本發(fā)明屬于無線通信領域，具體設涉及一種非均勻子帶疊加的OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)通信技術(shù)。
背景技術(shù)：
：移動通信自誕生以來，經(jīng)過三十多年的迅速發(fā)展，已經(jīng)成為連接人類社會的基礎信息網(wǎng)絡，它不僅改變了人們的生活方式，而且推動了國民經(jīng)濟的發(fā)展，提高了社會信息化水平。隨著第四代移動通信系統(tǒng)(4G)進入商用階段，第五代移動通信系統(tǒng)(5G)已經(jīng)成為全球研究的熱點。未來5G通信網(wǎng)絡的終端容量將達到幾百億以上，可穿戴智能終端、海量物聯(lián)網(wǎng)終端、車聯(lián)網(wǎng)終端以及支持D2D(Device-to-Device)通信的終端等，這些將會成為終端連接的重要組成部分，所以未來的5G網(wǎng)絡需要以最優(yōu)的方案支撐海量的終端連接。5G網(wǎng)絡是一個多種應用場景融合的大平臺，有些應用場景要求超高帶寬、有些應用場景關注實時到達、有些僅僅是海量小數(shù)據(jù)應用、有些是緊急災難應急。怎樣滿足多元化的應用場景需求是5G研究的重要課題。在熱點高容量場景下，實現(xiàn)極高的用戶體驗速率和極高的流量密度，也是5G面臨的主要挑戰(zhàn)?？傮w來說，未來5G網(wǎng)絡需要支持更高的速度、更低的時延、更多的業(yè)務、海量的終端、更高的頻譜利用率，為了滿足以上的要求，5G網(wǎng)絡中空口波形的設計成為研究的重點。在第四代移動通信系統(tǒng)中利用的OFDM技術(shù)，雖然提高了頻譜利用率，且可以對抗多徑衰落，但是OFDM系統(tǒng)其頻譜為sinc函數(shù)，使得發(fā)射信號帶外衰減較慢，產(chǎn)生較大的帶外輻射，為了降低頻帶之間的干擾，需要更多的保護帶。在LTE標準中，10％的帶寬用于降低OFDM頻譜的帶外衰減，造成頻譜資源浪費。在上行信道中，如果旁瓣增益較高，用戶之間需要嚴格的同步。為了提高頻譜利用率，降低帶外衰減，可以在OFDM系統(tǒng)中添加一個濾波器，這就是濾波OFDM(Filtered-OFDM:F-OFDM)系統(tǒng)方案。華為設計了一種直接濾波的方法產(chǎn)生F-OFDM信號，即每個子帶通過添加一個漢寧濾波器降低帶外衰減。該方法用到的濾波器長度為1025，使得計算復雜度非常高，為硬件實現(xiàn)增加了難度。OFDM系統(tǒng)子載波間隔是固定不變的，不能靈活配置頻譜資源。OFDM系統(tǒng)的時頻資源分配方式如下：頻域子載波間隔固定，而子載波間隔確定之后，其時域符號的長度、CP(循環(huán)前綴)長度等也就基本確定，對于OFDM系統(tǒng)來說，5G的以下靈活的要求，不能做到。比如端到端1ms時延的車聯(lián)網(wǎng)業(yè)務，要求極短的時域周期，這就需要頻域較寬的子載波帶寬；而物聯(lián)網(wǎng)的多連接場景，單傳感器傳送數(shù)據(jù)量極低，但對系統(tǒng)整體連接數(shù)要求很高，需要在頻域上配置比較窄的子載波帶寬，而在時域上符號的長度以及TTI都可以足夠長，幾乎不需要考慮碼間串擾問題，也就不需要再引入CP。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的發(fā)明目的在于：針對上述存在的問題，提供一種非均勻子帶疊加的OFDM通信方法，以滿足不同場景下資源的靈活配置，同時提高頻譜利用率，降低計算復雜度。本發(fā)明的一種非均勻子帶疊加的OFDM通信方法，包括下列步驟：發(fā)射端步驟：將整個信道帶寬劃分為K個子帶，設置每個子帶的寬帶設置為Bi＝ΔfiNRBQi，并設置每個子帶傳輸?shù)淖虞d波個數(shù)其中Δfi表示第i個子帶的子載波間隔且K個子帶的子載波間隔不同，NRB表示一個資源塊的子載波數(shù)目(NRB的取值取決于所采用的通信協(xié)議)，Qi為預設整數(shù)，子帶標識符i＝1,2,…K，符號表示下取整；設置每個子帶的信號采樣率為其中Ni表示第i個子帶的移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)，mi表示降低倍數(shù)，通過調(diào)整mi的取值，使得Ni/mi與的差值在預設范圍內(nèi)，即盡量使得Ni/mi的值最接近現(xiàn)有的子帶信號采樣率通常為NiΔf，本發(fā)明通過降低子帶信號采樣率，從而使得采用的濾波器的階數(shù)降低，進而降低計算復雜度。對輸入的二進制比特流數(shù)據(jù)b進行調(diào)制得到復數(shù)信號d，并基于設置的子載波個數(shù)將復數(shù)信號d劃分到K個子帶，得到K個子帶的復數(shù)信號di，其中復數(shù)信號di的信號采樣率為分別對K個復數(shù)信號di進行OFDM調(diào)制(逆傅里葉變換、添加循環(huán)前綴)，得到信號其中逆傅里葉變換的采樣點數(shù)為Ni/mi；基于第i個子帶的Fi級濾波器，每級濾波器的采樣值Lj,j＝1,2,…,Fi(其中)，對信號進行Fi級的逐級速率匹配處理：從第1級開始，基于當前級的采樣值Lj進行上采樣后，再通過第j級的濾波器進行卷積處理，即先對信號根據(jù)第1級的采樣值L1進行上采樣后，再通過第1級濾波器；接著對第1級濾波器的輸出基于采樣值L2進行上采樣后，再通過第2級濾波器；依次類推，完成逐級速率匹配；本發(fā)明通過逐級速率匹配，使得每個子帶的信號采樣率相同，其采樣率均為fs＝NiΔfi，i＝1,2,…,K，即達到和移動通信標準中相同的采樣率。為了進一步提高處理效率，在進行Fi級的逐級速率匹配處理時，先對第i個子帶的各級濾波器進行多相分解，得到第j級的個子濾波器，其中第j級的子濾波器的長度為表示第i個子帶的第j級濾波器的長度；在進行第j級卷積濾波時，通過j級的個子濾波器并行進行。對第Fi級濾波器輸出的信號進行頻譜搬移處理，得到信號將K個子帶的信號疊加得到發(fā)射信號并發(fā)射。發(fā)射信號經(jīng)信道傳輸?shù)玫叫盘柦邮斩瞬襟E：接收信號并對信號進行發(fā)射端相同的頻譜搬移處理，得到各子帶的接收信號其中i＝1,2,…K；基于與發(fā)射端匹配的各子帶的Fi級濾波器、每級濾波器的采樣值Lj，對信號進行Fi級的逐級速率匹配處理，得到信號從第Fi級開始，先通過第j級的濾波器進行卷積處理，再基于當前級的采樣值Lj進行下采樣，即實現(xiàn)發(fā)射端的逆逐級速率匹配；對信號去循環(huán)前綴、傅里葉變換，得到頻域信號其中傅里葉變換的采樣點數(shù)為Ni/mi；再對K個頻域信號進行串并轉(zhuǎn)換得到信號對信號進行解調(diào)制得到估計的二進制比特流數(shù)據(jù)本發(fā)明根據(jù)不同的應用場景，把整個信道帶寬劃分為多個子帶，繼而把高速的碼流通過子帶劃分變成低速的碼流，以此降低信號采樣速率，提高頻譜利用率；而且每個子帶的子載波間隔和時域符號長度可以不同。信號通過多相多級濾波器進行濾波，進而降低計算復雜度。本發(fā)明在保留了OFDM和F-OFDM的優(yōu)點的同時，克服了其缺點；可以實現(xiàn)帶寬的靈活配置，實現(xiàn)信號的異步傳輸。對應上述通信方法，本發(fā)明還公開了一種非均勻子帶疊加的OFDM通信系統(tǒng)，包括發(fā)射端、接收端，其中發(fā)射端包括比特流生成單元、信號調(diào)制單元、多路分配器、OFDM調(diào)制單元、頻譜搬移單元和發(fā)射單元；接收端包括接收單元、信號解調(diào)單元、復用器、OFDM解調(diào)單元、頻譜搬移單元；同時，發(fā)射端、接收端還分別還包括速率匹配單元；其中速率匹配單元包括F組采樣單元和濾波器，采樣單元的采樣值為Lj，且mi表示第i個子帶的降低倍數(shù)，且滿足Ni/mi的值最接近第i個子帶的子載波數(shù)Ni表示移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)，將Fi組采樣單元和濾波器定義為1～Fi級速率匹配子單元；發(fā)射端：比特流生成單元用于生成二進制比特流數(shù)據(jù)b，并經(jīng)信號調(diào)制單元調(diào)制得到復數(shù)信號d；多路分配器將復數(shù)信號d劃分為K個子帶，每個子帶的復數(shù)信號為di，且第i個子帶的寬帶Bi＝ΔfiNRBQi，其中Δfi表示第i個子帶的子載波間隔且K個子帶的子載波間隔不同，NRB表示一個資源塊的子載波數(shù)目，Qi為預設整數(shù)；第i個子帶的信號采樣率其中Ni表示第i個子帶的移動通信系統(tǒng)標準的傅里葉變換采樣點數(shù)，mi表示降低倍數(shù)；通過K路OFDM調(diào)制單元，并行對K個復數(shù)信號di進行逆傅里葉變換、添加循環(huán)前綴得到信號其中逆傅里葉變換的采樣點數(shù)為Ni/mi；通過K路速率匹配單元，并行對K個信號進行Fi級的逐級速率匹配處理：從第1級速率匹配子單元開始，先基于采樣值Lj對當前輸入進行上采樣，再通過第j級濾波器進行卷積濾波并將卷積濾波結(jié)果作為后一級的輸入，其中第1級的輸入為信號將第Fi級濾波器的輸出信號作為頻譜搬移單元的輸入，通過K路頻譜搬移單元完成K個信號的頻譜搬移處理，得到信號并發(fā)送至發(fā)射單元；發(fā)射單元將K個子帶的信號疊加得到發(fā)射信號并發(fā)射。發(fā)射信號經(jīng)信道傳輸?shù)玫叫盘柦邮斩耍航邮諉卧糜诮邮招盘柌l(fā)送給頻譜搬移單元；K路頻譜搬移單元對信號進行發(fā)射端相同的頻譜搬移處理，得到K路接收信號并發(fā)送給速率匹配單元，其中i＝1,2,…K；通過K路速率匹配單元，并行對K個信號進行Fi級的逐級速率匹配處理，得到信號從第Fi級速率匹配子單元開始，先通過第j級濾波器進行卷積濾波，再基于采樣值Lj進行下采樣，并將下采樣結(jié)果作為后一級速率匹配子單元的輸入，其中第Fi級的輸入為信號將信號作為OFDM解調(diào)單元的輸入，通過K路OFDM解調(diào)單元完成K個信號的去循環(huán)前綴、傅里葉變換，得到K路頻域信號其中傅里葉變換的采樣點數(shù)為Ni/mi；復用器用于將K路頻域信號合并為一路信號并發(fā)送給信號解調(diào)單元；信號解調(diào)單元對信號進行解調(diào)制得到估計的二進制比特流數(shù)據(jù)綜上所述，由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明的有益效果是：1)通過降低每個子帶信號的采樣率，從而降低所采用的濾波器的階數(shù)，降低信號的帶外衰減，提高頻譜利用率；2)在進行濾波時，連接多級濾波器，每一級濾波器采用多相分解的方式，可以降低濾波器階數(shù)，降低計算復雜度；3)在頻域上，每個子帶可設置滿足不同系統(tǒng)要求的子載波間隔，即可以靈活配置帶寬，滿足不同應用場景的需求；4)在時域上，由于整個帶寬劃分為K個子帶，每個子帶是相互獨立的，可以傳輸不同的信號，降低了系統(tǒng)對同步精度的要求。附圖說明圖1為本發(fā)明的流程示意圖。圖2為F-OFDM和OFDM系統(tǒng)的信號功率譜曲線。圖3為本發(fā)明(NSS-OFDM系統(tǒng))不同應用場景的資源配置。圖4為本發(fā)明不同濾波器下和OFDM系統(tǒng)的性能曲線。圖5為本發(fā)明三個子帶劃分不同子載波間隔下的BER曲線。圖6為本發(fā)明不同調(diào)制方式不同保護帶和OFDM系統(tǒng)的性能曲線。圖7為OFDM系統(tǒng)，F(xiàn)-OFDM系統(tǒng)和本發(fā)明(NSS-OFDM系統(tǒng))不同調(diào)制方式下的計算復雜度三維柱狀圖。圖8為OFDM系統(tǒng)，F(xiàn)-OFDM系統(tǒng)和NSS-OFDM系統(tǒng)頻譜利用率三維柱狀圖。具體實施方式為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面結(jié)合實施方式和附圖，對本發(fā)明作進一步地詳細描述。參見圖1，本發(fā)明的非均勻子帶疊加的OFDM通信系統(tǒng)(以下簡稱NSS-OFDM系統(tǒng))主要包括比特流生成單元、發(fā)射單元、信號接收單元、信號調(diào)制/解調(diào)制單元，子帶劃分/整合單元，OFDM調(diào)制/OFDM解調(diào)單元，速率匹配單元和頻譜搬移單元。詳細過程為：在發(fā)射端，比特流生成單元生成系統(tǒng)所需的二進制比特流數(shù)據(jù)b，經(jīng)過信號調(diào)制，如QPSK，得到復數(shù)信號d，通過多路分配器(DEMUX)將復數(shù)信號d劃分為K個子帶，每個子帶的復數(shù)信號為di,i＝1,2,…,K。子帶之間保護帶為NFGI，每個子帶的帶寬為：Bi＝ΔfiNRBQi，其中Δfi,i＝1,2,…,K為第i個子帶的子載波間隔，不同的應用場景，子載波間隔不同，如圖3所示(根據(jù)不同的應用場景可以配置不同的子載波間隔和時間周期。對于物聯(lián)網(wǎng)場景，單傳感器傳送數(shù)據(jù)量極低，但對系統(tǒng)整體連接數(shù)要求很高，則子載波間隔較窄，但時域符號長度較長；對于車聯(lián)網(wǎng)和高鐵的應用場景，需要較寬的子載波間隔，為了降低時延，信號的時域符號周期較短。對于傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)，子載波間隔和信號的時域符號周期是固定的，可進行普通的聲音/數(shù)據(jù)和視頻的傳輸；對于其它應用場景，可根據(jù)不同的要求，設置不同的子載波間隔)。NRB為一個資源塊子載波的個數(shù)(如LET中資源塊的子載波數(shù)目)，Qi為預設整數(shù)，且滿足B為整個系統(tǒng)的帶寬。在K個子帶中，子載波間隔不同，每個子帶傳輸子載波個數(shù)為：根據(jù)不同的應用場景，將所劃分的每個子帶的信號采樣率設置為其中降低倍數(shù)mi的取值基于進行設置，即使得使得的值最接近FFT和IFFT模塊是OFDM系統(tǒng)中最基本的模塊，F(xiàn)FT是實現(xiàn)DFT(離散傅里葉變化)的一種快速算法，IFFT是FFT的逆變換。本發(fā)明中，IFFT、FFT所涉及的采樣點數(shù)均為下標i用于標識不同的子帶。將第i子帶的復數(shù)信號di輸入OFDM調(diào)制單元(IFFT變換，添加循環(huán)前綴)得到信號然后再對信號進行逐級速率匹配：信號進行上采樣然后依次和濾波器1，2，…F卷積。信號首先經(jīng)過L1倍的上采樣，經(jīng)過濾波器1，然后信號經(jīng)過L2倍的上采樣，經(jīng)過濾波器2，直至經(jīng)過倍的上采樣經(jīng)過濾波器Fi。其中為了降低Fi級濾波器階數(shù)，提高傳輸速率，把濾波器1,2,…Fi分別劃分為個子濾波器，信號和子濾波器組進行卷積。當信號經(jīng)過Fi級濾波器之后，每個子帶的信號采樣率相同，其采樣率為：fs＝NiΔfi，i＝1,2,…,K。通過多相子濾波器進行濾波，K個子路的信號并行運算，可以大大提高運行的速度。第i個子帶信號經(jīng)過1,2,…Fi級濾波器得到信號對此信號進行相應的頻譜搬移得到信號為K個子帶信號疊加得到總的發(fā)射信號為：疊加之后的信號經(jīng)過信道得到在接收端，接收單元用于獲取接收信號并通過頻譜搬移單元對接收信號進行和發(fā)射端對應的頻譜搬移，得到每個子帶的信號在發(fā)射端的速率匹配單元，對每個子帶信號先通過第F級速率匹配子單元：經(jīng)第F級濾波器進行卷積濾波，再基于采樣值LF進行下采樣；再以同樣的方式逐級通過第F-1,…,2,1級速率匹配子單元，最終得到信號信號經(jīng)過OFDM解調(diào)模塊(去循環(huán)前綴，F(xiàn)FT變換)得到頻域信號最后，通過復用器(MUX)將K個頻域信號復合為一路信號經(jīng)信號解調(diào)單元進行解映射得到估計二進制比特流數(shù)據(jù)本發(fā)明的NSS-OFDM系統(tǒng)根據(jù)不同場景可以靈活配置信號的參數(shù)，而且通過利用多相多級濾波可以降低計算復雜度，提高頻譜利用率。本發(fā)明把系統(tǒng)運行乘法的次數(shù)作為計算復雜度。在計算復雜度時，只考慮信號通過IFFT和濾波器的乘法次數(shù)。下面分別給出三種系統(tǒng)(OFDM系統(tǒng)、F-OFDM系統(tǒng)、NSS-OFDM系統(tǒng))在發(fā)射端的計算復雜度Γ：Γ=N2log2N,OFDMΣi=1K(N2log2N+NLf),F-OFDMΣi=1K(Ni2mlog2Nim+NimLK,1+...+(Nim+LK,1-1+,...,+LK,F-1-1)LK,F),NSS-OFDM]]>其中，N為OFDM系統(tǒng)和F-OFDM系統(tǒng)IFFT/FFT采樣點數(shù)，K為整個帶寬劃分的子帶個數(shù)。在F-OFDM系統(tǒng)中，每個子帶濾波器長度為Lf。在NSS-OFDM系統(tǒng)中，LK,1…,LK,F-1,LK,F為劃分K個子帶時，濾波器1到濾波器F的長度，L1…,LF-1,LF為濾波器上采樣的值，且滿足L1×L2×…×LF-1×LF＝mi。Ni為每個子帶的移動通信系統(tǒng)標準的IFFT/FFT采樣點數(shù)，mi為降低倍數(shù)。在LTE標準中，OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率為：本發(fā)明的NSS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率為：其中K為子帶劃分的個數(shù)，NFGI′為信道邊緣保護帶的間隔，滿足NFGI′＝p1Δf，NFGI為子帶間保護帶間隔，取值為NFGI＝p2Δf，Δf為子載波間隔。其中p1、p2為系統(tǒng)預設參數(shù)，且p2可以設置為0。實施例在仿真時，信號為LTE標準20MHz帶寬下的傳輸模式，其中信道帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，信號的采樣率為fs＝30.72Mbps，不考慮信號的編解碼。假設整個帶寬劃分三個子帶，每個子帶的子載波間隔分別為：Δf1＝15KHz，Δf2＝30KHz，Δf3＝60KHz，則下采樣之前三個子帶傅里葉變換的采樣點數(shù)分別為：N1＝2048，N2＝1024，N3＝512，根據(jù)公式子帶帶寬公式Bi＝ΔfiNRBQi可得到三個子帶信號帶寬依次為：B1＝15×12×Q1＝180Q1KHz、B2＝30×12×Q2＝360Q2KHz、B3＝60×12×Q3＝720Q3KHz，令Q1＝37,Q2＝18,Q3＝9，可得到三個子帶的信道帶寬分別為B1＝6.66MHz，B2＝6.48MHz，B3＝6.48MHz。每個子帶傳輸?shù)淖虞d波個數(shù)為：每個子帶進行4倍的下采樣，下采樣之后的傅里葉變換的采樣點數(shù)分別為：NFFT1＝512，NFFT2＝256，NFFT3＝128。剩余的信道帶寬作為子帶之間的保護帶NFGI和邊緣的保護帶NFGI′，其他參數(shù)設置如表1所示。表1圖2表示OFDM系統(tǒng)和F-OFDM(K＝1)系統(tǒng)的功率譜密度曲線。K為整個帶寬劃分子帶的個數(shù)，OFDM系統(tǒng)邊緣保護帶為1MHz，F(xiàn)-OFDM系統(tǒng)整個帶寬用SRRC濾波器濾波，濾波器的長度為Lf＝1025，邊緣保護帶為30KHz，其他參數(shù)和LTEOFDM系統(tǒng)參數(shù)相同。由圖2可知，F(xiàn)-OFDM的帶外衰減大大降低，頻譜利用率明顯提高，但是整個帶寬只允許一種場景下的信號傳輸，且計算復雜度較高。圖4表示NSS-OFDM系統(tǒng)在SRRC(平方根升余弦)窗濾波器，hanning(漢寧)窗濾波器和kasier(凱撒)窗濾波器下和OFDM系統(tǒng)的BER性能曲線。整個帶寬劃分為3個子帶，每個子帶的子載波間隔分別為：15KHz,30KHz,60KHz，子帶之間保護間隔為15KHz，16QAM調(diào)制。在此仿真中NSS-OFDM系統(tǒng)的BER為所有子帶錯誤比特數(shù)的和，其他參數(shù)如表1所示。仿真顯示：SRRC(平方根升余弦)濾波器的性能最好，hanning(漢寧)濾波器的性能次之，kasier(凱撒)濾波器的性能最差。所以本發(fā)明選擇SSRC濾波器對NSS-OFDM系統(tǒng)進行濾波，接收端采用匹配濾波的方法對信號濾波。圖5表示在同一條件下，三個子帶的BER曲線。在仿真時，三個子帶的子載波間隔分別為：Δf1＝15KHz，Δf2＝30KHz，Δf3＝60KHz，子帶之間的保護間隔為30KHz，每個子帶為16QAM調(diào)制，其他參數(shù)如表1所示。由于每個子帶的子載波間隔不同，子帶之間的干擾也不同，當Δf3＝2Δf2＝4Δf1時，子帶1的信號會同時受到子帶2和子帶3的干擾。通過圖形得出，通過不同子帶的劃分，子帶之間不再滿足正交性，子帶3的BER性能曲線優(yōu)于子帶1和子帶2。圖6表示不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶之間的保護間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在此仿真中NSS-OFDM系統(tǒng)的BER為所有子帶錯誤比特數(shù)的和，子帶之間的保護帶分別設置為0/1/2/3/4倍的最小子載波間隔Δf1＝15KHz，其他參數(shù)設置如表1所示。通過圖6得出，當系統(tǒng)在低階調(diào)制時，如QPSK調(diào)制，所用濾波器階數(shù)較低，濾波器1和濾波器2的階數(shù)分別為：100,80。隨著調(diào)制階數(shù)提高，濾波器階數(shù)增大，當調(diào)制方式為16QAM時，最優(yōu)濾波器階數(shù)為：200,100，當調(diào)制方式為64QAM時，最優(yōu)濾波器階數(shù)為：300,60。在不同的調(diào)制方式下，隨著子帶之間的保護間隔變大，NSS-OFDM系統(tǒng)的BER性能越好。圖7表示OFDM系統(tǒng)，F(xiàn)-OFDM系統(tǒng)和NSS-OFDM系統(tǒng)的計算復雜度Γ。在計算復雜度Γ的計算公式中，N＝2048為IFFT/FFT采樣點數(shù)，整個帶寬劃分3個子帶，三個子帶的子載波間隔分別為：Δf1＝15KHz，Δf2＝30KHz，Δf3＝60KHz。F-OFDM系統(tǒng)，每個子帶濾波器的長度為1024。NSS-OFDM系統(tǒng)中，L1＝L2＝2為濾波器上采樣的值，L3,1,L3,2為濾波器1和濾波器2的長度。在進行仿真時，子帶之間的保護間隔為15KHz，調(diào)制方式分別為QPSK、16QAM和64QAM。選擇SRRC濾波器進行濾波，其他參數(shù)如表1所示。通過上述參數(shù)得出NSS-OFM系統(tǒng)復雜度低于F-OFDM系統(tǒng)。圖8表示OFDM系統(tǒng)，F(xiàn)-OFDM系統(tǒng)和NSS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率。OFDM系統(tǒng)邊緣分別有1MHz的保護帶，則頻譜利用率為90％，F(xiàn)-OFDM系統(tǒng)中，整個帶寬劃分為3個子帶，三個子帶的帶寬分別為：0.72MHz,18MHz,0.72MHz。則頻譜利用率為：在NSS-OFDM系統(tǒng)中，整個帶寬劃分為3個子帶，三個子帶的帶寬分別為：6.66MHz，6.48MHz，6.48MHz，則NSS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率為：在仿真實驗中，子帶之間的保護間隔為15KHz，16QAM調(diào)制，SRRC濾波器的長度為L3,1＝200,L3,2＝100。通過圖7和圖8得出，NSS-OFDM復雜度低于F-OFDM系統(tǒng)直接濾波的方法，頻譜利用率高于OFDM和F-OFDM系統(tǒng)。由以上分析可知，本發(fā)明可以根據(jù)不同的應用場景靈活配置信號參數(shù)，為下一代通信系統(tǒng)提供了很好的波形設計方法。同時能提高頻譜利用率，降低帶外輻射，可以解決現(xiàn)在頻譜短缺，傳輸數(shù)據(jù)指數(shù)級增長的問題。相對于F-OFDM直接濾波的方法，本發(fā)明通過多相多級濾波器卷積，使得濾波器長度大大降低，計算復雜度降低。以上所述，僅為本發(fā)明的具體實施方式，本說明書中所公開的任一特征，除非特別敘述，均可被其他等效或具有類似目的的替代特征加以替換；所公開的所有特征、或所有方法或過程中的步驟，除了互相排斥的特征和/或步驟以外，均可以任何方式組合。當前第1頁1 2 3