優(yōu)先權(quán)申請(qǐng)的引用

本申請(qǐng)要求于2015年9月17日提交的美國臨時(shí)專利62/219707和于2015年10月7日提交的美國臨時(shí)專利序列號(hào)62/238,177的優(yōu)先權(quán)益，這兩個(gè)申請(qǐng)通過引用并入本文。

本申請(qǐng)是于2015年1月22日提交的美國專利申請(qǐng)序列號(hào)14/602,330的部分連續(xù)申請(qǐng)，該美國專利申請(qǐng)序列號(hào)14/602,330又是于2013年9月23日提交的題為“l(fā)inearrowarrayintegratedpowercombinerforrfpoweramplifiers”的美國專利申請(qǐng)序列號(hào)14/034143的部分連續(xù)申請(qǐng)，該美國專利申請(qǐng)序列號(hào)14/034143要求以下申請(qǐng)的優(yōu)先權(quán)益：2012年9月23日提交的題為“anintegratedtransformer”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/704,510、2012年9月25日提交的題為“amethodandsystemfornoisereductioninwirelesscommunication”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/705,150、2012年10月30日提交的題為“systemandmethodforradiofrequencysignalamplification”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/720,001、2012年11月15日提交的題為“dcdcconverterwithfastoutputvoltagetransitions”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/726,699、2012年11月15日提交的題為“high-efficiencyenveloptrackingmethodandsystemutilizingdc-dcconverterwithfastoutputvoltagetransitions”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/726,717、2012年11月16日提交的題為“amethodanddeviceforselfalignedpaandlnavswrout/inimprovement,dynamicallyadjusttoantenna”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/727,120、2012年11月16日提交的題為“amethodanddeviceforselfalignedlinearitydrivenlnaimprovement”的美國申請(qǐng)序列號(hào)61/727,121，以上所有申請(qǐng)通過引用整個(gè)地并入本文。

發(fā)明領(lǐng)域

本發(fā)明涉及射頻(rf)電路的領(lǐng)域，且更具體地涉及具有高線性度和高效率功率放大器的rf前端模塊(fem)電路。

發(fā)明背景

目前，無線通信系統(tǒng)在涉及從一點(diǎn)傳輸?shù)搅硪稽c(diǎn)的信息傳輸?shù)脑S多場(chǎng)景中找到應(yīng)用，并且存在適于滿足每個(gè)場(chǎng)景的特定需要的廣泛形態(tài)。這些系統(tǒng)包括用于遠(yuǎn)距離語音通信的蜂窩電話和雙向無線電，以及用于計(jì)算機(jī)系統(tǒng)的短程數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)等等。一般來說，無線通信涉及進(jìn)行調(diào)制以表示數(shù)據(jù)的射頻(rf)載波信號(hào)以及符合一組標(biāo)準(zhǔn)的信號(hào)的調(diào)制、發(fā)送、接收和解調(diào)。對(duì)于無線數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)，示例性標(biāo)準(zhǔn)包括無線lan(ieee802.11)、藍(lán)牙(ieee802.15.1)以及zigbee(ieee802.15.4)，它們通常是時(shí)域雙工系統(tǒng)，其中在時(shí)分通信信道上仿真雙向鏈路。

無線通信系統(tǒng)的一個(gè)基本組成部分是包括發(fā)射器和接收器電路的收發(fā)器。具有其數(shù)字基帶子系統(tǒng)的收發(fā)器將數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)編碼到基帶信號(hào)并且將基帶信號(hào)與rf載波信號(hào)一起調(diào)制。用于wlan的調(diào)制包括正交頻分復(fù)用(ofdm)、正交相移鍵控(qpsk)和正交振幅調(diào)制(16qam、64qam)；用于wlan的調(diào)制包括gfsk和4/8-dqpsk；以及用于zigbee的調(diào)制包括bpsk和oqpsk(或msk)。

從天線收到信號(hào)后，該收發(fā)器將rf信號(hào)下變頻，解調(diào)基帶信號(hào)并且將由基帶信號(hào)所表示的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行解碼。連接到收發(fā)器的天線將電信號(hào)轉(zhuǎn)換成電磁波并且反之亦然。根據(jù)具體的配置，收發(fā)器可以包括專用發(fā)送(tx)線和專用接收(rx)線或者收發(fā)器可以具有組合的發(fā)送/接收線。在單獨(dú)的tx和rx線的情況下，發(fā)送線和接收線通常結(jié)合到單個(gè)天線，尤其是對(duì)于低成本和/或小尺寸的應(yīng)用。

在收發(fā)器和天線之間的電路通常稱為前端模塊(fem)。該fem包括rf功率放大器(pa)，其通過放大諸如蜂窩電話手機(jī)之類的無線設(shè)備中的較弱的輸入信號(hào)來生成輸出發(fā)送信號(hào)。許多這些通信設(shè)備被配置為工作在用于不同通信系統(tǒng)的不同頻帶中。例如，第三代(3g)蜂窩通信系統(tǒng)、4g蜂窩(lte)系統(tǒng)、802.11wlan系統(tǒng)等等。

因此，希望有一種前端模塊，其能夠滿足現(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)(如802.11、3g和4g蜂窩系統(tǒng))的性能要求，同時(shí)降低制造復(fù)雜性、尺寸和成本。

發(fā)明概述

可提供一種集成電路，其可包括管芯，所述管芯具有其上所嵌入的有源射頻(rf)部件；用于接收來自有源rf部件的輸出信號(hào)的第一端口；諧波濾波器，其可包括第一諧波濾波器電感器；以及第一rf電感負(fù)載，所述第一rf電感負(fù)載可電耦合到第一端口且可磁耦合到第一諧波濾波器電感器。

有源rf部件可以是功率放大器、低噪聲放大器、電壓控制的振蕩器、rf混頻器或消耗功率和操縱rf信號(hào)的任何其他的rf電路。

可提供一種rf電路，其可包括用于接收來自有源rf部件的輸出信號(hào)的第一端口；第一諧波濾波器電感器；以及第一rf電感負(fù)載，所述第一rf電感負(fù)載可電耦合到第一端口且可磁耦合到第一諧波濾波器電感器。

rf電路可包括可電耦合到第一諧波濾波器電感器的第一諧波濾波器電容器。

rf電路可包括輸出端口和輸出電感器，所述輸出電感器可電耦合到輸出端口且可磁耦合到第一rf電感負(fù)載。

第一諧波濾波器電感器可至少部分地被第一rf電感負(fù)載和被輸出電感器圍繞。

第一諧波濾波器電感器可至少部分地被第一rf電感負(fù)載圍繞。

第一諧波濾波器電感器可完全地被第一rf電感負(fù)載圍繞。

第一端口和第一諧波濾波器電感器之間的距離可以不超過0.5厘米。

第一端口可以直接連接到有源rf部件和連接到第一rf電感負(fù)載。

可提供一種射頻(rf)功率放大器，其可包括用于接收一個(gè)或多個(gè)rf輸入信號(hào)的一個(gè)或多個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)；用于驅(qū)動(dòng)負(fù)載的一個(gè)或多個(gè)輸出節(jié)點(diǎn)；操作地耦合到輸入節(jié)點(diǎn)的一個(gè)或多個(gè)子放大器，每個(gè)子放大器操作來放大其相應(yīng)的rf輸入信號(hào)以生成子放大器輸出信號(hào)；以及包括操作來放大具有第一振幅的rf輸入信號(hào)的高放大器部件和操作來放大具有第二振幅的rf輸入信號(hào)的低放大器部件的每個(gè)子放大器；其中第一振幅超過第二振幅；其中高放大器部件可包括具有第一閾值電壓的第一晶體管；其中第二放大器部件可包括具有第二閾值電壓的第二晶體管；其中第一閾值電壓超過第二閾值電壓。

第一振幅可對(duì)應(yīng)于802.11標(biāo)準(zhǔn)的峰值振幅，且第二振幅可對(duì)應(yīng)于802.11標(biāo)準(zhǔn)的平均振幅。

對(duì)于每個(gè)子放大器來說，第一晶體管和第二晶體管可直接耦合到一個(gè)或多個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)中的單個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)。

對(duì)于每個(gè)子放大器來說，第一晶體管和第二晶體管可通過不包括直流(dc)阻斷電容器的導(dǎo)電通路而被連接到一個(gè)或多個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)中的單個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)。

對(duì)于每個(gè)子放大器來說，第一晶體管和第二晶體管可直接耦合到一個(gè)或多個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)中的單個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)且可被單一偏置信號(hào)偏置。

對(duì)于每個(gè)子放大器來說，第一晶體管和第二晶體管可直接耦合到一個(gè)或多個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)中的單個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)且可被單一偏置電路偏置。

第一晶體管可以是c類非線性放大器。

第二晶體管可以是ab類線性放大器。

第二晶體管可以是a類線性放大器。

第一閾值電壓可與第二閾值電壓相差多于或少于0.13伏特。

rf功率放大器可包括功率合成器，其可操作地耦合到所述一個(gè)或多個(gè)子放大器且可適合于磁合成由每個(gè)子放大器生成的功率以生成rf放大器輸出信號(hào)。

一個(gè)或多個(gè)子放大器可集成在同一個(gè)集成電路上。

每個(gè)所述子放大器可操作以接收差分rf輸入信號(hào)并生成差分rf輸出信號(hào)。

rf功率放大器可使用選自包括以下項(xiàng)的組的半導(dǎo)體技術(shù)來進(jìn)行制造：互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(cmos)、砷化鎵(gaas)、硅鍺(sige)、磷化銦鎵(ingap)和氮化鎵(gan)。

rf功率放大器可適合于發(fā)送符合選自包括以下項(xiàng)的組的無線標(biāo)準(zhǔn)的信號(hào)：802.11無線局域網(wǎng)(wlan)、長期演進(jìn)(lte)、全球微波互聯(lián)接入(wimax)、高清晰度電視(hdtv)、第三代(3g)蜂窩、第四代(4g)蜂窩和數(shù)字增強(qiáng)型無繩通信(dect)。

可提供在任何附圖中的和/或說明書的任何部分中的任何rf電路的任何組合。

可提供用于利用在任何附圖中的和/或說明書的任何部分中的任何元素的方法。

附圖簡(jiǎn)述

本文參考附圖僅通過舉例的方式對(duì)本發(fā)明加以描述，在附圖中：

圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例雙頻段多芯片前端模塊(fem)的框圖；

圖2是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例單芯片fem電路的框圖；

圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的框圖；

圖4是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的fem電路的示例rx路徑部分的框圖；

圖5是示出了fem電路的第一示例tx路徑部分的框圖；

圖6是示出了fem電路的第二示例tx路徑部分的框圖；

圖7是示出了fem電路的第三示例tx路徑部分的框圖；

圖8是示出了fem電路的第四示例tx路徑部分的框圖；

圖9是示出了fem電路的第五示例tx路徑部分的框圖；

圖10是示出了fem電路的第六示例tx路徑部分的框圖；

圖11是更詳細(xì)地示出了功率放大器電路的低和高部分的框圖；

圖12a是示出了第一示例差分pa電路的示意圖；

圖12b是更詳細(xì)地示出了具有變壓器連接的第一示例差分pa電路的示意圖；

圖13a是示出了第二示例差分pa電路的示意圖；

圖13b是示出了更詳細(xì)地顯示的具有變壓器連接的第二示例差分pa電路的示意圖；

圖14是示出了第三示例差分pa電路的示意圖；

圖15是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第一示例集成變壓器的布局圖；

圖16是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第二示例集成變壓器的布局圖；

圖17是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第三示例集成變壓器的布局圖；

圖18是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第四示例集成變壓器的布局圖；

圖19a是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第五示例集成變壓器的布局圖；

圖19b是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第六示例集成變壓器的布局圖；

圖19c是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第七示例集成變壓器的布局圖；

圖20是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第八示例集成變壓器的布局圖；

圖21是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第九示例集成變壓器的布局圖；

圖22是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十示例集成變壓器的布局圖；

圖23是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十一示例集成變壓器的布局圖；

圖24是示出了fem電路的第七示例tx路徑部分的框圖；

圖25是示出了fem電路的第八示例tx路徑部分的框圖；

圖26a是示出了本發(fā)明的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的高層系統(tǒng)框圖；

圖26b是示出了本發(fā)明的示例同步dc-dc降壓轉(zhuǎn)換器的高層框圖；

圖27是示出了本發(fā)明的包含微調(diào)單元的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的框圖；

圖28是示出了dc-dc轉(zhuǎn)換器電路的輸出電壓的圖；

圖29是示出了dc-dc轉(zhuǎn)換器電路的輸出電壓的上升沿的圖；

圖30是示出了dc-dc轉(zhuǎn)換器電路的輸出電壓的下降沿的圖；

圖31是示出了fem電路的第九示例tx路徑部分的框圖；

圖32是示出了本發(fā)明的包含多個(gè)微調(diào)單元的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的框圖；

圖33是示出了用于rf輸入的dc-dc轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖；

圖34是更詳細(xì)地示出了用于rf輸入的dc-dc轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖；

圖35是示出了第一示例tx/rx開關(guān)的示意圖；

圖36是示出了第二示例tx/rx開關(guān)的示意圖；

圖37是示出了示例天線rf開關(guān)的示意圖；

圖38是示出了取決于輸出功率的功率附加效率(pae)的曲線圖；

圖39是示出了取決于輸入功率的輸出功率的曲線圖；

圖40是示出了功率放大器電路的am2am和am2pm響應(yīng)的曲線圖；

圖41是示出了本發(fā)明的功率放大器電路所實(shí)現(xiàn)的線性化的曲線圖；

圖42是示出了功率放大器功率回退(backoff)動(dòng)態(tài)功率回退工作區(qū)域之前和之后的rf信號(hào)的曲線圖；

圖43是示出了用于qam64的功率放大器的頻譜的曲線圖；

圖44是示出了用于qam64的動(dòng)態(tài)功率回退之前和之后的時(shí)域rfofdm信號(hào)的曲線圖；

圖45是示出了用于qam64的接收和發(fā)送星座圖的曲線圖；

圖46是示出了用于qam256的功率放大器的頻譜的曲線圖；

圖47是示出了用于qam256的動(dòng)態(tài)功率回退之前和之后的時(shí)域rfofdm信號(hào)的曲線圖；

圖48是示出了用于qam256的接收和發(fā)送星座圖的曲線圖；

圖49是示出了包含本發(fā)明的fem電路的示例性無線裝置的高層框圖；

圖50根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖51根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖52根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖53根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖54根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖55根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖56根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖57根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖58根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖59根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了集成電路變壓器、多個(gè)功率放大器、功率分路器和多個(gè)偏置電路；

圖60根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了集成電路變壓器、多個(gè)功率放大器、功率分路器和多個(gè)偏置電路；

圖61根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖62根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖63根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖64根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖65根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖66根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖67根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖68根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯和在管芯外部的電源電路的集成電路；

圖69根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖70根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖71根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖72根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖73根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖74根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖75根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖76根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了具有集成諧波濾波器的射頻電路的至少一部分；

圖77根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括兩對(duì)放大器部件的子放大器；

圖78根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括兩對(duì)放大器部件的子放大器，還示出了四個(gè)偏置電路；

圖79根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括兩對(duì)放大器部件的子放大器；

圖80根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括兩對(duì)放大器部件的子放大器，還示出了兩個(gè)偏置電路；

圖81和82根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了圖80中的子放大器的仿真結(jié)果；以及

圖83根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了圖76中的電路的仿真結(jié)果。

發(fā)明的詳細(xì)描述

諸如收發(fā)器的rf電路通常被制造為集成電路，因?yàn)槲⑿推骷叽绾透偷某杀?，集成電路通常使用互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(cmos)技術(shù)。小尺寸cmos器件降低電流汲取并要求更低的電池電壓，從而適合于具有大量功耗限制的便攜式應(yīng)用。無線通信鏈路必須是可靠的并且在寬距離上具有高數(shù)據(jù)吞吐量，這在天線輸出端需要更高的功率水平。例如，上述的無線lan和bluetooth通常要求為20dbm(即100mw)或更多的功率水平。

但是，更高的功率輸出要求rf電路中更高的電流和電壓水平。目前許多cmos器件采用0.18微米工藝生產(chǎn)，先進(jìn)系統(tǒng)利用130納米、90納米、65納米和45納米工藝。由于集成電路中的半導(dǎo)體器件的降低的擊穿電壓，所得到的集成電路工作電壓在1.8v至低于1.2v的范圍內(nèi)。特別是對(duì)于在ofdm、qpsk、qam等情況中具有包絡(luò)變化的信號(hào)，很難達(dá)到1.8v的+20dbm的功率水平。增加功率要求通常會(huì)導(dǎo)致效率下降，這是因?yàn)楦蟊壤墓β时粨p失為熱量，隨后電池壽命縮短。此外，對(duì)于具有增加電流的相同的功率水平，阻抗被降低了?？紤]到多數(shù)rf電路被設(shè)計(jì)成具有50ohm阻抗，由于增加的功率損耗，用于被降低的阻抗的匹配電路的設(shè)計(jì)也是有問題的。

用于蜂窩、wlan、bluetooth、zigbee等的傳統(tǒng)收發(fā)器通常不會(huì)生成足夠的功率或不具有足夠的rx靈敏度，而在很多情況下可靠的通信需要足夠的rx靈敏度。當(dāng)前集成電路收發(fā)器器件具有低于0dbm的發(fā)射功率水平，盡管也有一些器件具有10或20dbm的功率水平，但仍然是低于所需的20-25dbm。因此，額外的rf信號(hào)的調(diào)節(jié)是必要的。

在收發(fā)器和天線之間的電路通常被稱為前端模塊或fem。所述fem包括用于增加發(fā)送功率的功率放大器以及提高接收靈敏度的低噪聲放大器(lna)。還可以包括諸如帶通濾波器的各種濾波器電路，以在天線處提供干凈的發(fā)送信號(hào)并且保護(hù)接收電路以避免到達(dá)天線的外部阻塞信號(hào)。所述fem還包括rf開關(guān)，以在接收和發(fā)送功能之間快速切換，并防止發(fā)送和接收之間的轉(zhuǎn)變過程中的干擾。所述rf開關(guān)可以由收發(fā)器的通用輸入/輸出線和/或事先商定的控制協(xié)議控制。所述rf開關(guān)被理解為將單個(gè)天線連接到低噪聲放大器的輸入端或功率放大器的輸出端的單刀雙擲開關(guān)。具有共享的發(fā)送和接收線的收發(fā)器(例如結(jié)合藍(lán)牙和zigbee系統(tǒng)所使用的收發(fā)器)通常在功率放大器的輸入端和低噪聲放大器的輸出端處包括第二rf開關(guān)，用于適當(dāng)控制收發(fā)器端的發(fā)送和接收線。所述第二rf開關(guān)(其增強(qiáng)了tx/rx隔離)可以由控制所述第一rf開關(guān)的收發(fā)器的同一通用輸入/輸出線控制。所述功率放大器還可由來自收發(fā)器的使能輸出開啟或關(guān)閉。所述使能線可改變電壓以控制增益或設(shè)置功率放大器偏置電流。

關(guān)聯(lián)的性能、制造和成本問題使得有必要在與功率放大器和低噪聲放大器的襯底不同的襯底上制造rf開關(guān)。功率放大器通常在砷化鎵(gaas)襯底上制造，其提供了高擊穿電壓和可靠性。也可以利用其他的襯底，如硅鍺(sige)。此外，功率放大器可以利用異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(hbt)、金屬-半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(mesfet)或高電子遷移率晶體管(hemt)，其中hbt制造成本最低。低噪聲放大器也可以制造在具有hbt晶體管的gaas襯底上。然而，由于高插入損耗或者低隔離，采用hbt晶體管的rf開關(guān)具有較差的性能特性。

上述問題的一個(gè)解決方案包括使用多管芯配置，在該配置中，功率放大器和低噪聲放大器制造在一個(gè)使用hbt晶體管的管芯上，而rf開關(guān)制造在另一個(gè)使用例如hemt晶體管的管芯上。隨后，兩個(gè)管芯被封裝在單個(gè)封裝中。相比傳統(tǒng)的硅襯底，與gaas襯底關(guān)聯(lián)的增加的成本以及復(fù)雜封裝工藝進(jìn)一步提升了前端模塊電路的成本。另一種解決方案涉及用于功率放大器、低噪聲放大器和rf開關(guān)的復(fù)合gaas襯底，其具有hbt和hemt晶體管。但是，這種集成電路制造成本較高。備選地，硅襯底可用于低噪聲放大器、功率放大器和rf開關(guān)。然而，由于硅襯底的隔離較差，可能使用成本較高的解決方案，例如絕緣體上的硅(soi)。這些集成電路通常需要負(fù)電壓生成器，這導(dǎo)致更大的管芯以用于偏置電路。此外，由用于負(fù)電壓生成器的電荷泵發(fā)射的寬頻率范圍上的假信號(hào)需要物理隔離，這進(jìn)一步增加了管芯尺寸。

本發(fā)明提供了一種fem電路，解決了上述提出的問題。本發(fā)明fem電路提供了高線性度和功率效率并且滿足現(xiàn)代無線通信標(biāo)準(zhǔn)(例如802.11wlan、3g和4g蜂窩標(biāo)準(zhǔn)等)的要求。此外，fem電路的配置允許使用常見的、相對(duì)低成本的半導(dǎo)體制造技術(shù)，諸如市面上所提供的cmos工藝。

圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例雙頻段多芯片前端模塊(fem)的框圖。雙頻帶fem模塊(總體上被標(biāo)為10)包括四個(gè)模塊，其中包括雙工器52、2.4ghzfem電路模塊40、5ghzfem電路模塊28和電源管理單元(pmu)模塊12。2.4ghzfem電路28可操作地在2.4ghzism頻帶接收和發(fā)送信號(hào)，而5ghzfem電路可操作地在5ghzism頻帶接收和發(fā)送信號(hào)。每一個(gè)模塊都可以被構(gòu)建在單獨(dú)的集成電路上，單獨(dú)的集成電路具有芯片之間的印刷或絲焊連接。備選地，fem模塊可以包括單個(gè)集成電路和/或可以處理單個(gè)頻帶。

雙工器52工作以將一個(gè)或多個(gè)天線耦合到2.4和5ghz天線端口。pmu12在電路中是可選的，它可以包括以下的部分或全部：dc-dc轉(zhuǎn)換器24(例如，3.3v)、上電復(fù)位電路20、用于產(chǎn)生時(shí)鐘信號(hào)的振蕩電路22、偏置電路以及rf功率斜坡上升控制、用于2.4ghz的功率放大器(pa)的dc-dc轉(zhuǎn)換電路26、用于5ghzpa的dc-dc轉(zhuǎn)換電路18、時(shí)鐘監(jiān)視電路18和控制邏輯14。

2.4ghzfem電路模塊40包括tx/rx開關(guān)46、功率放大器電路42、低噪聲放大器(lna)電路44、控制邏輯48和接口(i/f)邏輯50。pa42工作以放大基帶電路輸出的用于通過天線廣播的tx信號(hào)。lna44工作以放大從天線接收到的接收信號(hào)，并輸出rx信號(hào)以便由基帶電路解調(diào)和解碼。

同樣地，5ghzfem電路模塊28包括tx/rx開關(guān)34、功率放大器電路30、低噪聲放大器(lna)電路32、控制邏輯36和接口(i/f)邏輯38。pa30工作以放大基帶電路輸出的用于通過天線廣播的tx信號(hào)。lna32工作以放大從天線接收到的接收信號(hào)，并輸出rx信號(hào)以便由基帶電路解調(diào)和解碼。

圖2示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的示例單芯片fem電路的框圖。單芯片fem電路(總體上被標(biāo)為130)包括：pa電路132，用于放大來自基帶電路的tx信號(hào)以通過一個(gè)或多個(gè)天線140廣播；lna134，用于放大從一個(gè)或多個(gè)天線接收到的信號(hào)并輸出rx信號(hào)以便由基帶電路解調(diào)和解碼；tx/rx開關(guān)136，用于將pa或lna耦合到天線；可選的天線開關(guān)138，用于將tx/rx開關(guān)耦合到一個(gè)或多個(gè)天線140；控制邏輯142；i/f邏輯144以及dc-dc轉(zhuǎn)換電路146。

例如，在采用空間分集的系統(tǒng)中可以使用多個(gè)天線140。在mimo系統(tǒng)中，采用多個(gè)天線但每個(gè)天線具有與其自己相關(guān)的fem電路，其中，在基帶電路中，通過信號(hào)處理進(jìn)行多個(gè)接收信號(hào)的合成和多個(gè)發(fā)送信號(hào)的生成。

圖3示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的框圖。dc-dc轉(zhuǎn)換器電路(總體上被標(biāo)為700)包括同步dc-dc轉(zhuǎn)換器708、微調(diào)控制邏輯704、一個(gè)或多個(gè)微調(diào)單元706、一個(gè)或多個(gè)微調(diào)電容器710、一個(gè)或多個(gè)輸出電容器712和一個(gè)或多個(gè)輸出電感器714。dc-dc轉(zhuǎn)換器電路的功能是根據(jù)輸入到微調(diào)控制邏輯的微調(diào)控制命令信號(hào)而生成輸出電壓。包絡(luò)檢測(cè)器(圖中未示出)可用于生成微調(diào)控制命令，使得所生成的輸出電壓跟蹤rf輸入信號(hào)。在下文中更詳細(xì)描述dc-dc轉(zhuǎn)換器電路的操作。

圖4示出了根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)建的fem電路的示例tx路徑部分的框圖。tx路徑電路(總體上被標(biāo)為150)包括從發(fā)射器或收發(fā)器(trx)接收rf輸入信號(hào)的匹配網(wǎng)絡(luò)152、可編程延遲154、用于生成rf輸出的pa156、控制邏輯模塊158、包絡(luò)檢測(cè)器160，170、低通濾波器(lpf)162，172、功率檢測(cè)器164，174以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)166，176。

在本示例性實(shí)施例中，包絡(luò)檢測(cè)被用于rf輸入以及rf輸出，以優(yōu)化pa的操作。跟蹤rf輸入信號(hào)并且調(diào)整pa的增益和可選的其它參數(shù)(通過控制邏輯模塊158)，以最大限度地提高線性度和減少電路的功率消耗。

圖5示出了fem電路的第一示例tx路徑部分的框圖。tx路徑(總體上被標(biāo)為180)包括可編程延遲182、雙模功率放大器電路184、多抽頭變壓器188、模式/偏置控制198、包絡(luò)檢測(cè)器190，200、lpf192、adc194，202以及控制邏輯196。

在本示例性實(shí)施例中，使用包絡(luò)檢測(cè)跟蹤rf輸入和rf輸出信號(hào)。生成的包絡(luò)信號(hào)是用于配置雙模pa184的一個(gè)或多個(gè)操作參數(shù)，以最大限度地提高線性度、增益等，并最大限度地降低功耗。下文中更詳細(xì)描述雙模式pa的操作。在操作中，前饋算法在到功率放大器的輸入端處執(zhí)行包絡(luò)檢測(cè)。a/d轉(zhuǎn)換器采樣包絡(luò)信號(hào)。數(shù)字控制邏輯工作以根據(jù)包絡(luò)電平驅(qū)動(dòng)pa偏置控制，從而使能相應(yīng)的pa晶體管，經(jīng)由多抽頭變壓器合成相應(yīng)pa晶體管的輸出?？删幊萄舆t工作以補(bǔ)償包絡(luò)檢測(cè)器和rf信號(hào)路徑之間的延遲。前饋算法的使用實(shí)現(xiàn)了顯著的效率改善，如在圖41中示出，其中，跡線540表示由圖5的前饋算法執(zhí)行線性化前的功率附加效率(pae)，跡線542表示線性化后的pae。

許多現(xiàn)代的無線標(biāo)準(zhǔn)，例如802.11和特別是802.11ac，其所生成的調(diào)制造成信號(hào)具有比較大的峰均比?？紤]例如正交頻分調(diào)制(ofdm)，峰均比隨子載波數(shù)目的增加而增加并且大約為20log(子載波數(shù))。例如，采用256個(gè)子載波的ofdm調(diào)制可以產(chǎn)生10-12db的峰均比。此外，在每個(gè)子載波內(nèi)，采用256qam需要相對(duì)較好的誤差矢量幅度(evm)，例如，-32db。噪聲、失真、假信號(hào)、iq失配以及pll的相位噪聲、功率放大器的非線性、相鄰信道泄漏比(aclr)都使evm降低。因此，對(duì)功率放大器和fem電路的整體線性度要求相對(duì)嚴(yán)格。此外，期望盡量減少電池的消耗，因此要求fem的電路具有高效率。

另外，在一個(gè)實(shí)施例中，期望使用標(biāo)準(zhǔn)的互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(cmos)集成電路技術(shù)來構(gòu)建fem電路。備選地，fem電路可以使用任何合適的半導(dǎo)體技術(shù)，如砷化鎵(gaas)、硅鍺(sige)、銦鎵磷化物(ingap)、氮化鎵(gan)等。但是，希望使用cmos技術(shù)是由于較低的成本和復(fù)雜性，以及能夠?qū)⒛M電路與數(shù)字邏輯集成。

在一個(gè)實(shí)施例中，以多個(gè)子功率放大器或子放大器186構(gòu)建功率放大器電路184。輸入信號(hào)被分路并且被饋送到每個(gè)子放大器，其提供了功率放大器的總的所需增益的一部分。每個(gè)子放大器的輸出被合成以生成rf輸出信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施例中，合成器單元包括多抽頭變壓器，將在下文中詳細(xì)描述多抽頭變壓器的一個(gè)例子。

在操作中，包絡(luò)檢測(cè)器190讀出rf輸入并且生成信號(hào)的包絡(luò)表示，然后將其過濾和數(shù)字化，并輸入到控制邏輯電路196。同樣讀出rf輸出，并且，生成信號(hào)的數(shù)字化包絡(luò)表示，并輸入到控制邏輯電路196。子放大器186的偏置被偏置控制電路198所控制，其由來自控制邏輯196的一個(gè)或多個(gè)控制信號(hào)所驅(qū)動(dòng)?？删幊萄舆t補(bǔ)償了通過包絡(luò)檢測(cè)器和數(shù)字化步驟的信號(hào)延遲。

圖6示出了fem電路的第二示例tx路徑部分的框圖。該tx路徑(總體上標(biāo)為210)包括雙模功率放大器218、功率控制器212、dc-dc轉(zhuǎn)換器214以及作用是讀出rf輸出的輸出功率檢測(cè)電路216。

在本實(shí)施例中，功率放大器的增益由功率控制信號(hào)控制。響應(yīng)于功率控制信號(hào)和輸出功率水平，功率控制器生成用于dc-dc轉(zhuǎn)換器的控制信號(hào)，其調(diào)制功率放大器的電源電壓。依賴于具體實(shí)現(xiàn)，功率放大器218可以包括一個(gè)或多個(gè)子放大器。

圖7示出了fem電路的第三示例tx路徑部分的框圖。tx路徑(總體上被標(biāo)為220)包括限制器232、雙模功率放大器234、包絡(luò)檢測(cè)器222、可編程延遲224、調(diào)節(jié)器/緩沖器226、adc228以及快速dc-dc轉(zhuǎn)換器230。在操作中，電路以極性的方式放大tx信號(hào)，其中，分離出振幅的被限制的tx信號(hào)被輸入到pa?？刂坪驼{(diào)整pa的增益以跟蹤初始tx信號(hào)的幅度。讀出rf輸入并且生成包絡(luò)以及由adc228進(jìn)行數(shù)字化?？焖賒c-dc轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)調(diào)節(jié)器或緩沖器電路226以生成pa234的增益(或電源)。依賴于具體實(shí)現(xiàn)，功率放大器234可以包括一個(gè)或多個(gè)子放大器。

圖8示出了fem電路的第四示例tx路徑部分的框圖。該tx路徑(總體上被標(biāo)為240)包括驅(qū)動(dòng)器電路/緩沖器242、功率分路器244、一個(gè)或多個(gè)差分子放大器246和功率合成器250。在操作中，rf輸入信號(hào)被輸入到驅(qū)動(dòng)器電路，驅(qū)動(dòng)器電路的輸出被輸入到分路器。該分路器工作以提供輸入信號(hào)到每個(gè)子放大器246。在一個(gè)實(shí)施例中，分路器包括具有初級(jí)繞組和多個(gè)次級(jí)繞組的多抽頭變壓器248，一個(gè)次級(jí)用于每個(gè)子放大器。每個(gè)子放大器可適于處理差分(如圖所示)或單端輸入信號(hào)。每個(gè)子放大器的差分輸出被耦合到多抽頭合成變壓器252的相應(yīng)初級(jí)繞組。在次級(jí)繞組處生成輸出信號(hào)，并提供tx路徑電路的rf輸出。需要注意的是，每個(gè)繞組抽頭的阻抗適于約為12.5ohm，以產(chǎn)生大約50ohm的期望rf輸出阻抗。

在操作中，從子放大器的各個(gè)輸出的合成而生成rf輸出信號(hào)。每個(gè)子放大器貢獻(xiàn)功率放大電路的所需總功率的一部分。通過合成器多抽頭變壓器，合成每個(gè)子放大器所生成的功率，以生成具有合成的總rf功率的rf輸出信號(hào)。

需要注意的是，差分放大器(或平衡式放大器)是優(yōu)選的，因?yàn)樗鼈兡軌蚴沟每梢詰?yīng)用到均衡負(fù)載上的電壓擺幅加倍。這將使輸出功率變成四倍，而不會(huì)在晶體管上產(chǎn)生任何額外的應(yīng)力。因此，利用差分子放大器級(jí)而實(shí)現(xiàn)高效率的功率放大器。

在一個(gè)實(shí)施例中，分路器和合成變壓器都以cmos制造并與其它模擬和數(shù)字電路集成在同一管芯上。在備選實(shí)施例中，變壓器采用其他技術(shù)制造，如gaas、ingap、gan等。變壓器包括空氣芯并且可能采取任何合適的形狀和配置。將在下文中更詳細(xì)的描述集成多抽頭變壓器的多個(gè)例子。注意，在一個(gè)實(shí)施例中，變壓器被構(gòu)造成相對(duì)寬帶，以能夠適合2.4和5.8ghzwlan信號(hào)。備選地，從兩個(gè)變壓器和兩個(gè)帶通濾波器構(gòu)建雙工器，一個(gè)變壓器和帶通濾波器用于一個(gè)頻帶。需要注意的是，本發(fā)明的fem電路不僅能應(yīng)用于wlan信號(hào)，也能應(yīng)用于任何展現(xiàn)高峰均比的調(diào)制方案，例如，3g、4glte等等。

圖9示出了fem電路的第五示例tx路徑部分的框圖。該tx路徑(總體上被標(biāo)為259)包括驅(qū)動(dòng)器/分路器電路241、一個(gè)或多個(gè)差分子放大器251和功率合成器243。驅(qū)動(dòng)器/分路器電路241包括多抽頭變壓器245，其具有初級(jí)繞組和兩個(gè)次級(jí)繞組，一個(gè)次級(jí)繞組對(duì)應(yīng)于一個(gè)差分驅(qū)動(dòng)器247。多抽頭變壓器255包括一對(duì)一到二變壓器，每一個(gè)都具有與驅(qū)動(dòng)器247相關(guān)聯(lián)的初級(jí)繞組以及用于兩個(gè)子放大器251的次級(jí)繞組。合成器243包括多抽頭變壓器253，其具有與每個(gè)子放大器251相關(guān)聯(lián)的初級(jí)繞組以及用于生成rf輸出信號(hào)的次級(jí)繞組。

在操作中，rf輸入信號(hào)被輸入到驅(qū)動(dòng)器電路241，其將rf輸入信號(hào)分路為兩個(gè)信號(hào)。每一個(gè)信號(hào)被輸入到驅(qū)動(dòng)器247，驅(qū)動(dòng)器247的輸出進(jìn)一步被分路為兩個(gè)信號(hào)。分路器工作以提供輸入信號(hào)到每個(gè)子放大器251。在一個(gè)實(shí)施例中，分路器包括變壓器245、255以及驅(qū)動(dòng)器電路247。每個(gè)子放大器可適于處理差分(如圖所示)或單端輸入信號(hào)。每個(gè)子放大器的差分輸出被耦合到多抽頭合成變壓器253的相應(yīng)初級(jí)繞組。在次級(jí)繞組中生成輸出信號(hào)，并提供tx路徑電路的rf輸出。需要注意的是，每個(gè)繞組抽頭的阻抗適于約為12.5ohm以產(chǎn)生所需的約50ohm的rf輸出阻抗。

在操作中，從子放大器的各個(gè)輸出的合成而生成rf輸出信號(hào)。每個(gè)子放大器貢獻(xiàn)所需的功率放大電路的總功率的一部分。通過合成器多抽頭變壓器合成每個(gè)子放大器所生成的功率，以生成具有合成的總rf功率的rf輸出信號(hào)。

在一個(gè)實(shí)施例中，分路器和合成變壓器都以cmos制造，并與其它模擬和數(shù)字電路集成在同一管芯上。在備選實(shí)施例中，變壓器使用其他的技術(shù)制造，例如gaas、gan等。變壓器包括空氣芯并且可能采取任何合適的形狀和配置。將在下文中更詳細(xì)的描述集成多抽頭變壓器的多個(gè)例子。

圖10示出了fem電路的第六示例tx路徑部分的框圖。該tx路徑(總體上被標(biāo)為260)包括驅(qū)動(dòng)器電路262、功率分路器264、四個(gè)雙模子功率放大器266和功率合成器272。在操作中，rf輸入信號(hào)被輸入到驅(qū)動(dòng)器電路。然后驅(qū)動(dòng)器的輸出被分路并被饋送到每個(gè)子放大器。在本實(shí)施例中，子放大器的數(shù)量是4個(gè)，但根據(jù)具體的實(shí)現(xiàn)也可以使用任意數(shù)量。每個(gè)子放大器提供了總的所需增益的一部分。子放大器的輸出被合成以生成rf輸出信號(hào)。

在一個(gè)實(shí)施例中，并行運(yùn)行并組成功率放大器的一個(gè)或多個(gè)子功率放大器中的每個(gè)子放大器是相同的，包括獨(dú)立的高和低放大器。高放大器工作在相對(duì)大的功率回退(例如12db)，適合于處理大約5％時(shí)間內(nèi)可見的高峰值輸入振幅。在一個(gè)實(shí)施例中，高放大器被實(shí)現(xiàn)為c類非線性放大器，其具有適當(dāng)?shù)钠靡愿咝实胤糯蠓逯敌盘?hào)。低放大器工作在較低的功率回退(例如6db)，并適于處理大約95％時(shí)間內(nèi)可見的較低的平均輸入振幅。在一個(gè)實(shí)施例中，低放大器被實(shí)現(xiàn)為ab類線性放大器，其具有適當(dāng)?shù)钠靡愿呔€性度地放大平均信號(hào)。需要注意的是，在備選實(shí)施例中，每個(gè)子放大器可以包括兩個(gè)以上的放大器并且可以實(shí)現(xiàn)為使用ab類和c類之外的放大器，這取決于特定的應(yīng)用。

需要注意的是，在每個(gè)子放大器中使用獨(dú)立的高和低放大器，這將使功率放大器和fem電路符合現(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)(例如802.11wi-fi(尤其是802.11ac)、lte、3g、4g等)的嚴(yán)格線性度和頻譜效率的要求，這些標(biāo)準(zhǔn)的信號(hào)具有較高的峰均比卻又提供相對(duì)較高的效率，導(dǎo)致電池消耗最小化。

圖11更詳細(xì)的示出了功率放大器電路的低和高部分的框圖。電路(總體上被標(biāo)為280)代表功率放大電路266(圖10)的一個(gè)子放大器。在一個(gè)實(shí)施例中，四個(gè)相同的子放大器被用于生成總的所需功率增益。雖然在備選實(shí)施例中，它們可能會(huì)不相同。電路280包括高電路路徑和低電路路徑。高路徑包括匹配電路282，286和高功率放大器285。低路徑包括匹配電路290，294和功率放大器292。功率合成器(例如，多抽頭變壓器)288合成高和低放大器的輸出，以生成一個(gè)子放大器的rf輸出。在高和低電路路徑的情況下，多抽頭合成變壓器包括用于組成功率放大器的每個(gè)子放大器(在此示例性實(shí)施例中是4個(gè))的高和低子放大器輸出的抽頭。

圖40示出了高和低電路路徑的am2am和am2pm性能的曲線圖。軌跡530表示低電路響應(yīng)，軌跡534表示取決于輸出功率的高電路響應(yīng)。軌跡526表示合成響應(yīng)。同樣，軌跡532表示低電路響應(yīng)，軌跡536表示取決于輸出功率的高電路響應(yīng)。軌跡528表示合成響應(yīng)。

圖12a詳細(xì)示出了子放大器電路的第一示例的示意圖。所述子放大器電路(總體上被標(biāo)為360)工作以放大施加到pain+和pain-端的差分rf輸入信號(hào)。所述電路包括晶體管電流調(diào)制拓?fù)湟苑糯笏鰎f輸入信號(hào)。將子放大器的一個(gè)或多個(gè)示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的rf輸出信號(hào)。子放大器的正側(cè)包括電容器362，368，377、電阻器372，374、晶體管364，370，378、低功率偏置電路376、高功率偏置電路366以及具有功率放大器初級(jí)繞組384(lpa)和次級(jí)繞組382的變壓器379。同樣，子放大器的負(fù)側(cè)包括電容器402，398，393、電阻器404，406、晶體管400，396，394、低功率偏置電路390、高功率偏置電路392以及具有功率放大器初級(jí)繞組386(lpa)和次級(jí)繞組388的變壓器380。

在操作中，正負(fù)電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性a/ab類放大器，而正負(fù)電路的高功率晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率c類放大器。通過電流合成將子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(370，364和396，400)中合成。圖12b更詳細(xì)的示出了到集成變壓器381的子放大器輸出連接。

圖13a更詳細(xì)的示出了子放大器電路的第二示例的示意圖。子放大器電路(總體上被標(biāo)為300)工作以放大施加到pain+和pain-端的差分rf輸入信號(hào)。將子放大器的一個(gè)或多個(gè)示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的rf輸出信號(hào)。

所述子放大器的正側(cè)包括電容器302，317，319，322、電阻器304，329、晶體管318，320和308，324、低功率偏置電路326和高功率偏置電路328、以及具有低初級(jí)繞組312(llo)，高初級(jí)繞組316(lhi)和次級(jí)繞組314(paout+)的變壓器310。同樣，子放大器的負(fù)側(cè)包括電容器330，347，349，352、電阻器332，359、晶體管348，350和334，354、低功率偏置電路356和高功率偏置電路358、以及具有低初級(jí)繞組342(llo)，高初級(jí)繞組346(lhi)和次級(jí)繞組344(paout-)的變壓器340。

在操作中，正負(fù)電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性a/ab類放大器，而正負(fù)電路的高功率晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率c類放大器。在本實(shí)施例中，通過電流合成將子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(312，316和342，346)中合成。圖13b更詳細(xì)的示出了到集成變壓器341的子放大器輸出連接。

在一個(gè)實(shí)施例中，高和低初級(jí)繞組312，316(342，346)對(duì)應(yīng)于圖16中的高和低初級(jí)繞組502，504。次級(jí)繞組314(344)對(duì)應(yīng)于圖16中的次級(jí)繞組518。

圖14更詳細(xì)的示出了子放大器電路的第三示例的示意圖。該子放大器電路與在圖13中所示的具有低和高功率晶體管路徑的電路是類似的。區(qū)別是增加了平行于低功率晶體管(lp)的第二高功率晶體管(hp1)。

子放大器電路(總體上被標(biāo)為410)工作以放大施加到pain+和pain-端的差分輸入信號(hào)。將子放大器的一個(gè)或多個(gè)示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的rf輸出信號(hào)。

所述子放大器的正側(cè)包括電容器412，416，440，419，433、電阻器415，419，443、晶體管418(lp)，414(hp1)，442(hp2)和420，434、低功率偏置電路417，高功率1偏置電路413和高功率2偏置電路441、以及具有低初級(jí)繞組422(llo)，高初級(jí)繞組426(lhi)和次級(jí)繞組424(paout+)的變壓器419。同樣，子放大器的負(fù)側(cè)包括電容器446，450，454，435，437、電阻器447，451，455、晶體管448(lp)，452(hp1)，444(hp2)和436，438、低功率偏置電路449，高功率1偏置電路453和高功率2偏置電路445、以及具有低初級(jí)繞組432(llo)，高初級(jí)繞組428(lhi)和次級(jí)繞組430(paout-)的變壓器421。

在操作中，正負(fù)電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性a/ab類放大器，而正負(fù)電路的高功率1和高功率2晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率c類放大器。在本實(shí)施例中，子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(422，426和428，432)中被磁性地合成。

在一個(gè)實(shí)施例中，高和低初級(jí)繞組422，426(432，428)對(duì)應(yīng)于圖16中的高和低初級(jí)繞組502，504。次級(jí)繞組424(430)對(duì)應(yīng)于圖16中的次級(jí)繞組518。

本發(fā)明的fem電路利用基于變壓器的功率合成技術(shù)以生成rf輸出信號(hào)。基于變壓器的功率合成的使用增加了fem的輸出功率能力。功率放大器被分割成多個(gè)子放大器(在本例中為4個(gè))，并且提供功率的四分之一的每個(gè)子放大器串聯(lián)。取決于采用的特定技術(shù)，這可以最大限度地減少或消除任何晶體管應(yīng)力的問題。每個(gè)四分之一(即子放大器)被進(jìn)一步分為高和低功率部分。較之使用單個(gè)晶體管子放大器，這使效率最多增加40％。

參考圖8和9，初級(jí)繞組被獨(dú)立子放大器pa1，pa2，pa3，pa4驅(qū)動(dòng)，而次級(jí)繞組串聯(lián)連接。傳遞到負(fù)載的功率等于每個(gè)子放大器的所生成的輸出功率的總和。需要注意的是，一些功率可能消耗在耦合到變壓器的任何匹配網(wǎng)絡(luò)中。

因此，功率合成器不僅有效地疊加了各子放大器的交流電壓，還實(shí)現(xiàn)了阻抗變換的功能。由于每個(gè)變壓器的次級(jí)繞組上承載有相同的電流，因此子放大器彼此耦合。因此，由每個(gè)子放大器看到的阻抗由其它的子放大器的輸出電壓和輸出阻抗決定。如果子放大器具有相同的輸出阻抗、生成相同的輸出電壓并且變壓器具有相同的匝數(shù)比，則每個(gè)子放大器看到的阻抗由每個(gè)變壓器的匝數(shù)比和平行級(jí)的數(shù)量(在本示例性實(shí)施例中是4)決定。

圖15是示出了用于根據(jù)本發(fā)明的功率放大器的第一示例功率合成集成變壓器的布局圖。變壓器(總體上被標(biāo)為460)包括以二維(2d)四方形排列的四個(gè)初級(jí)繞組，其中，繞組462耦合到子功率放大器1的輸出，繞組464耦合到子放大器2的輸出，繞組466耦合到子功率放大器3的輸出，繞組468耦合到子功率放大器4的輸出。次級(jí)繞組470纏繞在四個(gè)初級(jí)繞組周圍并被耦合到tx/rx開關(guān)。需要注意的是，在本實(shí)施例中，磁場(chǎng)是圍繞對(duì)稱線461和463而對(duì)稱的。變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。例如，初級(jí)和次級(jí)繞組可以在相同或不同的金屬層上實(shí)現(xiàn)。

圖16是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第二示例集成變壓器的布局圖。變壓器(總體上被標(biāo)為500)包括四組八角形的初級(jí)繞組和一個(gè)四方形次級(jí)繞組。每一組并聯(lián)的初級(jí)繞組包括高回路和低回路，以適應(yīng)例如在圖12a、12b、13a、13b、14中所示的子放大器的高與低放大器。每一組初級(jí)繞組的內(nèi)繞組來自高放大器并且外繞組來自低放大器。中間繞組是次級(jí)繞組，其在初級(jí)繞組之間延伸。需要注意的是，分離高和低功率繞組具有的優(yōu)點(diǎn)是提供了更好地控制每個(gè)子放大器的相位失真的方法，從而提供功率放大器的總相位失真的改進(jìn)合成控制。此外，拉伸繞組的外(或內(nèi))繞組也用于補(bǔ)償pa子放大器之間的相位失真。使用本文中描述的多種技術(shù)可以使fem達(dá)到最大的效率和最低的evm。

具體地說，集成的變壓器包括繞組502，504，506，508，510，512，514，516和次級(jí)繞組518，其中，繞組504被耦合到子放大器1的低差分輸出，繞組502耦合到子放大器1的高差分輸出；繞組508耦合到子放大器2的低差分輸出，繞組506耦合到子放大器2的高差分輸出；繞組512耦合到子放大器3的低差分輸出，繞組510耦合到子放大器3的高差分輸出；繞組516耦合到子放大器4的低差分輸出，繞組514耦合到子放大器4的高差分輸出。需要注意的是，每個(gè)變壓器的外初級(jí)繞組耦合到子放大器的低輸出而不是內(nèi)繞組，這是因?yàn)橥饫@組更長且電感更大。長度較短的內(nèi)繞組耦合到每個(gè)子放大器的高功率輸出。次級(jí)繞組518纏繞在四對(duì)‘+’和‘-’的初級(jí)繞組之間，并且耦合到tx/rx開關(guān)。在‘+’和‘-’初級(jí)繞組之間延伸次級(jí)繞組可以改進(jìn)兩者之間的磁耦合。變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

圖17示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第三示例集成變壓器的布局圖。變壓器(總體上被標(biāo)為570)包括四組八角形的初級(jí)繞組和一個(gè)四方形次級(jí)繞組。每一組初級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組。中間繞組是次級(jí)繞組，其在平行的初級(jí)繞組之間延伸。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因?yàn)殡娏鞲鶆虻胤稚⒃诖渭?jí)繞組從而減少損耗。

具體地說，集成變壓器包括四組繞組，每一組分別與一個(gè)差分放大器相關(guān)聯(lián)。每組繞組包括平行初級(jí)繞組572，574和次級(jí)繞組576。平行初級(jí)繞組耦合到子放大器pa1、pa2、pa3和pa4。平行初級(jí)繞組能夠使得變壓器處理更高的電流。次級(jí)繞組576通過連接器579纏繞在四個(gè)平行的初級(jí)繞組之間以生成pa輸出，pa輸出隨后被耦合到的tx/rx開關(guān)。在平行的初級(jí)繞組之間延伸次級(jí)繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

圖18示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第四示例集成變壓器的布局圖。變壓器(總體上被標(biāo)為560)包括四組八角形的初級(jí)繞組和一個(gè)次級(jí)繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的陣列配置。每一組初級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因?yàn)殡娏鞲鶆虻胤稚⒃诖渭?jí)繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級(jí)繞組，其在平行的初級(jí)繞組之間延伸。

具體地說，集成變壓器包括四組繞組，每一組分別與一個(gè)差分放大器相關(guān)聯(lián)。每組繞組包括平行初級(jí)繞組562，564和次級(jí)繞組566。平行的初級(jí)繞組耦合到子放大器pa1、pa2、pa3和pa4。次級(jí)繞組566通過連接器568纏繞在四個(gè)平行的初級(jí)繞組之間以生成pa的輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。在平行的初級(jí)繞組之間延伸次級(jí)繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

在圖19a的電路中，每個(gè)變壓器的中心抽頭588被連接到vdd。除了圖19a中的變壓器的中心抽頭588，平行的初級(jí)繞組582，584和次級(jí)繞組586的工作類似于圖18中的集成變壓器。

圖19b示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第六示例集成變壓器的布局圖。集成變壓器(總體上被標(biāo)為571)包括以線性行配置的四組繞組，每一組分別與一個(gè)差分子放大器相關(guān)聯(lián)。每一組繞組包括一對(duì)平行的初級(jí)繞組581，583和次級(jí)繞組585。每一組中的平行的初級(jí)繞組耦合到pa1、pa2、pa3和pa4中的一個(gè)的子放大器的高和低電路輸出。在每組繞組中，內(nèi)電感器回路被用于低功率子放大器并且外電感器回路用于高功率子放大器，例如，在圖12a、12b、13a、13b中所示的兩個(gè)級(jí)聯(lián)放大器。每個(gè)變壓器的中心抽頭587被連接到vdd。次級(jí)繞組通過連接器被放置在四組平行的初級(jí)繞組之間，以生成pa的輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。在平行的初級(jí)繞組之間放置次級(jí)繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

圖19c是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第七示例集成變壓器的布局圖。集成變壓器(總體上被標(biāo)為491)包括以線性行配置的四組繞組，每一組分別與一個(gè)差分子放大器相關(guān)聯(lián)。每一組繞組包括一對(duì)平行的初級(jí)繞組501，503和次級(jí)繞組505。每一組中的平行的初級(jí)繞組耦合到pa1、pa2、pa3和pa4中的一個(gè)的子放大器的高和低電路輸出。每個(gè)變壓器的中心抽頭507連接到vdd。需要注意到是，用于pa1和pa4的繞組長于(即拉伸)pa2和pa3的繞組。這用于補(bǔ)償pa子放大器中產(chǎn)生的相位失配。

次級(jí)繞組通過連接器被放置在四組平行的初級(jí)繞組之間，以生成pa的輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。在平行的初級(jí)繞組之間放置次級(jí)繞組改進(jìn)了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應(yīng)。變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。此配置以及這里所描述的任何集成變壓器的配置可用于上文所述的任何子放大器的配置，即圖12a、12b、13a、13b和14的電路。

圖20示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第八示例集成變壓器的布局圖。所變壓器(總體上被標(biāo)為590)包括分路器594，四個(gè)子放大器604以及合成器606。分路器包括一個(gè)初級(jí)繞組600和四組八角形的次級(jí)繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組596，598。這增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級(jí)繞組，其在平行的次級(jí)繞組之間延伸。

為了盡量減少并補(bǔ)償外部?jī)蓚€(gè)pa1、pa4變壓器和內(nèi)部?jī)蓚€(gè)pa2、pa3變壓器之間的差所造成的、分路器中的各變壓器之間的任何相位失配，差分輸出在pa1和pa2繞組之間和pa3和pa4繞組之間交叉。

合成器包括四組八角形的初級(jí)繞組610，608和一個(gè)次級(jí)繞組611，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每一組初級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因?yàn)殡娏鞲鶆虻胤稚⒃诖渭?jí)繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級(jí)繞組，其在平行的初級(jí)繞組之間延伸。

具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器pa1、pa2、pa3和pa4中的一個(gè)相關(guān)聯(lián)。rf輸入信號(hào)被輸入到緩沖器592，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級(jí)繞組。分路器的每個(gè)變壓器的平行的次級(jí)繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級(jí)繞組600纏繞在四組平行的次級(jí)繞組之間，以生成到子放大器的四個(gè)信號(hào)輸入。每個(gè)子放大器的輸出被輸入到合成器中相應(yīng)的變壓器。次級(jí)繞組611纏繞在四組平行的初級(jí)繞組610，608之間以生成pa輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。分路器和合成器中的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

在克服變壓器的任何相位失配的一種替代技術(shù)中，調(diào)諧電容器被添加到合成器中的每個(gè)初級(jí)繞組。但是，電容器可能是有損的，從而降低功率放大器的功率增益。這樣的電路如圖21所示。電容器的使用可以使變壓器實(shí)現(xiàn)更好的跨變壓器繞組的相位補(bǔ)償。它還降低了寄生損耗并且導(dǎo)致較低的相位和放大誤差。

變壓器(總體上被標(biāo)為620)包括分路器624、四個(gè)子放大器634和合成器636。分路器包括一個(gè)初級(jí)繞組630和四組八角形的次級(jí)繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組626、628。這增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級(jí)繞組，其在平行的次級(jí)繞組之間延伸。

合成器包括四組八角形的初級(jí)繞組638，640、一個(gè)次級(jí)繞組642和電容器646，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每一組初級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因?yàn)殡娏鞲鶆虻胤稚⒃诖渭?jí)繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級(jí)繞組，其在平行的初級(jí)繞組之間延伸。

具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器pa1、pa2、pa3和pa4中的一個(gè)相關(guān)聯(lián)。rf輸入信號(hào)被輸入到緩沖器622，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級(jí)繞組。分路器的每個(gè)變壓器的平行的次級(jí)繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級(jí)繞組630纏繞在四組平行的次級(jí)繞組之間，以生成到子放大器的四個(gè)信號(hào)輸入。每個(gè)子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應(yīng)變壓器。次級(jí)繞組642纏繞在四組平行的初級(jí)繞組638、640之間以生成pa輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

在克服變壓器的任何相位失配的另一種替代技術(shù)中，使得合成器的兩個(gè)內(nèi)部變壓器的初級(jí)繞組(即，pa2和pa3繞組)長于兩個(gè)外部變壓器的繞組(即，pa1和pa4繞組)。這有效地將兩個(gè)內(nèi)部初級(jí)繞組的電感增加到值l+δl，其中l(wèi)表示兩個(gè)外部初級(jí)繞組的電感。這使得無需將到差分子放大器的輸入交叉。這樣的電路如圖22所示。需要注意的是，電感增加約20％(即，每側(cè)10％)的量δl，對(duì)于盡量減少相位失配是有效的。還需要注意的是，當(dāng)用于圖20中的電路的電容c646變化±20％，pvt的電感l(wèi)的變化大致為±8％。

變壓器(總體上被標(biāo)為650)包括分路器654、四個(gè)子放大器662和一個(gè)合成器663。分路器包括一個(gè)初級(jí)繞組657和四組八角形的次級(jí)繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組656、658。這增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級(jí)繞組，其在平行的次級(jí)繞組之間延伸。

合成器包括四組八角形的初級(jí)繞組(664，666)和(674，672)和一個(gè)次級(jí)繞組668，676，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。如上文所述，對(duì)應(yīng)于pa2和pa3的兩組內(nèi)部繞組有較長的繞組，導(dǎo)致更大的電感l(wèi)+δl。每一組初級(jí)繞組包括兩個(gè)平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應(yīng)，因?yàn)殡娏鞲鶆虻胤稚⒃诖渭?jí)繞組從而減少損耗。這也增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級(jí)繞組，其在平行的初級(jí)繞組之間延伸。

具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器pa1、pa2、pa3和pa4中的一個(gè)相關(guān)聯(lián)。rf輸入信號(hào)被輸入到緩沖器652，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級(jí)繞組。分路器的每個(gè)變壓器的平行的次級(jí)繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級(jí)繞組657纏繞在四組平行的次級(jí)繞組之間，以生成到子放大器的四個(gè)信號(hào)輸入。每個(gè)子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應(yīng)變壓器。次級(jí)繞組668、676纏繞在四組平行的初級(jí)繞組(664，666)和(674，672)之間以生成pa輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

圖23示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十一示例集成變壓器的布局圖。在該替代實(shí)施例中，為了克服變壓器的相位失配，使得合成器的兩個(gè)內(nèi)部變壓器的初級(jí)繞組(即pa2和pa3繞組)長于兩個(gè)外部變壓器的初級(jí)繞組(即pa1和pa4繞組)。這有效地將兩個(gè)內(nèi)部初級(jí)繞組的電感增加到值l+δl，其中l(wèi)表示兩個(gè)外部初級(jí)繞組的電感。這使得無需將到差分子放大器的輸入交叉。需要注意到是，電感增加約20％(即每側(cè)10％)的量δl，對(duì)于盡量減少相位失配是有效的。還需要注意的是，當(dāng)用于圖20中的電路的電容c646變化±20％，pvt的電感l(wèi)的變化大致為±8％。

變壓器(總體上被標(biāo)為680)包括分路器690、四個(gè)子放大器688和合成器692。該分路器包括一個(gè)初級(jí)繞組686和四組矩形次級(jí)繞組684，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。

合成器包括四組矩形的初級(jí)繞組694和一個(gè)次級(jí)繞組696，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。如上文所述，對(duì)應(yīng)于pa2和pa3的兩組內(nèi)部繞組有較長的繞組，導(dǎo)致更大的電感l(wèi)+δl。

具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器pa1、pa2、pa3和pa4中的一個(gè)相關(guān)聯(lián)。rf輸入信號(hào)被輸入到緩沖器682，其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級(jí)繞組。分路器的每個(gè)變壓器的平行的次級(jí)繞組耦合到子放大器的相應(yīng)差分輸入。初級(jí)繞組686環(huán)繞四組次級(jí)繞組，以生成到子放大器的四個(gè)信號(hào)輸入。每個(gè)子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應(yīng)的變壓器。次級(jí)繞組696環(huán)繞四組初級(jí)繞組694以生成pa輸出，pa輸出隨后被耦合到tx/rx開關(guān)。分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4ghz和5ghz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應(yīng)用，可以實(shí)施變壓器繞組的替代配置。

在電池操作的無線系統(tǒng)(如移動(dòng)電話)中，rf功率放大器(pa)通常是最顯著的功率消耗組件。為了最小化功耗，系統(tǒng)級(jí)的電源管理方案被設(shè)計(jì)為在很寬的輸出功率范圍內(nèi)操作rfpa。當(dāng)電源電壓固定，在低功率水平的rfpa的效率是非常低的，對(duì)平均功耗和電池壽命產(chǎn)生不利影響。為了在寬功率范圍上改善rfpa的總體效率，實(shí)施電源電壓的動(dòng)態(tài)控制。

功率放大器效率(pae)是現(xiàn)代無線系統(tǒng)的rf設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵因素。例如，在蜂窩基站中，功率消耗每年花費(fèi)運(yùn)營商數(shù)百萬美元。在智能手機(jī)中，由于電池壽命下降和手機(jī)變熱，正在更加關(guān)注pa的效率。此低效率是由于大多數(shù)最新的更高速度的3g和4g技術(shù)使用了諸如在正交頻分復(fù)用(ofdm)上的正交幅度調(diào)制(qam)的wcdma和長期演進(jìn)(lte)之類的調(diào)制方法。所有這些技術(shù)需要本質(zhì)上效率較低的線性pa。典型的線性rfpa工作在a類或ab類來實(shí)現(xiàn)其線性度。最大理論效率為50％，但在實(shí)踐中，最高的效率在30％到35％的范圍內(nèi)。當(dāng)放大器處于壓縮或在壓縮點(diǎn)附近運(yùn)行時(shí)，最佳地實(shí)現(xiàn)這種效率。當(dāng)輸入信號(hào)處于或接近其峰值時(shí)發(fā)生壓縮。最新的調(diào)制方法中，峰均功率比(papr)很高。于是對(duì)于多數(shù)傳輸，pa工作在遠(yuǎn)低于壓縮點(diǎn)之下，從而提供優(yōu)秀的線性度，而效率平均為20％或更少。這會(huì)導(dǎo)致作為熱量耗散的功率增加，由pa汲取的過量電流會(huì)導(dǎo)致電池壽命縮短。

本發(fā)明利用包絡(luò)跟蹤解決了這個(gè)問題，它以動(dòng)態(tài)跟蹤rf信號(hào)的幅度或包絡(luò)的快速變化的dc電源取代了用于pa的傳統(tǒng)固定dc電源。包絡(luò)跟蹤(et)和包絡(luò)消除與恢復(fù)(eer)是兩種用來實(shí)現(xiàn)高效的線性rf功率放大器的技術(shù)。如圖24和圖25所示，在這兩種技術(shù)中，高效調(diào)制后的電源將可變電壓提供給rf功率放大器。

圖24示出了包含包絡(luò)跟蹤的fem電路的第七示例tx路徑部分的框圖。電路(總體上被標(biāo)為760)包括輸入耦合器762、包絡(luò)檢測(cè)器764、調(diào)制電源766和線性rf功率放大器768。在操作中，通過包絡(luò)檢測(cè)器生成rf輸入信號(hào)的包絡(luò)并將其輸入到調(diào)制后的電源，調(diào)制后的電源生成與rf輸入信號(hào)的包絡(luò)一致的dc電壓輸出vout。該電壓輸出用作線性rfpa的電源電壓。需要注意的是，因?yàn)楣β史糯笃骰诰€性拓?fù)?即et)，dc-dc轉(zhuǎn)換器輸出電壓可以直接連接到pa電源電壓，所以功率緩沖器是可選的。

圖25示出了包括包絡(luò)消除和恢復(fù)的fem電路的第八示例tx路徑部分的框圖。所述電路(總體上被標(biāo)為770)包括輸入耦合器772、包絡(luò)檢測(cè)器774、調(diào)制后的電源776、限制器778和非線性rf功率放大器779。在操作中，包絡(luò)檢測(cè)器生成rf輸入信號(hào)的包絡(luò)并將其輸入到調(diào)制后的電源，調(diào)制后的電源生成與rf輸入信號(hào)的包絡(luò)一致的dc電壓輸出vout。限制器生成相位參考信號(hào)，相位參考信號(hào)被輸入到非線性pa。電壓輸出vout作為非線性rfpa的電源電壓。需要注意的是，因?yàn)閜a基于非線性的拓?fù)?即eer)，所以在此電路中使用功率緩沖器不是可選的。

將在下面描述使用具有非常快的輸出電壓轉(zhuǎn)變的dc-dc轉(zhuǎn)換器以實(shí)現(xiàn)高效率的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)的技術(shù)。

圖26a示出了實(shí)現(xiàn)通過電源的閉環(huán)rf功率控制的系統(tǒng)框圖。電路(總體上被標(biāo)為950)包括rf功率放大器956、輸出功率檢測(cè)器958、功率控制器塊952和dc-dc轉(zhuǎn)換器954。輸出rf功率通過檢測(cè)器958被讀出，并且與功率控制命令信號(hào)相比較。響應(yīng)于讀出的rf功率和命令功率之間的誤差，dc-dc轉(zhuǎn)換器954的微調(diào)控制調(diào)整輸出電壓(vout)。在穩(wěn)態(tài)下，測(cè)量的輸出功率理想地等于功率控制命令。在此系統(tǒng)中，相對(duì)于其中用于rfpa的電源電壓是恒定的更傳統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)，整體效率改善取決于dc-dc轉(zhuǎn)換器，其能夠在很寬的輸出電壓范圍上以及輸出功率水平上保持非常高的效率。在實(shí)施用于rfpa的傳統(tǒng)dc-dc轉(zhuǎn)換器中所面臨的挑戰(zhàn)是需要提供非?？斓妮敵鲭妷恨D(zhuǎn)變以響應(yīng)rfpa輸出功率的變化。下面將描述的是一種新的方法，用于在所述dc-dc轉(zhuǎn)換器中提供非?？焖俚妮敵鲭妷恨D(zhuǎn)變。

圖26a示出了示例同步dc-dc轉(zhuǎn)換器的高級(jí)系統(tǒng)框圖(降壓(buck)拓?fù)鋬H作說明用途，但可使用升壓、正激(forward)和任何其他dc-dc轉(zhuǎn)換器配置)。電路(總體上被標(biāo)為720)包括輸入電壓vin722、開關(guān)724，726、開關(guān)驅(qū)動(dòng)器736、電感器l0728、電容器c0730、電阻器r1、脈沖寬度調(diào)制(pwm)生成器734和誤差放大器732。在操作中，使用降壓轉(zhuǎn)換器從較高的dc輸入電壓(vin)生成較低的輸出電壓(vout)。如果在開關(guān)(高側(cè)和低側(cè)fet)和電感器中的損失均被忽略，則占空比或?qū)〞r(shí)間占轉(zhuǎn)換器的總時(shí)間的比值可以表示為

如圖26b所示，占空比是由誤差放大器(verr)和pwm斜坡電壓(vosc)的輸出所確定的。在這個(gè)和其他實(shí)施例中vosc信號(hào)可以包括正弦、三角、鋸齒或任何其它合適的信號(hào)。導(dǎo)通時(shí)間開始于pwm斜坡電壓的下降沿，當(dāng)斜坡電壓等于誤差放大器的輸出電壓時(shí)停止。誤差放大器的輸出(verr)又被設(shè)置為使輸出電壓(vout)的反饋部分等于內(nèi)部參考電壓(vref)。此閉環(huán)反饋系統(tǒng)使輸出電壓控制在所需的水平。通常地，圖26b所示的電阻分壓器網(wǎng)絡(luò)(r1和r2)被用于將一部分輸出電壓反饋到誤差放大器的反相端。將此電壓與vref進(jìn)行比較，并且在穩(wěn)態(tài)調(diào)節(jié)期間，誤差放大器的輸出將不會(huì)低于保持反饋電壓等于vref所需的電壓。因此，輸出電壓可表示為：

可從方程(2)看出，通過改變參考電壓(vref)，可以改變輸出電壓(vout)。

為了在dc-dc轉(zhuǎn)換器中提供非常快的輸出電壓轉(zhuǎn)變，下面將描述本發(fā)明所提供的一種新穎的方法。圖27示出了包括示例快速輸出電壓轉(zhuǎn)變電路的同步dc-dc降壓轉(zhuǎn)換器的高級(jí)框圖。電路(總體上被標(biāo)為740)包括輸入電壓源vin742、開關(guān)744，746、開關(guān)驅(qū)動(dòng)器759、輸出電感器l0748、輸出電容器c0749、微調(diào)單元750、微調(diào)控制塊754、電阻器r1、r2、誤差放大器756和pwm生成器758。微調(diào)單元包括微調(diào)緩沖器752、電容器ctrim和開關(guān)s1、s2。

在操作中，在穩(wěn)態(tài)模式下，開關(guān)s1接通并且開關(guān)s2關(guān)斷。電容器ctrim通過微調(diào)緩沖器被充電到vtrim。在這種模式下，轉(zhuǎn)換器如圖26b中的dc-dc轉(zhuǎn)換器那樣工作并且其輸出電壓值可使用等式(2)計(jì)算。輸出電容器(c0)被充電至輸出電壓(vout)。一旦微調(diào)控制命令被施加為上調(diào)命令(即輸出電壓增加)，則開關(guān)s1關(guān)斷并且開關(guān)s2接通，從而將微調(diào)電容器(ctrim)串聯(lián)到輸出電容器(c0)。這兩個(gè)電容器上的電壓被定義為：vout+vtrim，這樣輸出電壓(vout)非常迅速地增加(幾乎是瞬間)到由下式給出的新的值：

vout_trim_up＝vout+vtrim(3)

為了將dc-dc轉(zhuǎn)換器的反饋回路保持在穩(wěn)態(tài)條件，參考電壓(vref)增大由下式給出的增量電壓

從輸出電壓(vout)到新的電壓(vout_trim_up)的轉(zhuǎn)變發(fā)生得非?？?，這是因?yàn)椴恍枰獙?duì)輸出電容器(c0)和微調(diào)電容器(ctrim)充電。

在施加下調(diào)控制命令(即輸出電壓下降)之前，dc-dc轉(zhuǎn)換器的穩(wěn)態(tài)應(yīng)當(dāng)如下。當(dāng)微調(diào)電容器(ctrim)被串聯(lián)到輸出電容器(c0)且通過微調(diào)緩沖器被充電至vtrim電壓時(shí)，開關(guān)s1是關(guān)斷的而開關(guān)s2是接通的。在這種模式下，轉(zhuǎn)換器如圖25中的傳統(tǒng)dc-dc轉(zhuǎn)換器那樣工作，并且其輸出電壓值可使用等式(2)計(jì)算。在施加下調(diào)控制命令之后，開關(guān)s1接通而開關(guān)s2關(guān)斷，從而將微調(diào)電容器(ctrim)從輸出電容器(c0)斷開連接。輸出電容器(c0)上的電壓等于vout-vtrim，從而輸出電壓(vout)快速地下降(幾乎是瞬間)為如下定義的新值：

vout_trim_down＝vout-vtrim(5)

為了將dc-dc轉(zhuǎn)換器的反饋回路保持在穩(wěn)態(tài)條件，參考電壓必須下降由下式給出的增量電壓

從輸出電壓(vout)到新的電壓(vout_trim_down)的轉(zhuǎn)變發(fā)生得非常快，這是因?yàn)椴恍枰獙?duì)輸出電容器(c0)充電。

利用同步dc-dc降壓拓?fù)涫褂靡韵聟?shù)來仿真所提出的轉(zhuǎn)換器電路：c0＝ctrim＝22μf；l0＝6.8μh；fsw＝1.15mhz；vout＝1.2v以及用于上調(diào)的vtrimup＝1.2v；vout＝2.4v以及用于下調(diào)的vtrimdown＝1.4v；iload＝500ma；vin＝3v。仿真結(jié)果顯示在圖28、29和30中。圖28示出了用于同步dc-dc降壓轉(zhuǎn)換器的模擬輸出電壓波形。圖29示出了放大的上調(diào)輸出波形，而圖30示出了放大的下調(diào)波形。

值得注意的是，仿真結(jié)果表明在輸出電壓的上升和下降期間存在非?？?少于0.1μsec)的電壓轉(zhuǎn)變。將這些結(jié)果與常規(guī)dc-dc降壓轉(zhuǎn)換器的使用下面公式計(jì)算出的理論上升和下降時(shí)間進(jìn)行比較：

其中dm＝(d1+d2)/2并且δd＝d2-d1。d1是初始穩(wěn)態(tài)占空比，而d2是最終穩(wěn)態(tài)占空比。

使用用于上述仿真結(jié)果的相同參數(shù)，其中用于上調(diào)的d1＝0.4，d2＝0.8以及用于下調(diào)的d1＝0.8，d2＝0.333，我們得到下面的計(jì)算結(jié)果：

trise＝20.4μsec

tfall＝21.5μsec

圖31示出了利用具有上文所述的快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的dc-dc轉(zhuǎn)換器的示例高效包絡(luò)跟蹤方法和系統(tǒng)的高級(jí)框圖。系統(tǒng)(總體上被標(biāo)為780)包括包絡(luò)檢測(cè)器782、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)784、具有上文所述的快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的dc-dc轉(zhuǎn)換器786、可編程延遲788以及rf功率放大器(緩沖器)789。需要注意的是，功率緩沖器是可選的，因?yàn)閐c-dc轉(zhuǎn)換器輸出電壓可以直接連接到pa的電源電壓。

在操作中，包絡(luò)檢測(cè)器782的rf包絡(luò)信號(hào)(包絡(luò)輸入)輸出被同時(shí)施加到a/d轉(zhuǎn)換器以及pa功率緩沖器(通過延遲788)。所述a/d轉(zhuǎn)換器工作以將模擬rf包絡(luò)信號(hào)量化為數(shù)字信號(hào)，所述數(shù)字信號(hào)然后作為數(shù)字微調(diào)控制總線被施加到所述具有快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的dc-dc轉(zhuǎn)換器。在一個(gè)實(shí)施例中，微調(diào)控制總線的一個(gè)屬性是在一個(gè)時(shí)刻只有一個(gè)位為高(即邏輯“1”)，而其他位是低值(即邏輯“0”)。數(shù)字微調(diào)控制總線的內(nèi)容用于改變所述dc-dc轉(zhuǎn)換器的輸出電壓(dc-dcvout)。該輸出電壓跟蹤rf包絡(luò)信號(hào)并提供了可變的電源電壓到pa功率放大器(緩沖器)。所述dc-dcvout和rf包絡(luò)信號(hào)一起變化，大大增加了pa功率緩沖器效率和系統(tǒng)整體效率。所述可編程延遲用于補(bǔ)償包絡(luò)檢測(cè)器和rf信號(hào)路徑之間的延遲。

在一個(gè)備選實(shí)施例中，另一個(gè)子系統(tǒng)或諸如基帶子系統(tǒng)的元件可隨包絡(luò)信號(hào)一起提供數(shù)字形式的相位信息。在這種情況下，a/d轉(zhuǎn)換器模塊不是必要的并且數(shù)字包絡(luò)信號(hào)可以被微調(diào)控制電路使用而無需a/d轉(zhuǎn)換器，從而減少了元件和成本。

dc-dc轉(zhuǎn)換器包括如圖27中所示并在上文所述的dc-dc轉(zhuǎn)換器。為了配置用于本發(fā)明的rf包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)的、具有快速輸出電壓轉(zhuǎn)變的dc-dc轉(zhuǎn)換器，轉(zhuǎn)換器被實(shí)現(xiàn)為具有許多離散輸出電壓的dc-dc轉(zhuǎn)換器。為了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，增加n個(gè)微調(diào)單元，其中n是微調(diào)控制命令總線的位數(shù)。此外，微調(diào)控制模塊生成n個(gè)vtrim電壓(其中n是微調(diào)控制命令總線的位數(shù))以及可變的vref電壓。

圖32示出了本發(fā)明的包含多個(gè)微調(diào)單元的示例dc-dc轉(zhuǎn)換器的框圖。轉(zhuǎn)換器(總體上被標(biāo)為790)包括電壓源vin、開關(guān)792，794、輸出電感器l0、輸出電容器c0、開關(guān)驅(qū)動(dòng)器793、微調(diào)電路796、電阻器r1，r2、誤差放大器806和pwm生成器808。微調(diào)電路796包括多個(gè)微調(diào)單元798、開關(guān)s1、微調(diào)控制模塊802和或非門804。每個(gè)微調(diào)單元798包括微調(diào)緩沖器800、微調(diào)電容器ctrim和開關(guān)s2。

當(dāng)所有微調(diào)控制總線信號(hào)具有“0”值時(shí)，門804的輸出使開關(guān)s1接通并且n個(gè)微調(diào)單元中的所有s2開關(guān)都關(guān)斷。每個(gè)微調(diào)單元中的ctrim電容器通過其各自的微調(diào)緩沖器被充電至合適的vtrim。在這種模式下，轉(zhuǎn)換器如傳統(tǒng)的dc-dc轉(zhuǎn)換器那樣工作并且可以使用以下的公式(8)計(jì)算其輸出電壓值。輸出電容器(c0)被充電至初始輸出電壓(vout_init)。

例如，如果微調(diào)控制總線的“0”位變?yōu)楦唠娖綍r(shí)(即“1”值)，則開關(guān)s1關(guān)斷并且開關(guān)s2接通，從而將微調(diào)單元‘0’的微調(diào)電容器(ctrim)串聯(lián)至輸出電容器(c0)。這兩個(gè)電容器上的電壓被定義為vout_init+vtrim<0>，使得輸出電壓(vout)非常迅速地(幾乎是瞬間)增加為新的值：

vout_trim<0>＝vout_init+vtrim<0>(9)

為了將dc-dc轉(zhuǎn)換器的反饋回路保持在穩(wěn)態(tài)條件，參考電壓(vref)增大使用下式而確定的增量電壓：

從輸出電壓(vout_init)到新的電壓(即vout_trim<l>時(shí))的轉(zhuǎn)變發(fā)生得非?？欤@是因?yàn)闊o需對(duì)微調(diào)單元‘1’中的輸出電容器(c0)和微調(diào)電容器(ctrim)充電。

可以看出，通過改變微調(diào)控制總線的數(shù)值，可以改變dc-dc轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，如下：

其中ai為n位微調(diào)控制總線的第i位的數(shù)值。

應(yīng)當(dāng)注意的是，本發(fā)明的包絡(luò)跟蹤方法和系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)是：dc-dc轉(zhuǎn)換器能夠使用轉(zhuǎn)換器的低開關(guān)頻率跟蹤具有相對(duì)高帶寬的輸入包絡(luò)信號(hào)，因此保持了其高效率。

還應(yīng)當(dāng)注意的是，具有足夠的電源抑制的完美線性pa，在其電源電壓轉(zhuǎn)變期間，其線性度將最低限度地受影響。因此，在大多數(shù)情況下，沒有使用平滑電路的必要。

然而，在現(xiàn)實(shí)中，由于pa的電源電壓的快速轉(zhuǎn)變，pa的線性度受到影響，特別是要求低evm(即高線性度)的情況下。因此，優(yōu)選在電路中使用平滑電路模塊，例如功率緩沖器。如果我們考慮非線性pa(諸如在包絡(luò)消除與恢復(fù)或基于極(polar)發(fā)射機(jī)的系統(tǒng)中)，其中所有的振幅信息在pa電源上，此功率緩沖器是必要的。這種“功率緩沖器”可包含增益等于1的緩沖器，其中其輸入是包絡(luò)信號(hào)并且其電源是來自dc-dc轉(zhuǎn)換器的階梯狀的、不平滑的輸出。其平滑后的輸出電壓被用于pa的電源。

使用dc-dc降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)渲械娜缦聟?shù)來仿真本發(fā)明的跟蹤電路：快速型a/d轉(zhuǎn)換器；微調(diào)控制總線＝7位；c0＝ctrim<0:6>＝22μf；l0＝6.8μh；fsw＝1.15mhz；vout_init＝0.8v，vin＝3v；vtrim<0>＝150mv；vtrim<1>＝300mv；vtrim<2>＝450mv；vtrim<3>＝600mv；vtrim<4>＝750mv；vtrim<5>＝900mv；vtrim<6>＝1050mv；rf包絡(luò)輸入包括頻率為10mhz的正弦波形。

圖33示出了用于rf輸入的dc-dc轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖，其中軌跡810表示pa功率緩沖器電源電壓，軌跡812表示pa功率緩沖器輸出電壓。圖34更詳細(xì)地示出了用于rf輸入的dc-dc轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的圖，其中軌跡814表示pa功率緩沖器電源電壓并且軌跡816表示pa功率緩沖器的輸出電壓。圖33和34的仿真圖顯示出dc-dc轉(zhuǎn)換器輸出電壓對(duì)rf包絡(luò)信號(hào)的非常好的跟蹤。

圖35示出了第一示例tx/rx開關(guān)的示意圖。開關(guān)電路(總體上被標(biāo)為480)包括耦合到電阻器r482的tx輸入端口、耦合到rx輸出端口的電感器l484、天線端口、電容器c486、晶體管q488、低通濾波器490和控制邏輯電路498。每個(gè)低通濾波器包括電阻器492，496和耦合到地的電容器494，并且它們以“t”型配置連接。

在操作中，通過使晶體管q關(guān)斷，tx/rx開關(guān)被置于接收模式下。在這種模式下，信號(hào)路徑是從天線通過電感器l到lna電路。在一個(gè)實(shí)施例中，電感器可包括為1.4nh的電感。另外，電感器可以被實(shí)現(xiàn)為連接到虛設(shè)焊盤的具有合適的厚度(例如、0.7密耳(mil))和長度的接合線。

為了將tx/rx開關(guān)置于發(fā)送模式下，使晶體管q導(dǎo)通。在這種模式下，電容器c和電感器l組合成并聯(lián)諧振電路，從而對(duì)發(fā)射機(jī)的輸出呈現(xiàn)高阻抗，同時(shí)表現(xiàn)出小于0.5db的低插入損耗。來自發(fā)射機(jī)的功率通過電阻器r傳輸?shù)教炀€。

在一個(gè)實(shí)施例中，開關(guān)利用標(biāo)準(zhǔn)cmos技術(shù)實(shí)現(xiàn)。在另一個(gè)實(shí)施例中，使用pin二極管與用于偏置和匹配網(wǎng)絡(luò)的適當(dāng)?shù)耐鈬黄饘?shí)現(xiàn)開關(guān)。在一個(gè)備選實(shí)施例中，使用基于砷化鎵(gaas)的開關(guān)來實(shí)現(xiàn)rf開關(guān)?；谏榛壍拈_關(guān)提供良好的線性度和隔離，以及低導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電容。然而，砷化鎵的缺點(diǎn)包括：(1)由于它們的n-溝道耗盡模式配置，要求負(fù)的柵極電壓來關(guān)斷；(2)驅(qū)動(dòng)gaas開關(guān)通常需要額外的接口元件；以及(3)難于在同一芯片上集成諸如邏輯控制和存儲(chǔ)器之類的其他功能。

在一個(gè)實(shí)施例中，rf開關(guān)完全以cmos來實(shí)現(xiàn)并且呈現(xiàn)出高功率、低電流和高隔離，同時(shí)能夠與邏輯控制電路和其他基于數(shù)字電路的功能集成。這樣的rf開關(guān)可被納入到無線設(shè)備，如移動(dòng)電話、無繩電話等，其將在下文中更詳細(xì)的描述。

考慮諸如包括底座和一個(gè)或多個(gè)手持臺(tái)的無繩電話之類的無線設(shè)備。手持臺(tái)通常包括具有最近的制造商趨勢(shì)的單天線以在手持臺(tái)內(nèi)實(shí)現(xiàn)天線分集。由于手持臺(tái)相對(duì)小的物理尺寸，常規(guī)的空間分集是不實(shí)際的。因此，無繩電話制造商在手持臺(tái)內(nèi)實(shí)現(xiàn)極化分集，其中一個(gè)天線是垂直極化，而第二個(gè)天線是水平極化。在基座中的分集天線的大約10db的統(tǒng)計(jì)改進(jìn)之上，這可以將鏈路性能最高改進(jìn)6db。在手持臺(tái)(hs)中天線分集的情況下，本發(fā)明的集成cmosdpdt開關(guān)具有額外的優(yōu)勢(shì)，包括：要求較少的pcb面積，這在hs設(shè)計(jì)中是至關(guān)重要的；易于集成；以及低bom?；究梢园ㄒ粋€(gè)或兩個(gè)天線，它們以相對(duì)于彼此的空間角度放置。在每個(gè)時(shí)間點(diǎn)實(shí)現(xiàn)空間分集，例如，直射波和反射波建立相長干涉而不是相消干涉的天線。

邏輯控制電路498用于生成晶體管q的漏極、源極和柵極端子的偏置電壓。偏置信號(hào)通過低通濾波器網(wǎng)絡(luò)490被施加到晶體管q的漏極、源極和柵極。lpf電路490的功能是抑制從漏極、源極和柵極到邏輯控制電路498的rf泄露。需要注意的是，如本領(lǐng)域公知的，可以使用其他rc型濾波器網(wǎng)絡(luò)而不偏離本發(fā)明的范圍。需要注意的是，使用rc濾波器網(wǎng)絡(luò)避免了rf扼流圈的需要，而當(dāng)將開關(guān)實(shí)現(xiàn)在cmos電路中時(shí)需要rf扼流圈(choke)。備選地，可以在芯片外部使用rf扼流圈或?qū)⑵浼稍谛酒小?/p>

在一個(gè)實(shí)施例中，為了使開關(guān)工作在相對(duì)較高的tx功率電平(例如>25dbm)以及高vswr，使用深n阱cmos工藝來構(gòu)建n溝道fet488。

在一個(gè)實(shí)施例中，為了使晶體管q導(dǎo)通，相對(duì)高的電壓(例如3.6v)被施加到柵極，而漏極和源極端被連接到地。因此，vgs為3.6v的晶體管正向偏置。為了使晶體管q關(guān)斷，高電壓(例如3.6v)被施加到漏極和源極，而柵極連接到地。因此，vgs為-3.6v的晶體管反向偏置。需要注意的是，反向偏置晶體管以使其關(guān)斷，而不是將柵極、漏極和源極連接到地(或僅僅控制柵極端和保持漏極和源極偏置恒定)將使得rf開關(guān)實(shí)現(xiàn)顯著較高的隔離(大約為17分貝)。

源極、漏極和柵極端上的低通濾波器網(wǎng)絡(luò)490也可以用于提供端接，從而使天線相對(duì)于地具有恒定阻抗。lpf的主要目的是抑制從漏極、柵極和源極到邏輯控制電路的射頻泄漏，從而防止邏輯控制電路中的rf信號(hào)損耗。這是通過配置開關(guān)電路來實(shí)現(xiàn)的，從而nmos晶體管的阻抗僅由nmos晶體管本身的物理參數(shù)(例如rds-on、cds-off、cg、cd、cs)確定并與邏輯控制電路無關(guān)。

應(yīng)當(dāng)理解，邏輯控制電路只是示范性的，可使用用其他元件使得晶體管q工作，從而根據(jù)特定的應(yīng)用以正確的時(shí)序和同步導(dǎo)通和關(guān)斷。晶體管q和所有相關(guān)元件可以放置在芯片上，從而降低成本。

還應(yīng)當(dāng)理解的是，用于低通濾波器的rc網(wǎng)絡(luò)和與晶體管q相關(guān)聯(lián)的其它元件是一個(gè)例子，可以使用其他的執(zhí)行類似功能的電路，這是電子領(lǐng)域中公知的。

邏輯控制電路控制晶體管q的柵極、漏極和源極。相比現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)，cmos技術(shù)的配置和使用提供了以微安計(jì)的低電流消耗，以及高隔離度和靈活性。

需要注意的是，所公開的rf開關(guān)也可用在一個(gè)或多個(gè)天線可用的環(huán)境中，例如在具有或沒有天線分集、以及具有或沒有mimo功能的手持臺(tái)中。rf開關(guān)并不限于用于任何類型的設(shè)備，并可用于任何要求多個(gè)開關(guān)的環(huán)境中，諸如無線局域網(wǎng)接入點(diǎn)(wlanap)、蜂窩電話、無繩電話、通信系統(tǒng)、雷達(dá)系統(tǒng)等。

在一個(gè)備選實(shí)施例中，rf開關(guān)配置可加以擴(kuò)展以包括額外的晶體管和控制電路以用于在額外的端口之間切換，例如，額外的天線、tx和rx端口。可以使用開關(guān)矩陣，例如n×m矩陣元件，其中每個(gè)元件都被實(shí)現(xiàn)為單個(gè)nmos晶體管、l系列并聯(lián)組合或一個(gè)t或pi組合。任意這些組合可以實(shí)現(xiàn)為互補(bǔ)的開關(guān)，包括nmos和pmos。應(yīng)當(dāng)理解，可以設(shè)計(jì)各種修改和變化。例如，可以使用不同的外圍元件和控制電路。

如上文所述，spdt開關(guān)包括三個(gè)外部端子(即管腳或端口)：天線、tx和rx。在一個(gè)實(shí)施例中，對(duì)于每個(gè)端子(管腳)，都具有一個(gè)或多個(gè)并聯(lián)和/或串聯(lián)的接合線，其將外部管腳連接到管芯上的內(nèi)部spdt端(即接合焊盤)。在一個(gè)實(shí)施例中，接合線的直徑測(cè)量為標(biāo)稱0.7密耳并且由銅或金制成。該接合線不僅用于將半導(dǎo)體管芯上的內(nèi)部電路連接到設(shè)備封裝的外部管腳，也用于調(diào)諧或抵消晶體管的電容。每個(gè)管腳的一條或多條接合線表現(xiàn)出相對(duì)高的q因子，這有助于連接的較低插入損耗。特定的管芯位置和使用的并行接合線的數(shù)量適于調(diào)諧nmos開關(guān)輸入電容，從而簡(jiǎn)化了外部匹配網(wǎng)絡(luò)，并對(duì)于天線實(shí)現(xiàn)更低的插入損耗。這將在下文中更詳細(xì)的描述。

具體地說，將外部tx管腳耦合到半導(dǎo)體管芯的一條或多條接合線可操作以調(diào)諧nmos晶體管q的漏極電容。將外部天線管腳耦合到半導(dǎo)體管芯的一條或多條接合線可操作以調(diào)諧nmos晶體管q的源極電容。將外部rx管腳耦合到半導(dǎo)體管芯的一條或多條接合線可操作來調(diào)諧nmos晶體管q的漏極電容。接合線與基于外部pcb的分路電容器的組合形成在tx、rx和天線以及開關(guān)晶體管q之間設(shè)置的匹配網(wǎng)絡(luò)。

在每個(gè)結(jié)點(diǎn)，電路看到兩倍漏極電容或兩倍源極電容。由于nmos器件的相對(duì)大的面積(例如約1毫米寬)，所以此電容大約在0.5到1.5pf。為了調(diào)諧在此輸入端口看到的電容，由(一個(gè)或多個(gè)并聯(lián)和/或串聯(lián))接合線表現(xiàn)出的電感與pcb銅線的組合適于產(chǎn)生共振并在所需頻率范圍內(nèi)形成調(diào)諧電路。在pcb上的片外外部并聯(lián)電容器用于與接合線的電感相結(jié)合，以對(duì)tx、rx以及天線端口呈現(xiàn)一個(gè)匹配的50ohm的阻抗。需要注意的是，接合線通常是具有直徑為0.7到1密耳的封裝(例如方形、扁平、無引線或qfn)的一部分，并且由黃金、銅或鋁制構(gòu)造。

圖36示出了第二示例tx/rx開關(guān)的示意圖。開關(guān)包括集成的tx和rx巴倫以及共同的tx/rx單端天線端口。高通濾波器和分路nmos開關(guān)q1的組合可以實(shí)現(xiàn)相對(duì)高的tx/rx隔離度和低的芯片面積。開關(guān)(總體上被標(biāo)為820)包括用于將來自功率放大器的差分輸入耦合到天線的發(fā)送部分以及用于將在天線上接收到的信號(hào)耦合到低噪聲放大器(lna)電路的差分輸出的接收部分。發(fā)送部分包括電容器851、853、873、878、892、894，電感器880、882、874、876，包括變壓器繞組868、870、872的tx巴倫828，晶體管884、886、888、890和電阻器891、893、896、898。接收部分包括電容器c1、836、838、842、848、854、856、850、852，、電感器862、864、844、846，包括變壓器繞組830、832、834的rx巴倫826，晶體管q1、866、860、840、858和電阻器822、824、823。

開關(guān)的操作包括將適當(dāng)?shù)目刂菩盘?hào)施加到rx控制輸入和tx控制輸入。為了將tx/rx開關(guān)置于接收模式下，rx控制被配置為關(guān)斷q1并且tx控制被配置為關(guān)斷晶體管886、888。關(guān)斷q1將允許來自天線的接收信號(hào)通過rx巴倫826到達(dá)差分晶體管對(duì)866、860。所生成的差分信號(hào)被輸出到lna電路(例如圖2中的134)。

為了將tx/rx開關(guān)置于發(fā)送模式下，rx控制被配置為使q1導(dǎo)通并且tx控制被配置為使晶體管886、888導(dǎo)通。使q1導(dǎo)通將阻止發(fā)送信號(hào)進(jìn)入接收電路路徑。來自功率放大器輸入的差分信號(hào)輸入將被輸入到晶體管886、888，隨后被施加到tx巴倫828，tx巴倫828的輸出被輸入到天線端口。

圖37示出了示例天線rf開關(guān)的示意圖。天線開關(guān)(總體上被標(biāo)為900)包括用于將天線端口耦合到天線1902以及天線2948以實(shí)現(xiàn)天線分集的兩個(gè)天線端口。在單天線應(yīng)用中，nmos開關(guān)之一被禁用，從而實(shí)現(xiàn)更低的插入損耗。開關(guān)包括電容器904、906、908、924、926、944、946、940、942、949，包括電容器923、925以及變壓器927的匹配網(wǎng)絡(luò)922，低通濾波器912、918、932、936，電感器910、946，晶體管914、931，控制邏輯模塊920、938和電阻器916、928、930、934。

在操作中，控制邏輯模塊配置晶體管開關(guān)914、931以在任一時(shí)刻將天線端口耦合到天線1或天線2。為了將天線1耦合到天線端口，控制邏輯模塊920通過天線1控制信號(hào)使晶體管914導(dǎo)通，并且控制邏輯模塊938通過天線2控制信號(hào)使晶體管931關(guān)斷。為了將天線2耦合到天線端口，控制邏輯模塊920通過天線l控制信號(hào)使晶體管914關(guān)斷，并且控制邏輯模塊938通過天線2控制信號(hào)使晶體管931導(dǎo)通。低通濾波器912、918、932、936和控制邏輯模塊920、932的操作類似于圖35中的tx/rx開關(guān)的低通濾波器490和控制邏輯模塊494。

圖38示出了取決于輸出功率的功率附加效率(pae)的曲線圖。軌跡520表示工作在各種粗和細(xì)的工作功率回退點(diǎn)的傳統(tǒng)功率放大器的pae-輸出功率。軌跡522表示本發(fā)明的fem電路和功率放大器的pae-輸出功率，其通過采用高/低子放大器技術(shù)結(jié)合同步dc-dc轉(zhuǎn)換器和基于微調(diào)單元的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)，有效的呈現(xiàn)出多個(gè)功率回退點(diǎn)。

圖39示出了取決于輸入功率的輸出功率的曲線圖。軌跡524表示多個(gè)dc2dc工作區(qū)域的輸出功率-輸入功率，按照平均輸入功率經(jīng)由上文所述的包絡(luò)跟蹤系統(tǒng)選擇粗、細(xì)工作點(diǎn)。

圖40示出了功率放大器電路的am2am和am2pm響應(yīng)的曲線圖。

圖42示出了功率放大器功率回退的動(dòng)態(tài)功率回退工作區(qū)域之前和之后的rf信號(hào)的曲線圖。軌跡540表示本發(fā)明的功率放大器的輸入處的示例rf信號(hào)。軌跡542表示功率放大器后的rf信號(hào)。軌跡544表示在示例性實(shí)施例中采用的動(dòng)態(tài)功率回退區(qū)域。

圖43示出了用于qam64的功率放大器的頻譜的曲線圖。虛線軌跡表示功率放大器之前的發(fā)送信號(hào)，而實(shí)線軌跡表示接收到的信號(hào)。圖44示出了用于qam64的動(dòng)態(tài)功率回退之前和之后的時(shí)域rfofdm信號(hào)的曲線圖。細(xì)實(shí)線表示功率放大器之前的信號(hào)，而粗實(shí)線表示動(dòng)態(tài)功率回退功率放大器之后的信號(hào)。粗雙線表示的第一功率回退閾值th1，而細(xì)雙線表示第二功率回退閾值th2。圖45示出了用于qam64的接收和發(fā)送星座圖的圖。細(xì)點(diǎn)表示功率放大器之前的發(fā)送的數(shù)據(jù)，而粗點(diǎn)表示接收的數(shù)據(jù)。

圖46示出了用于qam256的功率放大器的頻譜的曲線圖。虛線軌跡表示功率放大器之前的發(fā)送信號(hào)，而實(shí)線軌跡表示接收到的信號(hào)。圖47示出了用于qam256的動(dòng)態(tài)功率回退之前和之后的時(shí)域rfofdm信號(hào)的曲線圖。細(xì)實(shí)線表示功率放大器之前的信號(hào)，而粗實(shí)線表示動(dòng)態(tài)功率回退功率放大器之后的信號(hào)。粗雙線表示第一功率回退閾值th1，而細(xì)雙線表示第二功率回退閾值th2。圖48示出了用于qam256的接收和發(fā)送星座圖的圖。細(xì)點(diǎn)表示功率放大器之前的發(fā)送的數(shù)據(jù)，而粗點(diǎn)表示接收的數(shù)據(jù)。

圖49是示出了包含本發(fā)明fem電路的示例無線設(shè)備的高級(jí)框圖。平板/移動(dòng)設(shè)備優(yōu)選為具有語音和/或數(shù)據(jù)通信能力的雙向通信設(shè)備。此外，設(shè)備可選地具有經(jīng)由因特網(wǎng)與其他計(jì)算機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行通信的能力。需要注意的是，該設(shè)備可以包括任何合適的有線或無線設(shè)備，如多媒體播放器、移動(dòng)通信設(shè)備、蜂窩電話、無繩電話、智能手機(jī)、pda、pna、藍(lán)牙設(shè)備、平板計(jì)算設(shè)備，比如ipad，galaxy等。僅僅出于說明的目的，設(shè)備顯示為移動(dòng)設(shè)備，如基于蜂窩的電話、無繩電話、智能手機(jī)或超級(jí)手機(jī)。需要注意的是，這個(gè)示例并非旨在限制所述機(jī)制的范圍，因?yàn)楸景l(fā)明可以在廣泛的通信設(shè)備中實(shí)現(xiàn)。進(jìn)一步應(yīng)當(dāng)理解，所示的移動(dòng)設(shè)備是故意簡(jiǎn)化的以僅示出某些組件，而移動(dòng)設(shè)備還可以包括超出所顯示的其他組件和子系統(tǒng)。

移動(dòng)設(shè)備(總體上被標(biāo)為60)包括：一個(gè)或多個(gè)處理器62，其可包括基帶處理器、cpu、微處理器、dsp等；可選擇地具有模擬和數(shù)字部分。移動(dòng)設(shè)備可以包括多個(gè)無線設(shè)備102(例如蜂窩電話，無繩電話等)、具有根據(jù)本發(fā)明而構(gòu)造的功率放大器105的fem電路103以及相關(guān)聯(lián)的一個(gè)或多個(gè)天線104。可以包括用于無線鏈路和任意數(shù)量的其他無線標(biāo)準(zhǔn)和無線接入技術(shù)(rat)的無線設(shè)備。例子包括，但不限于，數(shù)字增強(qiáng)無繩通信(dect)、碼分多址(cdma)、個(gè)人通信服務(wù)(pcs)、全球移動(dòng)通信(gsm)/gprs/edge3g系統(tǒng)、wcdma、當(dāng)在wimax無線網(wǎng)絡(luò)范圍內(nèi)時(shí)提供wimax無線連接的wimax、當(dāng)在藍(lán)牙無線網(wǎng)絡(luò)范圍內(nèi)時(shí)提供藍(lán)牙無線連接的藍(lán)牙、當(dāng)在熱點(diǎn)或在專用網(wǎng)絡(luò)范圍內(nèi)時(shí)提供無線連接的802.11wlan、基于基礎(chǔ)設(shè)施或網(wǎng)的無線lan(wlan)、近場(chǎng)通信、uwb、接收從一個(gè)或多個(gè)軌道gps衛(wèi)星發(fā)送的gps無線電信號(hào)的gps接收機(jī)、使用戶能夠收聽fm廣播以及在未使用的fm電臺(tái)以低功率發(fā)送音頻(以便例如在具有fm接收器的汽車或家庭立體聲系統(tǒng)或數(shù)字廣播電視等上回放)的fm收發(fā)器。

移動(dòng)設(shè)備還可以包括內(nèi)部的易失性存儲(chǔ)器64(例如ram)、持久性存儲(chǔ)器68(例如rom)和閃速存儲(chǔ)器66。持久性存儲(chǔ)器68也存儲(chǔ)處理器62可執(zhí)行的應(yīng)用，包括相關(guān)數(shù)據(jù)文件，應(yīng)用使用相關(guān)數(shù)據(jù)文件以允許設(shè)備60執(zhí)行其預(yù)定的功能。一些可選的用戶接口設(shè)備包括：軌跡球/指輪，其可以包括按壓指輪/軌跡球，用于導(dǎo)航、選擇菜單選擇和確認(rèn)動(dòng)作；諸如布置為qwerty形式以便輸入字母數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的小鍵盤/鍵盤；數(shù)字小鍵盤，用于輸入撥號(hào)數(shù)字和其他控制和輸入(鍵盤也可能包含諸如電話撥打/結(jié)束鍵、菜單鍵和退出鍵之類的符號(hào)、功能和命令鍵)；耳機(jī)88；聽筒86和/或揚(yáng)聲器84；麥克風(fēng)和相關(guān)聯(lián)的音頻編解碼器或其他多媒體編解碼器；警示使用者的振動(dòng)器；一個(gè)或多個(gè)攝像機(jī)和相關(guān)電路110、112；顯示器(多個(gè))122和關(guān)聯(lián)的顯示控制器106和觸摸屏控制器108。串行端口包括微型usb端口76、相關(guān)usbphy74和微型sd端口78。其他接口連接可能包括spi、sdio、pci、usd等，用于提供串行鏈接到用戶的電腦或其他設(shè)備。sim/ruim卡80提供到用戶的sim卡或ruim卡的接口，以便存儲(chǔ)用戶數(shù)據(jù)，例如地址簿條目、用戶標(biāo)識(shí)等。

耦合到電源管理電路70的電池72提供了便攜式電源。通過usb電源或連接到電源管理電路的ac/dc適配器提供了外部電源，電源管理電路可操作以管理電池的充電和放電。除了電池和ac/dc外部電源，額外的可選電源均具有自身電源限制，包括：對(duì)講電話、dc/dc電源和任何總線供電的電源(如在總線供電模式下的usb設(shè)備)。

由處理器62執(zhí)行的操作系統(tǒng)軟件優(yōu)選地存儲(chǔ)在持久性存儲(chǔ)器(即rom68)或閃速存儲(chǔ)器66中，但也可以存儲(chǔ)在其他類型的存儲(chǔ)設(shè)備。此外，系統(tǒng)軟件、特定設(shè)備應(yīng)用或其中的部分，可以被臨時(shí)加載到易失性存儲(chǔ)器64，諸如隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(ram)。由移動(dòng)設(shè)備接收的通信信號(hào)也可以被存儲(chǔ)在ram中。

處理器62，除了其操作系統(tǒng)功能之外，可以在設(shè)備60上執(zhí)行軟件應(yīng)用?？稍谥圃炱陂g安裝控制基本設(shè)備操作(如數(shù)據(jù)和語音通信)的一組預(yù)定應(yīng)用。附加應(yīng)用(或應(yīng)用程序)可從互聯(lián)網(wǎng)上下載，并安裝在存儲(chǔ)器中以便在處理器上執(zhí)行。備選地，軟件可以通過任何其它合適的協(xié)議，如sdio、usb、網(wǎng)絡(luò)服務(wù)器等下載。

移動(dòng)設(shè)備的其他組件包括用于檢測(cè)設(shè)備動(dòng)作和方向的加速計(jì)114、用于檢測(cè)地球磁場(chǎng)的磁力計(jì)116、fm無線電118和天線120、藍(lán)牙無線電98和天線100、基于802.11(包括例如‘a(chǎn)’、‘b’、‘g’、‘n’、‘a(chǎn)c’標(biāo)準(zhǔn))的wi-fi無線電94(包括具有根據(jù)本發(fā)明構(gòu)建的功率放大器97的fem電路95和一個(gè)或多個(gè)天線96)、gps90和天線92。

根據(jù)本發(fā)明，移動(dòng)設(shè)備60適于將電子目錄系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)為硬件、軟件或硬件和軟件的組合。在一個(gè)實(shí)施例中，實(shí)現(xiàn)為軟件任務(wù)，操作以實(shí)現(xiàn)電子目錄系統(tǒng)的程序代碼被執(zhí)行為處理器62上運(yùn)行的一個(gè)或多個(gè)任務(wù)并且：(1)存儲(chǔ)在一個(gè)或多個(gè)存儲(chǔ)器64、66、68中；或(2)存儲(chǔ)在在處理器62本身之內(nèi)的本地存儲(chǔ)器中。

如在不同的附圖(如附圖18、19a、19b、20、21、22)中所示出的，集成電路變壓器(變壓器)包括被布置在多組繞組中的多個(gè)內(nèi)部初級(jí)繞組、多個(gè)外部初級(jí)繞組和多個(gè)次級(jí)繞組。次級(jí)繞組串聯(lián)地彼此耦合。每組中的外部初級(jí)繞組和內(nèi)部初級(jí)繞組可以接收電源電壓vdd。

根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例，集成電路變壓器可以利用外部初級(jí)繞組或內(nèi)部初級(jí)繞組，以及因此相應(yīng)地利用由外部初級(jí)繞組或內(nèi)部初級(jí)繞組接收的電源電壓vdd。內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組或內(nèi)部次級(jí)繞組和外部次級(jí)繞組的數(shù)量并不限制于附圖中所示出的那樣。

已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，當(dāng)不同組的繞組通過彼此隔離的或至少表現(xiàn)為非常低串?dāng)_的電壓供應(yīng)路徑來接收它們的電源電壓時(shí)，不期望的低相位失真被獲得。

根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，至少兩組繞組通過將該至少兩組繞組(直接地或間接地)連接到在包括變壓器的管芯的外部的電源電路(也稱之為外部電源電路)的不同的導(dǎo)體(也稱之為外部導(dǎo)體)來接收它們的電源電壓。

外部導(dǎo)體也在管芯的外部，或至少具有在管芯外部的主體部分。

這種外部導(dǎo)體的非限制性示例是接合線、硅酮通孔(tsv)等。需要注意的是，外部電源電路可以具有在管芯外部的某個(gè)部分，而該某個(gè)部分被連接到外部導(dǎo)體。

根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，每組繞組(外部初級(jí)繞組和內(nèi)部初級(jí)繞組)通過唯一的外部導(dǎo)體來接收其電源電壓，使得對(duì)于n組繞組來說，有n個(gè)將n組繞組耦合到外部電壓源電路的外部導(dǎo)體。

可選地，一組或多組繞組中的外部初級(jí)繞組和內(nèi)部初級(jí)繞組被耦合到相同的外部導(dǎo)體。

需要注意的是，(初級(jí)、次級(jí))繞組可以是任何形狀。例如，它們可以是圓形的、橢圓形、八角形形狀、矩形形狀或這些形狀的近似形狀。

已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，繞組可以是包括4個(gè)肋部以上的且具有較大的內(nèi)部角(例如，可以是180度以下)的多邊形，以降低相位失真。此外，多邊形的角度可以用圓弧來替代。繞組可以包括線性部分和非線性(彎曲的)部分的組合。

多組繞組可以在線性陣列配置中、在二維陣列配置中、以對(duì)稱方式、以非對(duì)稱方式、以有序方式或以無序方式進(jìn)行布置。

圖50根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020的外部的電源電路1002的集成電路1000。

需要注意的是，電源電路1002可以被配置成產(chǎn)生和供應(yīng)電源電壓或可以被配置成供應(yīng)但不產(chǎn)生電源電壓。電源電路可以包括電壓源、電流源或可以不包括任何這樣的源。電源電路可以是(或可以包括)傳遞功率的總線。

圖50示出了包括以線性陣列模式進(jìn)行布置的四組繞組580(1)-580(4)的變壓器580。

幾組繞組580(1)、580(2)、580(3)、580(4)中的初級(jí)外部繞組和初級(jí)內(nèi)部繞組582和586通過四個(gè)功率放大器pa1、pa2、pa3和pa4來供電。

多個(gè)次級(jí)繞組(彼此通過互連導(dǎo)體589連接的八角形狀的次級(jí)繞組586)彼此串聯(lián)地連接并具有用于輸出將來自初級(jí)繞組的功率合并的rf輸出信號(hào)rf輸出(rfout)的輸出端。

輸出rf信號(hào)rf輸出(rfout)是從位于最后一組繞組580(4)處的輸出端輸出的。該輸出rf端可以在沿著該最后一組繞組的任何一處(不是剛好在該最后一組繞組的最右端)進(jìn)行定位。輸出端可以定位在任何一組繞組內(nèi)的任意位置處。意外發(fā)現(xiàn)的是，將輸出端放置在變壓器的中心(中心位于組580(2)和580(3)之間)之外降低了功率放大器的相位失真(am2pm)。

管芯1020具有嵌入在其中的電路。圖50示出的電路為包括操作為合成器的變壓器的電路，但是其他的電氣部件也可以被包括在電路中。例如，電路可以包括分路器、功率放大器、偏置電路、包絡(luò)檢測(cè)器、控制器，等等。

多個(gè)導(dǎo)體，諸如四條接合線1011、1012、1013和1014，被耦合在電壓源電路1002和幾組繞組580(1)、580(2)、580(3)、580(4)中的每一個(gè)的中心抽頭588之間，使得每組繞組通過唯一的接合線被耦合到電壓源電路1002。中心抽頭588可以由耦合到外部初級(jí)繞組和內(nèi)部初級(jí)繞組的任何導(dǎo)體來替換。該抽頭可以被定位在任何位置中，包括在初級(jí)繞組的中心之外。

變壓器580包括空氣芯(由內(nèi)部繞組圍繞的內(nèi)隙)并可采用任何合適的形狀和配置。需要注意的是，在一個(gè)實(shí)施例中，變壓器被構(gòu)造成相對(duì)寬帶，以能夠適合2.4和5.8ghzwlan信號(hào)。

繞組的形狀、數(shù)量和尺寸可以取決于輸出功率和操作頻率。繞組的大小的非限制性示例是，空氣芯的長度在200-400微米之間，繞組的寬度可以在4和12微米之間的范圍，相鄰繞組之間的間隔可以在2和12微米之間的范圍。需要注意的是，這些僅僅是非限制性的示例。

圖51根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖51中的集成電路與圖50中的集成電路的不同之處在于幾組繞組的布置，在圖51中四組繞組580(1)-580(4)被布置在二維陣列模式中。以這樣的方式，功率放大器應(yīng)該具有不同極性(電流方向)的rf信號(hào)饋入，以便將所有的功率放大器的輸出功率集中到集成電路的輸出端。

兩組上部繞組580(1)和580(2)經(jīng)由接合線1011和1012被耦合到電源電路1002。

兩組下部繞組580(3)和580(4)經(jīng)由接合線1013和1014被耦合到電源電路1002。

圖52根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖52中的集成電路與圖50中的集成電路的不同之處在于具有在四組繞組的中心抽頭588之間和在接合線1011、1012、1013和1014之間的中間電路1031、1032、1033和1034。被配置成增加在被供應(yīng)給不同組繞組的功率之間的rf隔離的中間電路1031-1034，可以附加地或可選地，執(zhí)行濾波和/或阻抗匹配。

圖53根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖53中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于僅具有由四組繞組共享的兩條接合線1011和1013。在相鄰組的繞組580(1)和580(2)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1015)共享接合線1011。在相鄰組的繞組580(3)和580(4)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1016)共享接合線1013。

圖54根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖54中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于僅具有由四組繞組共享的兩條接合線1011和1013。在不相鄰組的繞組580(1)和580(3)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1016和1017)共享接合線1011。在不相鄰組的繞組580(2)和580(4)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1018和1019)共享接合線1013。

圖55根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖55中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于使用了為被耦合到在管芯1020外部的且被定位在管芯1010之下的電源電路1002的tsv1011’、1012’、1013’和1014’的導(dǎo)體。

圖56根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖56中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于并不將內(nèi)部初級(jí)繞組連接到它們相應(yīng)的外部初級(jí)繞組。內(nèi)部初級(jí)繞組可操作為高初級(jí)繞組(耦合至高功率放大器)且外部初級(jí)繞組可操作為低初級(jí)繞組(耦合至低功率放大器)?？蛇x地，外部初級(jí)繞組可操作為高初級(jí)繞組(耦合至高功率放大器)且內(nèi)部初級(jí)繞組可操作為低初級(jí)繞組(耦合至低功率放大器)。

圖57根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖57中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于具有圓形的內(nèi)部初級(jí)繞組、圓形的外部初級(jí)繞組和圓形的次級(jí)繞組(幾組繞組580(1)’、580(2)’、580(3)’、580(4)’)，而不是八角形狀的繞組。

圖58根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖58中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于具有中心抽頭588和輸入端，以用于饋入以交叉的方式定位的外部初級(jí)繞組和內(nèi)部初級(jí)繞組，幾組繞組580(1)和580(3)的中心抽頭588被定位在它們下端，而幾組繞組580(2)和580(4)的中心抽頭588被定位在它們下端。以這樣的方式，功率放大器應(yīng)該具有不同極性(電流方向)的rf信號(hào)饋入，以便合并所有的功率放大器的輸出功率至集成電路輸出端。

圖59根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖59中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于顯示了由控制器1180控制的并分別將偏置信號(hào)饋入到功率放大器pa1、pa2、pa3和pa4的偏置電路1111、1112、1113和1114。每個(gè)功率放大器具有其自身的偏置電路且可以被獨(dú)立控制。功率放大器由功率分路器1050饋入。

給功率放大器提供偏置(尤其是提供偏置以優(yōu)化性能)的非限制性示例于2014年11月13日提交的且題為“configurablemultimodemultibandintegrateddistributedpoweramplifier”的美國專利申請(qǐng)14/540,687中示出，該專利申請(qǐng)通過引用并入本文。集成電路1010包括多個(gè)功率放大器pa1、pa2、pa3和pa4、集成電路變壓器580、具有用于接收標(biāo)記為rf輸入(rfin)的輸入rf信號(hào)的輸入端的集成電路分路器(功率分路器)1050。

集成電路分路器被布置以接收輸入rf信號(hào)、將輸入rf信號(hào)分成多個(gè)中間rf信號(hào)和將多個(gè)中間信號(hào)提供給多個(gè)功率放大器pa1、pa2、pa3和pa4。多個(gè)功率放大器中的每個(gè)功率放大器被布置以接收中間rf信號(hào)并將其放大以提供放大了的rf信號(hào)。集成電路變壓器被布置以接收來自多個(gè)功率放大器的多個(gè)放大了的rf信號(hào)并輸出響應(yīng)于多個(gè)放大了的rf信號(hào)的rf輸出信號(hào)(rf輸出(rfout))。

圖60根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖60中的集成電路1000與圖59中的集成電路的不同之處在于包括被布置以提供關(guān)于輸出信號(hào)rf輸出(rfout)的反饋(至控制器1180)的測(cè)量電路1120。用于測(cè)量電路1120的參考rf信號(hào)可以從集成電路(不僅來自于rf輸出(rfout)節(jié)點(diǎn))的任何路徑，通過電的或者是磁的rf耦合被獲得。測(cè)量電路1120還可以測(cè)量饋入到功率分路器的輸入信號(hào)rf輸入(rfin)(未顯示)。圖5中提供了測(cè)量電路1120的非限制性示例，且包括包絡(luò)檢測(cè)器190和200、低通濾波器192、模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器192和202?？刂破?180可以等效于圖5中的控制邏輯196。

圖61根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖61中的集成電路1000與圖59中的集成電路的不同之處在于僅具有由四組繞組共享的兩條接合線1011和1013。在相鄰組的繞組580(1)和580(2)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1015)共享接合線1011。在相鄰組的繞組580(3)和580(4)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1016)共享接合線1013。

圖62根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖61中的集成電路1000與圖59中的集成電路的不同之處在于具有由兩個(gè)功率放大器pa1和pa2共享的偏置電路1111。

圖63根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖63中的集成電路1000與圖59中的集成電路的不同之處在于：

1.具有(每個(gè))包括高功率放大器268和低功率放大器270的功率放大器pa1-pa4。

2.將每組繞組中的外部初級(jí)繞組582耦合到低功率放大器270并將每組繞組中的內(nèi)部初級(jí)繞組586耦合到高功率放大器268。

3.通過發(fā)送偏置信號(hào)1131、1131’、1132、1132’、1133、1133’、1134、1134’，使獨(dú)立的偏置電路1111、1111’、1112、1112’、1113、1113’、1114和1114’用于四個(gè)高功率放大器268和用于四個(gè)低功率放大器270。這些偏置電路通過控制器1180進(jìn)行控制。

圖64根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖64中的集成電路1000與圖59中的集成電路的不同之處在于：

1.具有(每個(gè))包括高功率放大器268和低功率放大器270的功率放大器pa1-pa4。

2.將每組繞組中的外部初級(jí)繞組582耦合到低功率放大器270并將每組繞組中的內(nèi)部初級(jí)繞組586耦合到高功率放大器268。

3.通過發(fā)送偏置信號(hào)1131、1131’、1132、1132’、1133、1133’、1134、1134’，使獨(dú)立的偏置電路1111、1111’、1112、1112’、1113、1113’、1114和1114’用于四個(gè)高功率放大器268和用于四個(gè)低功率放大器270。這些偏置電路通過控制器1180進(jìn)行控制。

4.具有被四組繞組共享的僅兩條接合線1011和1013。在相鄰組的繞組580(1)和580(2)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1015)共享接合線1011。在相鄰組的繞組580(3)和580(4)之間(利用管芯內(nèi)的導(dǎo)體1016)共享接合線1013。

圖65根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖65中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于具有多于四組的繞組，圖65示出了n組繞組(580(1)、580(2)、580(3)......580(n-1)和580(n))，n是超過四的正整數(shù)。

圖66根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖66中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于具有比兩組內(nèi)部繞組580(2)和580(3)大的兩組外部繞組580(1)和580(4)，從而具有更大的電感。

圖67根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖67中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于具有比兩組內(nèi)部繞組580(2)和580(3)小的兩組外部繞組580(1)和580(4)，從而具有更小的電感。

圖68根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示出了包括管芯1020和在管芯1020外部的電源電路1002的集成電路1000。

圖68中的集成電路1000與圖50中的集成電路的不同之處在于具有三組繞組或少于三組數(shù)量的繞組，而不是四組繞組。

根據(jù)本發(fā)明的又一個(gè)實(shí)施例，被包括在功率放大器中的晶體管是核心晶體管且不是io晶體管。

這樣的晶體管的非限制性示例被提供于圖12a(晶體管362、364、370、378、396和400)，圖12b(a/b類和c類)、圖13a(晶體管308、318、320、322、324、344、348、350和354)、圖13b(a/ab類和c類)、圖14(晶體管414、418、420、434、446、450、452、435、436、437和438)。

從而，功率放大器中的所有的晶體管都是核心晶體管、除了一個(gè)以外的其他的都是核心晶體管、大部分晶體管是核心晶體管，等等。

核心晶體管被饋入相對(duì)低的電源電壓，例如1.8v的、1.2v的或更低的電源電壓。核心晶體管通常用于邏輯電路而不用作與其他電路的接口。

核心晶體管可以比io晶體管輸出更低的功率，但是展現(xiàn)結(jié)合輸出功率合成技術(shù)的低得多的am2pm相位失真。

io晶體管被用于接口且被用于在不同的電路之間交換信號(hào)。io晶體管通常被饋入較高的電源電壓，諸如3.6伏特。

低功率公共源晶體管的非限制性示例的特性包括：(a)范圍在4微米和6微米之間的、優(yōu)選是6微米的寬度，(b)范圍在14和32之間的、優(yōu)選是20的指狀部(fingers)的數(shù)量，以及(c)范圍在10和14之間的、優(yōu)選是12的多倍性(multiplicity)。

高功率公共源晶體管的非限制性示例的特性包括：(a)范圍在4微米和6微米之間的、優(yōu)選是6微米的寬度，(b)范圍在14和32之間的、優(yōu)選是20的指狀部的數(shù)量，以及(c)范圍在0和14之間的、優(yōu)選是14的多倍性。

公共柵極晶體管的非限制性示例的特性包括：(a)范圍在4微米和6微米之間的、優(yōu)選是6微米的寬度，(b)范圍在14和32之間的、優(yōu)選是32的指狀部的數(shù)量，以及(c)范圍在10和32之間的、優(yōu)選是27的多倍性。

所有的無線移動(dòng)設(shè)備(dect、gsm、3g、lte、wimax、wi-fi802.11n/ac、ule802.11ah等)都包括有源rf部件，諸如功率放大器(pa)、低噪聲放大器(lna)、電壓控制的振蕩器(vco)、rf混頻器等等。

這些無線移動(dòng)設(shè)備需要高功率、高效率、高線性且滿足所有的諧波抑制需求。這意味著，針對(duì)帶內(nèi)參數(shù)、線性、尺寸、一面限制的拉長且另一面諧波抑制，存在關(guān)于rf性能的嚴(yán)格的需求。

當(dāng)今，片上集成諧波濾波器(ihf)要求在射頻集成電路(rfic)封裝的內(nèi)部的阱(trap)(其功能是諧波抑制濾波器)或者在獨(dú)立的管芯上或在saw諧波濾波器的離散的組件外上的附加的ipd諧波濾波器。以上所有的方法都影響活動(dòng)階段的帶內(nèi)參數(shù)(匹配、輸出功率、帶寬等等)或設(shè)計(jì)的復(fù)雜性和精確性以及成本。

因此，由于其欠缺的性能或復(fù)雜的涉及和昂貴，集成諧波濾波器的現(xiàn)有布局技術(shù)不足以用于rfic設(shè)計(jì)。

基于rf電容負(fù)載，諸如用作rf有源部件輸出電感器/變壓器/傳輸線負(fù)載和用作抑制模式中的諧波濾波器的rf電感器、rf變壓器或rf傳輸線，提供了一種建議的ifh(也稱之為諧波濾波器)設(shè)計(jì)。

所建議的ihf能夠容易集成到任何前端/收發(fā)器或其中存在基于電感器/變壓器/傳輸線的負(fù)載的其他rfic有源模塊。

所建議的ihf克服了rfic諧波濾波器設(shè)計(jì)的復(fù)雜性，諸如：設(shè)計(jì)仿真準(zhǔn)確度、諧波濾波器對(duì)有效級(jí)的帶內(nèi)參數(shù)的影響、rf插入損耗、有效級(jí)(功率放大器、lna、vco等等)的匹配、魯棒性、在所有的rfic諧波濾波器中存在的esd限制和尺寸問題。

在活動(dòng)單元的負(fù)載可以用于所有現(xiàn)存的無線標(biāo)準(zhǔn)和用于所有的ic處理時(shí)，所建議的ihf使用rf電感器/變壓器/傳輸線。

所建議的ihf可以用于且被實(shí)施用于離散的電路設(shè)計(jì)，其基于電感器/變壓器/傳輸線負(fù)載合并有源離散電路。

所建議的ihf能夠?qū)崿F(xiàn)以完全諧波抑制控制的高功率、高效率、高帶寬和高線性有源設(shè)備的設(shè)計(jì)。此外，新的集成rfihf允許減少前端/收發(fā)器ic的區(qū)域以及使設(shè)計(jì)更健壯。

其他的ihf包含一個(gè)(或多個(gè))包括串聯(lián)電感器(通常這是接合線)和內(nèi)部的或外部的電容器的諧波抑制阱。由于其具有的插入損耗(阱電連接到負(fù)載線或有效級(jí))，該諧波抑制阱損害帶內(nèi)電路性能。受影響的電路性能包括線性、增益、pa效率、匹配等等。

例如，有必要使用輸出變壓器來抑制去往天線(負(fù)載)的功率放大器(pa)的二次諧波。因此，有效級(jí)通過變壓器連接到電源電壓，pa輸出變壓器循環(huán)直接連接到負(fù)載且附加的內(nèi)部“ihf”循環(huán)(用于諧波抑制濾波器)通過磁耦合連接到pa的初級(jí)循環(huán)。因此，我們?cè)趦?nèi)部“ihf”循環(huán)和有效級(jí)的初級(jí)循環(huán)之間具有“平滑的”連接。該內(nèi)部ihf循環(huán)的連接與串聯(lián)電容器(串聯(lián)lc抑制濾波器)組合，使得降低抑制濾波器對(duì)基本信號(hào)的影響并控制諧波的抑制。

明顯的是，該所建議的ihf并不具有對(duì)以下項(xiàng)的組合的任何限制：循環(huán)配置、循環(huán)的數(shù)量、抑制的電容(對(duì)稱的或不對(duì)稱的)帶寬、抑制濾波器的順序、濾波器的抑制配置的帶通等等。

所建議的ihf可以有以下表現(xiàn)：

a.相比于其他方法和技術(shù)，健壯的設(shè)計(jì)和仿真的高可得到精度。所有的仿真是使用來自供應(yīng)商的pdk的關(guān)于電感器/變壓器/傳輸線和集成電容器的em求解器而完成的。

b.所建議的ihf更換了所有的現(xiàn)有的諧波濾波器(ipd、saw、接合線阱)并使關(guān)于所有類型的有效級(jí)(諸如所有類型的技術(shù)的pa、lna、vco、混頻器)的濾波器設(shè)計(jì)更健壯且更便宜。

c.所建議的ihf并不需要抑制濾波器組件的附加區(qū)域，因?yàn)樗兴璧慕M件可以放置在現(xiàn)有的有效級(jí)的電感器/變壓器/傳輸線內(nèi)。

d.所建議的ihf降低了有效級(jí)在局部位置的諧波，不允許使諧波的信號(hào)在管芯的布局中流動(dòng)。因此其降低了在rfic管芯內(nèi)部的干擾以及容易在輸出信號(hào)到達(dá)負(fù)載之前控制諧波的水平。

e.所建議的ihf可以被調(diào)整為降低由有效級(jí)產(chǎn)生的子諧波。

f.所建議的ihf可以用于具有對(duì)稱的或不對(duì)稱的電感器和電容器值的若干分離的或合并的差分有效級(jí)。

g.所建議的ihf可以用于所有類型的前端中的有效級(jí)的諧波、子諧波和圖像抑制。

h.所建議的ihf可以容易基于不同類型的微波傳輸線進(jìn)行實(shí)施，其使rfpa設(shè)計(jì)在rf和微波頻率下更加健壯和靈活。

圖69示出了rf電路2000。

rf電路2000包括有源rf部件2001、第一端口2002、第一rf電感負(fù)載2003、輸出電感器2004、輸出端口2005、電壓源部件(vdd)2006和諧波濾波器(也稱之為ihf)2020。

有源rf部件2001(以晶體管表示)，其饋入輸入rf信號(hào)2010并輸出過濾過的和/或放大了的、(與其他信號(hào)——未顯示)混頻了的——或以其他方式被有源rf部件2001進(jìn)行rf處理了的輸出信號(hào)。

第一端口2002被連接到有源rf部件2001以用于接收有源rf部件2001的輸出。

第一端口2002也被連接到第一rf電感負(fù)載2003(諸如電感器lp)的一端。

電壓源部件(vdd)2006也被連接到第一rf電感負(fù)載2003的另一端。

諧波濾波器2020被示出為包括第一諧波濾波器電感器2021，第一諧波濾波器電感器2021串聯(lián)地連接到第一諧波濾波器電容器2022。

第一rf電感負(fù)載2003被磁耦合到諧波濾波器2020(特別地磁耦合到第一諧波濾波器電感器2021)并且被磁耦合到輸出電感器(ls)2004，該輸出電感器(ls)2004又電耦合到輸出端口2005(rf輸出)。

標(biāo)記為m2的彎曲的虛線箭頭表示第一rf電感負(fù)載2003與第一諧波濾波器電感器2012之間的磁耦合。

標(biāo)記為m1的彎曲的虛線箭頭表示第一rf電感負(fù)載2003與輸出電感器2004之間的磁耦合。

經(jīng)由磁耦合，諧波濾波器2020可以過濾(例如抑制)穿過第一rf電感負(fù)載2003的信號(hào)的諧波。諧波濾波器2020可以防止這種諧波(經(jīng)由磁耦合)被輸出到輸出電感器2004。經(jīng)由磁耦合，諧波濾波器可以控制在有源rf部件2001處的阻抗。

輸出電感器2004可以是也包括第一rf電感負(fù)載2003(其可以是變壓器的初級(jí)繞組)的變壓器的次級(jí)繞組。

圖70示出了rf電路2030。

rf電路2030與rf電路2000的不同之處在于具有(除了第一諧波濾波器電感器2021和第一諧波濾波器電容器2022之外)包括附加電感器-電容器(lc)級(jí)的諧波濾波器2020’。諧波濾波器2020’包括第二諧波濾波器電感器2023和第三諧波濾波器電感器2025以及第二諧波濾波器電容器2024和第三諧波濾波器電容器2026。

第二諧波濾波器電感器2023被連接在第一諧波濾波器電容器2022和第二諧波濾波器電容器2024之間。

第三諧波濾波器電感器2025被連接在第三諧波濾波器電容器2026和第二諧波濾波器電容器2024之間。

lc級(jí)的數(shù)量可以超過兩個(gè)。在說明書和/或附圖中示出的任何諧波濾波器可以包括任意布置的組件，以用于實(shí)現(xiàn)期望的濾波操作和/或以用于設(shè)置第一有源rf部件的輸出阻抗。

圖71示出rf電路2050。

rf電路2050與rf電路2030的不同之處在于具有被連接在輸出端口2005與第一rf電感負(fù)載2003之間的輸出電容器2007，而不是具有輸出電感器2004。

經(jīng)由磁耦合，諧波濾波器2020’過濾(例如抑制)穿過第一rf電感負(fù)載2003的信號(hào)的諧波并且防止這種諧波(經(jīng)由磁耦合)被輸出到輸出電感器2007。諧波濾波器2020’還可以控制在有源rf部件2001處的阻抗。

圖72示出rf電路2060。

rf電路2060是差分電路，而rf電路2000不是差分電路。

rf電路2060包括第一有源rf部件2031、第二rf有源部件2032、第一端口2002、第二端口2033、第一rf電感負(fù)載(lp1)2034、第二rf電感負(fù)載(lp2)2035、第一輸出電感器(ls1)2036、第二輸出電感器(ls2)2037、輸出端口2005、電壓源部件(vdd)2006和諧波濾波器(也稱之為ihf)2080。

諧波濾波器2080包括：(a)包括第一諧波濾波器電感器2021的第一分支，該第一諧波濾波器電感器2021串聯(lián)連接到第一諧波濾波器電容器2022，以及(b)包括第二諧波濾波器電感器2023的第二分支，該第二諧波濾波器電感器2023被串聯(lián)連接到第二諧波濾波器電容器2024。

輸入差分信號(hào)是第一輸入rf信號(hào)(rfin1)2011與第二輸入rf信號(hào)(rfin2)2012之間的差。

rfin1被饋入第一有源rf部件2031且rfin22012被饋入第二有源rf部件2032。

第一有源rf部件2031的輸出信號(hào)被饋入第一端口2002并且(通過第一端口2002)饋入第一rf電感負(fù)載(lp1)2034。

第二有源rf部件2032的輸出信號(hào)被饋入第二端口2033并且(通過第二端口2033)饋入第二rf電感負(fù)載(lp2)2035。

諧波濾波器2080被磁耦合到第一rf電感負(fù)載(lp1)2034并被磁耦合到第二rf電感負(fù)載(lp2)2035。特別地，第一諧波濾波器電感器2021和第二諧波濾波器電感器2023被分別磁耦合到第一rf電感負(fù)載2034和第二rf電感負(fù)載2035(lp1和lp2)。這些磁耦合由標(biāo)記為m2的虛線箭頭示出。

經(jīng)由磁耦合，諧波濾波器2080過濾(例如抑制)穿過第一rf電感負(fù)載2034和第二rf電感負(fù)載2035中的每一個(gè)的信號(hào)的諧波并且防止這些諧波(經(jīng)由磁耦合)被輸出到第一輸出電感器2036和第二輸出電感器2037。經(jīng)由磁耦合，諧波濾波器2080可以控制在有源rf部件2001處的阻抗。

第一輸出電感器2036被磁耦合到第一rf電感負(fù)載2034。第二輸出電感器2037被磁耦合到第二rf電感負(fù)載2035。這些磁耦合由標(biāo)記為m1的虛線箭頭示出。

第一輸出電感器2036和第二輸出電感器2037彼此串聯(lián)地耦合。輸出端口2005被連接到第二輸出電感器2037。

圖73示出rf電路2088。

rf電路2088可印刷在集成電路上且包括：(a)包括內(nèi)部初級(jí)繞組2063和外部初級(jí)繞組2061的rf電感rf負(fù)載，(b)諸如次級(jí)繞組2062的輸出電感器，(c)第一端口2002，(d)第二端口2033，(e)輸出端口2005，(f)與電壓源部件(vdd)2006的連接，以及(g)第一諧波濾波器電感器2021和第二諧波濾波器電感器2023。

次級(jí)繞組2062被外部初級(jí)繞組2061圍繞且圍繞內(nèi)部初級(jí)繞組2063。次級(jí)繞組2062被磁耦合到內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組。

內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組2061和2063用作圖72中的第一rf電感負(fù)載和第二rf電感負(fù)載2034和2035。

次級(jí)繞組2062用作第一輸出電感器和第二輸出電感器2036和2037。

輸出端口2005被連接到次級(jí)繞組2062。

圖73也示出了節(jié)點(diǎn)2051和2052。這些節(jié)點(diǎn)應(yīng)該被分別連接到第一諧波濾波器電容器和第二諧波濾波器電容器2022和2024。

第一諧波濾波器電感器2021和第二諧波濾波器電感器2023被內(nèi)部初級(jí)繞組2063圍繞。需要注意的是，第一諧波濾波器電感器和第二諧波濾波器電感器可以不被內(nèi)部初級(jí)繞組2063圍繞。

圖74示出rf電路2090。

圖74與圖73的不同之處在于示出了被連接到節(jié)點(diǎn)2051的第一諧波濾波器電容器2022、被連接到節(jié)點(diǎn)2052的第二諧波濾波器電容器2024、被饋入rfin12011并被連接到第一節(jié)點(diǎn)2002的第一有源rf部件2031和被饋入rfin22012并連接到第二節(jié)點(diǎn)2033的第二有源rf部件2032。

圖75示出了rf電路2098。

rf電路2098是合成器，其被配置為接收兩個(gè)差分rf信號(hào)，合并該兩個(gè)rf差分信號(hào)并輸出來自輸出端口rfout2005的rf輸出信號(hào)。

合成器包括共享次級(jí)繞組2062的兩組繞組。第一組繞組除了次級(jí)繞組2062之外還包括內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組2061和2063。第二組繞組除了次級(jí)繞組2062之外還包括附加的內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組2081和2083。

第一組繞組圍繞第一諧波濾波器電感器和第二諧波濾波器電感器2021和2023。

第二組繞組圍繞第三諧波濾波器電感器和第四諧波濾波器電感器2025和2027。

第一端口和第二端口2002和2033被耦合到內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組2061和2063，且適合于接收來自第一有源rf部件和第二有源rf部件(未示出)的第一差分rf信號(hào)(rfin1與rfin2之間的差)。

第三端口和第四端口2085和2086被耦合到附加的內(nèi)部初級(jí)繞組和外部初級(jí)繞組2081和2083，且適合于接收來自第三有源rf部件和第四有源rf部件(未示出)的第二差分rf信號(hào)。

節(jié)點(diǎn)2051、2052、2053和2054被配置為連接到諧波濾波器的不同的電容器。

內(nèi)部初級(jí)繞組、外部初級(jí)繞組、次級(jí)繞組和諧波濾波器的任何電感器中的任何一個(gè)的形狀可以是八角形、六角形、半八角形、半六角形、多邊形、非線性、圓形、橢圓形或具有其他任意的形狀。

諧波濾波器可以被配置成抑制輸出信號(hào)的任何諧波和/或控制在任何rf有源部件的晶體管處的阻抗并可施加任何濾波操作。

由于在諧波濾波器和第一rf電感負(fù)載之間的磁耦合，諧波濾波器的阻抗影響由有源rf濾波器發(fā)現(xiàn)的輸出阻抗，且可影響有源rf濾波器的工作點(diǎn)。諧波濾波器可以被調(diào)整為調(diào)節(jié)有源rf濾波器的其他的任何特征的工作點(diǎn)。調(diào)整可以包括調(diào)整可調(diào)的電容器、可調(diào)的電感器或任何其他的可調(diào)的組件和/或用另外的組件來更換一個(gè)組件。該調(diào)整可以是針對(duì)說明書和/或附圖中所公開的任何諧波濾波器來進(jìn)行。

根據(jù)仿真結(jié)果，包括所建議的ihf的rfic功率放大器(見圖76——rf電路2098)在操作頻率帶5.5-6.5ghz下具有良好的性能。rficihf是使用被合并成一個(gè)單端負(fù)載2099的兩個(gè)差分輸出功率放大器級(jí)來實(shí)施的。圖83提供了使用spectrerf完成的仿真的結(jié)果的部分。

合成器的內(nèi)部繞組涉及諧波濾波器且被連接到串聯(lián)的集成電容器ch＝840ff。

諧波濾波器電容器和電感器的值的非限制性示例：電容器值＝840ff且電感器值＝210ph。圖76中的合成器的尺寸的非限制性的示例是712乘以336um²(712by336um²)。

使用不同閾值電壓的晶體管。

閾值電壓也稱之為vt。

使用關(guān)于任何多重選通晶體管技術(shù)(mgtr)結(jié)構(gòu)的多-vtcmos晶體管，可消除在輸入端處的解耦合電容器且將偏置電路的數(shù)量降低多-vtcmos晶體管的數(shù)量。

圖77示出了包括兩對(duì)放大器部件的子放大器2100。圖78示出了包括兩對(duì)放大器部件的子放大器2160且還示出了未在圖77中顯示的四個(gè)偏置電路。

每對(duì)放大器部件包括高放大器部件和低放大器部件。在附圖77-80中每個(gè)放大器部件是晶體管。

在圖77中，(a)第一對(duì)中的高放大器部件是第一晶體管t12111，其是c類非線性放大器，(b)第二對(duì)中的高放大器是第四晶體管t42114，其是c類非線性放大器，(c)第一對(duì)中的低放大器部件是第二晶體管t22112，其是a類或ab類線性放大器，以及(d)第二對(duì)中的低放大器部件是第五晶體管t52115，其是a類或ab類線性放大器。

每對(duì)中的放大器部件彼此平行耦合。

第一晶體管、第二晶體管、第三晶體管和第四晶體管具有相同的閾值電壓且需要產(chǎn)生四個(gè)不同偏置信號(hào)的四個(gè)不同的偏置電路。此外，有必要提供四個(gè)直流(dc)阻斷電容器——每個(gè)晶體管一個(gè)直流(dc)阻斷電容器。

每對(duì)中的高放大器部件可以相對(duì)較大的功率回退(例如12db)進(jìn)行操作且適于處理大約5％的時(shí)間的高峰值輸入振幅。每對(duì)中的高放大器單元具有適當(dāng)?shù)钠靡栽诟咝氏路糯蠓逯敌盘?hào)。每對(duì)中的低放大器部件以較低的功率回退(例如6db)進(jìn)行操作且適于處理大約95％的時(shí)間的較低的平均輸入振幅且具有適當(dāng)?shù)钠靡栽诟呔€性下放大平均信號(hào)。

需要注意的是，每個(gè)子放大器中的獨(dú)立的高放大器和低放大器的使用使功率放大器和fem電路符合現(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)的嚴(yán)格線性和頻譜效率需求，現(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)諸如802.11wi-fi(特別是802.11ac)、lte、3g、4g等，其信號(hào)展現(xiàn)了高的峰值與平均比例，同時(shí)提供相對(duì)高的效率，導(dǎo)致最小化電池消耗。

第一輸入節(jié)點(diǎn)(正輸入節(jié)點(diǎn)——標(biāo)記為pain+)2101和第二輸入節(jié)點(diǎn)(負(fù)輸入節(jié)點(diǎn)——標(biāo)記為pain-)接收兩個(gè)輸入信號(hào)和差分rf輸入信號(hào)的兩個(gè)輸入信號(hào)之間的差。

第一輸入節(jié)點(diǎn)2101經(jīng)由第一直流(dc)阻擋電容器c12121被耦合到第一晶體管t12111的柵極且經(jīng)由第二直流(dc)阻擋電容器c22122被耦合到第二晶體管t22112的柵極。

第二輸入節(jié)點(diǎn)2102經(jīng)由第四直流(dc)阻擋電容器c42124被耦合到第四晶體管t42114的柵極且經(jīng)由第五直流(dc)阻擋電容器c52125被耦合到第五晶體管t52115的柵極。

第一晶體管和第二晶體管t12111和t22112的輸出信號(hào)彼此相加，而后饋入到晶體管t32113的源極，而后饋入到變壓器2120。

第二晶體管t22112的漏極和第一晶體管t12111的漏極被連接到第三晶體管t32113的源極。第三晶體管t32113的柵極被連接到第三電容器c32123。第三晶體管t32113的漏極被連接到變壓器2120的初級(jí)繞組的一端。

第四晶體管和第五晶體管t42114和t52115的輸出信號(hào)彼此相加，而后饋入到晶體管t62116的源極，而后饋入到變壓器2120。

第五晶體管t52115的漏極和第四晶體管t42114的漏極被連接到第六晶體管t62116的源極。第六晶體管t62116的柵極被連接到第六電容器c62126。第六晶體管t62116的漏極被連接到變壓器2120的初級(jí)繞組的另一端。

來自每對(duì)的高功率放大器部件和低功率放大器部件的功率的相加可以使用其他的合成電路來完成。

圖78示出了四個(gè)第一偏置電路。

第一偏置電路包括第一偏置電壓源vbias12151，其經(jīng)由第一偏置電阻器rbias12141連接到第一電容器c12121以及連接到第一晶體管t12111的柵極。

第二偏置電路包括第二偏置電壓源vbias22152，其經(jīng)由第二偏置電阻器rbias22142連接到第二電容器c22122以及連接到第二晶體管t22112的柵極。

第三偏置電路包括第三偏置電壓源vbias32153，其經(jīng)由第三偏置電阻器rbias32143連接到第四電容器c42124以及連接到第四晶體管t42114的柵極。

第四偏置電路包括第四偏置電壓源vbias42154，其經(jīng)由第四偏置電阻器rbias42144連接到第五電容器c52125以及連接到第五晶體管t52115的柵極。

為了簡(jiǎn)化放大器電路，第一和第三偏置電路可以連接在一起，而第二和第四偏置電路可以連接在一起，從而僅提供兩個(gè)偏置電路。

圖79示出了包括具有不同的閾值電壓的兩對(duì)放大器部件的子放大器2170。圖80示出了包括具有不同的閾值電壓的兩對(duì)放大器部件的子放大器2180，且還示出了在圖79未示出的兩個(gè)偏置電路。

圖79中的子放大器2170與圖77中的子放大器2100的不同之處在于(代替第一、第二、第四和第五晶體管t1、t2、t4和t5——全都相同的閾值電壓)包括：(a)第一對(duì)中的高放大器部件是第一高閾值電壓晶體管thtv12171，其是c類非線性放大器，(b)第二對(duì)中的高放大器部件是第二高閾值電壓晶體管thtv22173，其是c類非線性放大器，(c)第一對(duì)中的低放大器部件是第一低閾值電壓晶體管tltv12172，其是a類或ab類線性放大器，以及(d)第二對(duì)中的低放大器部件是第二低閾值電壓晶體管tltv22174，其實(shí)a類或ab類線性放大器。

第一高閾值電壓晶體管thtv12171和第二高閾值電壓晶體管thtv22173具有超過第一低閾值電壓晶體管tltv12172和第二低閾值電壓晶體管tltv22174的第二閾值電壓的第一閾值電壓。

下文提供了高閾值電壓和低閾值電壓的非限制性示例。第一高閾值電壓晶體管thtv12171和第二高閾值電壓晶體管thtv22172可以具有0.549伏特的閾值電壓。第一低閾值電壓晶體管tltv12172和第二低閾值電壓晶體管tltv22174可具有0.313伏特的閾值電壓。閾值電壓之間的差可超過1.3伏特或由制造過程所規(guī)定的其他的任何值。制造過程，諸如tsmc55nm大小的過程可以提供多個(gè)閾值電壓，諸如低vtmos、標(biāo)準(zhǔn)vtmos和高vtmos。

閾值電壓之間的差允許僅打開第一低閾值電壓晶體管tltv12172和第二低閾值電壓晶體管tltv22174——當(dāng)將能夠打開(激活)tltv12172和tltv22174的偏置信號(hào)提供給tltv12172和tltv22174的柵極時(shí)——但是不能打開(激活)thtv12171和thtv22173。

不能打開thtv12171和thtv22173的偏置信號(hào)還可以打開tltv12172和tltv22174。

閾值電壓中的差可以允許：(a)在第一輸入節(jié)點(diǎn)2101和thtv12171和tltv12172中的每一個(gè)之間使用直接耦合(無需絕緣的電容器)，(b)在第二輸入節(jié)點(diǎn)2102和thtv22173和tltv22174中的每一個(gè)之間使用直接耦合(無需絕緣的電容器)，(c)使用單偏置電路(單偏置信號(hào))以偏置thtv12171和tltv12172，以及(d)使用單偏置電路(單偏置信號(hào))以偏置thtv22173和tltv22174。

圖80示出了第一偏置電路和第三偏置電路。

第一偏置電路和第三偏置電路可以合并在一起以僅提供單偏置電路，該單偏置電路將被用于偏置子放大器2180。

第一偏置電路包括第一偏置電壓源vbias12151，其經(jīng)由第一偏置電阻器rbias12141被連接到thtv12171和tltv12172的柵極。

第三偏置電路包括第三偏置電壓源vbias32153，其經(jīng)由第三偏置電阻器rbias32143被連接到thtv22173和tltv22174的柵極。

圖81和82示出了圖80中的子放大器2180的仿真結(jié)果。

圖81中表格表示功率放大器的evm(誤差矢量幅度)相對(duì)于輸出功率的仿真結(jié)果。功率增益和功率附加效率的仿真結(jié)果被添加到表格中作為參考。

圖82顯示了evm相對(duì)于輸出功率的行為。x軸是evm(以db計(jì))且y軸示出了輸出功率(以dbm計(jì))。

仿真結(jié)果示出了使用多-vtcmos過程用于高效率高線性功率放大器的設(shè)計(jì)的能力。

附圖可能是或可能不是按比例的。

各個(gè)附圖，尤其是附圖69-80，示出了差分的或非差分的rf電路。這些是非限制性的示例且可提供一種非差分的版本代替每個(gè)差分電路。可提供每個(gè)非差分電路的差分版本。

各個(gè)附圖，尤其是附圖69-80，示出了一定數(shù)量的rf有源部件——但這些僅僅是非限制性的示例且rf有源部件(和相關(guān)的電路)的數(shù)量可以是超過1的任何數(shù)量。

本文使用的術(shù)語只是為了描述特定實(shí)施例的目的，而不是打算限制本發(fā)明。如本文所使用，單數(shù)形式“一”、“一個(gè)”、和“該”也旨在包括復(fù)數(shù)形式，除非上下文另有清楚指示。還應(yīng)該明白，用在本說明書中的術(shù)語“包括”和/或“包含”指定了所陳述的特征、整數(shù)、步驟、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一個(gè)或多個(gè)其它特征、整數(shù)、步驟、操作、元件、部件和/或它們的群組的存在或添加。

以下的權(quán)利要求中的對(duì)應(yīng)結(jié)構(gòu)、材料、操作以及所有功能性限定的裝置或步驟的等同替換，旨在包括任何用于與在權(quán)利要求中具體指出的其它單元相組合地執(zhí)行該功能的結(jié)構(gòu)、材料或操作。所給出的對(duì)本發(fā)明的描述其目的在于示意和描述，并非是窮盡性的，也并非是要將本發(fā)明限定到所表述的形式。由于許多修改和變化對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是容易想到的，所以本發(fā)明無意局限于本文公開的數(shù)量有限的實(shí)施例。相應(yīng)地，應(yīng)該理解，所有合適的變型物、修改物和等同物均可以歸于或落入本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)。對(duì)實(shí)施例的選擇和說明，是為了最好地解釋本發(fā)明的原理和實(shí)際應(yīng)用，使所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能夠明了，本發(fā)明可以有適合所要的特定用途的具有各種改變的各種實(shí)施方式。