本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法。

背景技術(shù)：

COFDM系統(tǒng)傳輸?shù)囊粋€主要的缺點是發(fā)射信號的功率峰均比較高，由于COFDM調(diào)制是將若干子載波信號在時域進行疊加，如果子載波上的符號相位相同，則時域功率將達到很高。再者為了保證信號的頻譜不發(fā)生泄漏，發(fā)射機功率放大器必須工作在線性區(qū)，如果發(fā)射功率太大就會導(dǎo)致發(fā)射機功率放大器工作在非線性區(qū)域，從而導(dǎo)致信號會失真，所以需通過采取一定的消峰技術(shù)降低發(fā)射信號的峰均比。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)中存在的問題，本發(fā)明的目的在于提出一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：包括外部輸入模塊、幅值相位生成模塊、峰值檢測和峰值對齊模塊、對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊以及求和模塊，其消峰步驟為：

a. 外部輸入模塊獲得原始輸入數(shù)據(jù)的I/Q兩路輸入信號，然后分別把I/Q兩路輸入信號輸送給幅值相位生成模塊和求和模塊；

b．幅值相位生成模塊對I/Q兩路輸入信號進行判斷處理，當(dāng)I=0或Q=0，則直接把幅值和對應(yīng)的正弦值與余弦值均輸送給峰值檢測和峰值對齊模塊；否則采用cordic方法求出I/Q兩路輸入信號的幅值和相位，并求出對應(yīng)的正弦值與余弦值，然后把幅值和對應(yīng)的正弦值與余弦值均輸送給峰值檢測和峰值對齊模塊；

c．峰值檢測和峰值對齊模塊把I/Q輸入信號的幅值同門限值進行比較，獲得超過門限值的峰值點和峰值位置指示，然后把峰值、正弦值和余弦值經(jīng)對齊操作后均輸送給對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊，同時把峰值位置指示也輸送給對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊；

d．對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊根據(jù)步驟c獲得的峰值、門限值、正弦值和余弦值分別求出對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路，然后對對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路進行濾波成型操作，再把濾波成型操作后的對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路輸送給求和模塊；

e．求和模塊把經(jīng)延遲處理后的原始輸入數(shù)據(jù)的I路減去對消脈沖因子的I路，獲得消峰后的I路輸出值；把經(jīng)延遲處理后的原始輸入數(shù)據(jù)的Q路減去對消脈沖因子的Q路，獲得消峰后的Q路輸出值。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述外部輸入模塊獲得的I/Q兩路輸入信號為COFDM系統(tǒng)通過調(diào)制輸出的I/Q兩路離散的時域信號。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述步驟b中先將I/Q兩路輸入信號同時擴大64倍再采用cordic方法求出I/Q兩路輸入信號的幅值和相位。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述濾波成型操作包括濾波器設(shè)計、濾波成型和幅值放大。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述濾波器設(shè)計獲得的濾波器的信道寬度與COFDM系統(tǒng)的信號帶寬一致。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：在所述幅值放大過程中，通過調(diào)節(jié)脈沖放大因子的值放大幅值，脈沖放大因子的位寬設(shè)為3比特，其值取0到4的整數(shù)。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述脈沖放大因子的值設(shè)為3。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述步驟c中峰值檢測所用的時間通過計數(shù)器count從0到31 - delay_num個時間周期計時，delay_num的值不大于31；峰值對齊操作根據(jù)峰值檢測輸出的延遲數(shù)delay_num信號，使峰值位置指示信號延遲31-delay_num個時間周期，然后創(chuàng)建一個用于指示實際最大幅值的位置指示的一個高電平。

所述的一種用于COFDM系統(tǒng)的消峰方法，其特征在于：所述門限值根據(jù)外部數(shù)據(jù)的I/Q兩路輸入信號未消峰之前的峰均比、I/Q兩路輸入信號幅值的最大值和目標(biāo)需要的峰均比三個數(shù)據(jù)計算得到。

本發(fā)明的有益效果是：通過峰值對消的方法實現(xiàn)消峰操作，通過cordic算法實現(xiàn)信號幅值和相位的計算；在誤差可允許的情況下通過移位累加替代了平方操作和除法操作；在濾波器方面，用一個頻譜與信號帶寬一致的濾波器代替了原單載頻譜波濾波器，大大降低濾波器設(shè)計復(fù)雜度，減少芯片資源的使用；通過對濾波器系數(shù)歸一化原理和信號消峰過程的原理進行分析，添加了一個脈沖放大因子，可減少迭代的次數(shù)，進而也減少芯片資源的使用。

附圖說明

圖1為COFDM調(diào)制數(shù)據(jù)未消峰峰均比的matlab仿真的ccdf曲線圖；

圖2為1次迭代消峰后峰均比的matlab仿真的ccdf曲線圖；

圖3為2次迭代消峰后峰均比的matlab仿真的ccdf曲線圖。

具體實施方式

下面對本發(fā)明作詳細(xì)說明。

本發(fā)明包括外部輸入模塊、幅值相位生成模塊、峰值檢測和峰值對齊模塊、對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊和求和模塊，其步驟為：

a. 外部輸入模塊獲得COFDM系統(tǒng)通過調(diào)制輸出的I/Q兩路離散的時域信號，然后分別把I/Q兩路輸入信號輸送給幅值相位生成模塊和求和模塊；

b. 幅值相位生成模塊對I/Q兩路輸入信號進行判斷處理，當(dāng)I=0或Q=0，則直接把幅值和對應(yīng)的正弦值與余弦值均輸送給峰值檢測和峰值對齊模塊；否則采用cordic方法求出I/Q兩路輸入信號的幅值和相位，并求出對應(yīng)的正弦值與余弦值，然后把幅值和對應(yīng)的正弦值與余弦值均輸送給峰值檢測和峰值對齊模塊；對于第二種情況（I和 Q均不為0），由于I/Q輸入值有正有負(fù)，為了減少設(shè)計的復(fù)雜度，將其所有I/Q輸入值都映射到第一象限，即I/Q的值都為正；且在實現(xiàn)cordic算法中為了滿足精度的要求，還需要將I/Q輸入值同時擴大64倍，并將擴大64倍之后的數(shù)據(jù)通過6級cordic_stag,其中每一級都按照下列公式對其輸入的I/Q輸入值做同樣的處理。

如果Q_K-1>0則

I_K=I_K-1+2^1-K * Q_K-1 ， Q_K=Q_K-1-2^1-K * I_K-1 ，

其中，K= 1,2,3,4,5,6；

如果Q_K-1<=0則

I_K=I_K-1-2^1-K * Q_K-1 ，

Q_K=Q_K-1+2^1-K * I_K-1 ，

其中，K= 1,2,3,4,5,6。

I₀和Q₀分別表示I/Q兩端輸入值擴大后的值；假設(shè)初始輸入值擴大64倍后，I₀=64，Q₀=64，則由于Q₀>0,第一級輸出I₁=128，Q₁=0；則第二級由于Q₁=0，則I₂=I₁-0.5*Q₁=128,Q₂=Q₁+0.5*I₁=64,則第三級由于Q₂>0，I₃=I₂+0.25*Q₂=144,Q₃=Q₂-0.25*I₂=32；之后的I₄=148，Q₄=14；I₅=148，Q₅=5；I₆=148。

cordic_stag第6級的I路輸出值乘以一個常數(shù)0.607(其中0.607=311/512)再除以64就是原始輸入信號幅值的近似值，則此時輸出的幅值I₆*311/512/64=1.404，則定點化輸出為1。

相位是按照Q₀Q₁Q₂Q₃Q₄Q₅組成的6比特作為查找表的輸入，查找表是按照如下方式設(shè)計：輸入的6比特即為對應(yīng)的角度，且從第1級到第6級分別對應(yīng)的角度為45^o，26.56^o ，14.03^o ，7.12^o ，3.57^o，1.80^o，輸入的6比特中比特值為1，對應(yīng)的角度為正，比特值為0對應(yīng)的角度為負(fù)。若輸入為110000則表示的角度值為45^o+26.56^o-14.03^o-7.12^o-3.57^o-1.80^o=45.04^o,對應(yīng)的輸出為sin45^o和45^o。但是由于正弦函數(shù)和余弦函數(shù)的最大值只有1，對于實際操作中需要采用定點化處理，故在本次設(shè)計中將正余弦值放大2^N-1倍，N=8，即正弦值（正弦值）用9比特表示其有符號的定點化輸出值。對于sin45^o，cos45^o查找表的輸出值為sin45^o*255=180，cos45^o *255=180，其它角度的定點化值也是同樣事先算好然后放入查找表中，查找表輸出的正弦值和余弦值都是正值，故需要映射還原到各個象限，從而最終確定輸出值的正負(fù)。

c．峰值檢測和峰值對齊模塊把I/Q輸入的幅值同門限值進行比較，獲得超過門限值的峰值點和峰值位置指示，然后把峰值、正弦值和余弦值經(jīng)對齊操作后均輸送給對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊，同時把峰值位置指示也輸送給對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊。

門限值是根據(jù)外部數(shù)據(jù)的I/Q兩路未消峰的峰均比(PAPR)、I/Q兩路輸入信號幅值的最大值max(x)和目標(biāo)需要的峰均比(PAPR)三個數(shù)據(jù)計算得到。比如，假設(shè)未消峰的PAPR值等于A，設(shè)計目標(biāo)需要的PAPR值等于B，根據(jù)PAPR的公式：

消峰前：，

消峰后：，

可以得到門限值：

。

在使用峰值檢測和峰值對齊模塊獲得的幅值與設(shè)定好的門限值進行比較時，輸入的幅值會有兩種情況：第一種是每次只輸入一個幅值大于門限值，其它都小于門限值；第二種是連續(xù)輸入的幅值都大于門限值。

對于第一種情況的大于門限值的那個幅值就作為峰值輸出，其它的幅值輸出不變；對于第二中情況我們將這些連續(xù)大于門限值的幅值做比較，取最大幅值作為峰值輸出，其它輸出不變。在第二種情況中，假如連續(xù)大于門限值的幅值如果進來太多，會延遲太多，故我們設(shè)定連續(xù)比較的個數(shù)最多不超過最大檢測數(shù)目，最大檢測數(shù)目設(shè)為31，其中每個檢測一個幅值的時間為1個時間周期，所以最大檢測時間為31個時間周期。

在峰值檢測中，當(dāng)被檢測的幅值大于門限值，則輸出兩個信號，分別為峰值位置指示和延遲數(shù)（delay_num）信號；當(dāng)被檢測的幅值小于門限值，則輸出的峰值位置指示和延遲數(shù)（delay_num）信號均為0；其中延遲數(shù)（delay_num）表示輸進峰值檢測和峰值對齊模塊的數(shù)據(jù)在峰值檢測時所花費的時間，delay_num不大于31。

峰值檢測之后輸出的峰值的位置和輸入的最大幅值的位置其實不是一一對應(yīng)的，由于輸出的峰值是根據(jù)比較之后得到的，故輸出的峰值的位置相對實際峰值的位置肯定有一定的延遲，所以需要進行峰值對齊使其輸出的峰值和實際峰值一一對應(yīng)。

第一種情況中峰值需要和后面的一個幅值進行比較才得到，故延遲一個幅值；第二中情況中取的峰值是需要把所有這些大于門限值的幅值進行逐次比較，故輸出的峰值與真正的峰值位置相比延遲若干個幅值（每延遲一個幅值代表延遲一個時間周期）。

峰值對齊操作實際上是一個延遲的過程，輸入幅值與正弦值（余弦值）的延遲和輸入幅值與峰值位置指示的延遲，由于輸出峰值位置相比實際峰值的位置是滯后的，在實現(xiàn)中，信號是不能向前移動的，只能向后延遲。

峰值對齊操作根據(jù)峰值檢測輸出的延遲數(shù)（delay_num）信號使峰值位置指示信號延遲31-delay_num（31減delay_num）個時間周期，即實現(xiàn)了峰值位置指示和最大幅值的位置一一對應(yīng)的目的。峰值位置指示信號的延遲操作可以通過一個計數(shù)器計數(shù)器count從0到31 - delay_num個時間周期計時，然后創(chuàng)建一個高電平，這個高電平就是延遲后的峰值位置指示，也是實際最大幅值的位置指示。

為了使相位信息與輸出峰值也一一對應(yīng)，故正弦值（余弦值）也需經(jīng)過對齊操作后再輸出。

d．對消脈沖因子計算和改進型濾波成型模塊根據(jù)步驟c獲得的峰值、門限值、正弦值和余弦值分別求出對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路，然后對對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路進行濾波成型操作，再把濾波成型操作后的對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路輸送給求和模塊。

該模塊主要用于生成與原信號頻譜帶寬一致的對消脈沖因子，對消脈沖因子的計算公式為：

對消脈沖因子 = (峰值-門限值)*余弦值+j* (峰值-門限值)*正弦值。

首先根據(jù)步驟c輸出的峰值、門限值、正弦值和余弦值，計算出對消脈沖因子的I路和對消脈沖因子的Q路，

對消脈沖因子的I路=（峰值-門限值）*余弦值，

對消脈沖因子的Q路=（峰值-門限值）*正弦值。

對消脈沖因子計算完之后還需要對其進行濾波成型操作，因為對消脈沖因子需要和COFDM系統(tǒng)的原始數(shù)據(jù)進行消減峰值操作，所以需要使對消脈沖因子帶寬與COFDM系統(tǒng)的原始數(shù)據(jù)的帶寬一致。

濾波成型操作主要包括3個部分：第一個是設(shè)計濾波器，第二個是對對消脈沖因子進行濾波成型，第三個是對成型之后的I/Q兩路進行放大處理。

濾波器設(shè)計：采用了改進型的濾波器用于濾波成型，對于傳統(tǒng)的峰值對消方法中采用的是原單載頻譜波濾波器，濾波器帶寬等于子載波帶寬；對于COFDM系統(tǒng)中，子載波個數(shù)為2048個，如果通過設(shè)計原單載頻譜波濾波器加上頻譜搬移和疊加的方式來實現(xiàn)多載波濾波，對于復(fù)雜度和資源的消耗是很大的，故將濾波器簡化設(shè)計為與COFDM系統(tǒng)的信道帶寬一致的濾波器。在性能滿足的條件下，這樣只需要設(shè)計一個濾波器就可以完成傳統(tǒng)濾波器移位疊加操作，大大降低了設(shè)計的復(fù)雜度，減少了芯片資源的消耗。濾波器設(shè)計方法通過matlab中的fdatool工具設(shè)計帶寬為8M，截止頻率為4M，采樣率為36.5M的64階beta值為3.7的kaiser窗，其設(shè)計的濾波器ACPR大于40dbc,將其系數(shù)采用14比特定點化存入ROM表中，以便之后的成型操作。

濾波成型：對于一個點的濾波成型操作實質(zhì)就是這個點與濾波器系數(shù)的相乘與累加的過程。對消脈沖計算之后，將I/Q兩路與濾波器系數(shù)相乘，然后通過SUM模塊進行累加操作，即完成了濾波成型操作。在成型過程中，設(shè)計4個ROM表，用于對消脈沖因子的成型操作。由于濾波器的系數(shù)為65個（系數(shù)個數(shù)=階數(shù)+1），故當(dāng)?shù)谝粋€對消脈沖因子在成型過程中如果又出現(xiàn)第二個對消脈沖因子進來，此時第一個還在工作，將采用第2個ROM表，4選1多路選擇器優(yōu)先級是ROM1、ROM2、ROM3、ROM4，即如果ROM1不工作則下一個對消脈沖因子進來時應(yīng)該先采用ROM1對其進行相乘操作，如果4個ROM都在工作且在這之間又進來了對消脈沖因子，則此時這個對消脈沖因子將被舍棄。在理論上ROM表當(dāng)然是越多越好，ROM表越多丟棄的對消脈沖因子就越少，但是在實際設(shè)計中由于每增加一路處理對消脈沖因子，則相應(yīng)的硬件資源也需要更多，故在本次設(shè)計中我們采用了4張ROM表，即4路通道來處理對消脈沖因子。

幅值放大：為了能使每次峰值對消時都能將峰值砍到門限值附近和減少迭代次數(shù)，在設(shè)計中新添加了一個叫脈沖放大因子，把這個變量與成型之后對消脈沖因子的I/Q兩路相乘，即同時擴大I/Q兩路的幅值。這個變量由濾波器系數(shù)的歸一化和系數(shù)最大值決定，設(shè)計中濾波器系數(shù)歸一化為14比特，也即系數(shù)之和為2^13-1=8191，低通濾波器系數(shù)的最大值歸一化后為1972，故對于對消脈沖因子通過濾波器再去歸一化后，最大值也就等于峰值減去門限值的四分之一（1972/8191），故一次迭代后峰值還是大于門限值。基于這個原因，我們將脈沖放大因子的位寬設(shè)為3比特，其值取0到4的整數(shù)：

脈沖放大因子=0時，對應(yīng)對消因子I和Q幅度不變；

脈沖放大因子=1時，對應(yīng)對消因子I和Q幅度擴大1倍；

脈沖放大因子=2時，對應(yīng)對消因子I和Q幅度擴大2倍；

脈沖放大因子=3時，對應(yīng)對消因子I和Q幅度擴大3倍；

脈沖放大因子=4時，對應(yīng)對消因子I和Q幅度擴大4倍。

常規(guī)的消峰都是通過增加迭代的次數(shù)來實現(xiàn)消峰的作用，幅值放大的作用就是將每一次消峰過程中將峰值都消到門限值附近，從而可以減少迭代的次數(shù)。

在進行一次迭代過程后將其脈沖放大因子的值分別取2、3和4， 獲得的PAPR和EVM指標(biāo)的影響見表1所示。

表1：不同脈沖放大因子的值對于PAPR和EVM指標(biāo)的影響

從表1中可以看出雖然脈沖放大因子的值為4時消峰個數(shù)最多，消峰2.81dB，取值為3時消峰2.04dB，取值為2時消峰1.30dB，但是取值為4時的EVM在一次迭代就達到了5% 左右，使其表現(xiàn)信號惡化太嚴(yán)重，因為雖然脈沖放大因子取值為4時剛好對消脈沖因子和峰值之差在門限值附近，峰值是被消減了，但是峰值旁邊的點會因為與對消脈沖因子的相位相同而出現(xiàn)峰值再生，再生峰值幅度也會變的很大。脈沖放大因子取值為2時雖然EVM才2.42%，但是消峰力度不夠，故在實際測試中往往把脈沖放大因子的值設(shè)為3。

e．求和模塊把經(jīng)延遲處理后的原始輸入數(shù)據(jù)的I路減去對消脈沖因子的I路，獲得消峰后的I路輸出值；把經(jīng)延遲處理后的原始輸入數(shù)據(jù)的Q路減去對消脈沖因子的Q路，獲得消峰后的Q路輸出值。

求和模塊主要是用于將原始輸入數(shù)據(jù)與對消脈沖因子進行相減，以達到消峰的目的。由于前面各個模塊的輸入輸出都有一定的延遲，所以每個模塊的延遲數(shù)之和就是最后求和模塊中對原始I/Q兩路輸入數(shù)據(jù)的延遲拍數(shù)。經(jīng)過延遲處理之后的I/Q兩路原始數(shù)據(jù)減去對應(yīng)的對消脈沖因子的I/Q兩路得到的就是消峰后的多載波數(shù)據(jù)。

對消脈沖因子的帶寬與延遲后的原始數(shù)據(jù)帶寬一致，且對消脈沖因子的最大值與延遲后的輸入數(shù)據(jù)的最大幅值都是一一對應(yīng)的，故通過兩者做差可以達到消峰的目的。

在實際測試中，未消峰的COFDM調(diào)制數(shù)據(jù)在誤碼率在1e-4條件下的PAPR為9.67dB, COFDM調(diào)制數(shù)據(jù)未消峰峰均比的ccdf曲線如圖1所示。在設(shè)計要求中需要消峰后的PAPR能消減3dB左右，EVM指標(biāo)小于8%，通過步驟a-e的操作，達到消峰的第一次迭代操作。對于一次迭代之后峰值雖然被消掉一部分，但是根據(jù)峰值檢測中峰值比較取的只是最大值，還有其它一些大于門限值但小于最大峰值的幅值的；且對于對消脈沖因子濾波成型模塊中，我們采用的只是同時對4個對消脈沖因子進行處理，如果輸入的對消脈沖因子在小于濾波器系數(shù)的長度范圍內(nèi)大于4個，則我們也將多余4個的對消脈沖因子給丟棄。丟棄也就意味著沒有對相應(yīng)的原始數(shù)據(jù)的峰值進行消峰；故基于以上2個方面考慮，往往一次迭代之后消峰的效果還不是很明顯，一次迭代之后峰均比的ccdf曲線如圖2所示，EVM指標(biāo)和消減的PAPR值如表1所示；從一次迭代之后峰均比的的ccdf曲線也看出消峰之后的PAPR值是7.63dB，相比未消峰之前的PAPR值9.67才消了2.04dB，從表1中看出EVM指標(biāo)為3.62%，符合設(shè)計要求；但是峰均比（PAPR）才消減2.03dB，沒有符合我們的設(shè)計要求。對此我們一般需要二次迭代(重復(fù)步驟a-e的操作)，二次迭代之后峰均比的ccdf曲線如圖3所示，EVM指標(biāo)如表2所示。

表2：消峰次數(shù)對于PAPR和EVM指標(biāo)的影響

多載波數(shù)據(jù)經(jīng)過二次迭代后，PAPR值為6.81dB相比未消峰的9.67下降了2.86dB，EVM指標(biāo)為4.85%，故符合設(shè)計要求。