離器(4)連接所述低噪聲放大器(LNA)，所述低噪聲放大器(LNA)連接所述下變頻器，所述下變頻器分成兩路，一路連接所述沖擊濾波器另一路連接所述窄帶帶通濾波器，兩路輸出波形相乘后連接所述帶通濾波器，所述帶通濾波器連接所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，所述自干擾信道估計(jì)器的輸出與所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)輸出對(duì)消后連接所述相關(guān)解調(diào)器。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2或3所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述窄帶帶通濾波器為通帶極窄的點(diǎn)頻濾波器，所述點(diǎn)頻濾波器的中心頻率為接收信號(hào)的載頻龍，其3dB帶寬應(yīng)控制在龍的至少數(shù)量級(jí)，且左右過渡帶的帶寬應(yīng)不高于fc的IITj1數(shù)量級(jí)，從而從所述MPPSK接收信號(hào)提取出本地相干載波。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或2或3所述的一種基于MPPSK調(diào)制的共信道全雙工系統(tǒng)，其特征在于:所述帶職波器的左截止_大于零頻，通帶獅體為式中Ij為接收信號(hào)的碼元速率。
【文檔編號(hào)】H04L5/14GK103957182SQ201410214289
【公開日】2014年7月30日 申請(qǐng)日期:2014年5月21日 優(yōu)先權(quán)日:2014年5月21日
【發(fā)明者】王繼武, 吳樂南, 盧從慧 申請(qǐng)人:蘇州東奇信息科技股份有限公司