本發(fā)明屬于射頻信號測試及產(chǎn)生技術(shù)領(lǐng)域，更為具體地講，涉及一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法。

背景技術(shù)：

零差式射頻接收裝置，也可稱為同步、零中頻或直接下變頻接收裝置，即只通過一級直接混頻將輸入射頻信號正交分解得到i/q兩路正交基帶信號。在零差式射頻接收裝置中，輸入射頻信號經(jīng)過調(diào)理后傳送至混頻器，該方式類似于傳統(tǒng)外差式接收裝置，但與外差式接收裝置不同的是，零差式接收裝置中的本振頻率等同于或者接近于輸入射頻信號的頻率，從而得到直流中心或低中頻信號。

零差式或零中頻接收裝置的簡要框圖如圖1所示，輸入信號將與本振信號混頻并拆分為同相i分量和正交q分量，然后將同相i分量和正交q分量分別進行數(shù)字化并得到i數(shù)據(jù)和q數(shù)據(jù)。

與傳統(tǒng)外差式裝置相比，零差式具有多方面的優(yōu)勢，如簡化設(shè)計、低成本、低功耗以及更多選擇，并可用于分離信號重疊的鄰近通道。其他優(yōu)點包括更高帶寬、通過單個本振簡化設(shè)計、緊湊設(shè)計以提供更小封裝尺寸等。接下來詳細說明圖1所示的零差式接收裝置的優(yōu)勢。

1)、帶寬。帶單個adc的接收裝置存在信號帶寬的實際上限，一般為時鐘頻率的40％。使用相同的采樣時鐘頻率，由于零差式接收接收裝置采用正交解調(diào)，包括i、q兩路信號通路，需要兩路adc完成采集，可允許雙倍帶寬及采樣時鐘的80％。通常情況下，使用可支持較低采樣時鐘頻率的adc可以或者更好的無雜散動態(tài)范圍(sfdr)和信噪比(snr)性能。因此，零差式射頻接收裝置在不降低adc性能的情況下可以允許更寬的輸入信號帶寬，而對于單路adc采集，如要實現(xiàn)相同的帶寬，勢必會降低adc性能。

2)、單本振。由于多通道測試系統(tǒng)在多輸入多輸出(mimo)應(yīng)用中變得越來越重要，使得共享本振成為必須要求。與傳統(tǒng)外差式裝置中使用多個本振相比，零差式射頻接收裝置中僅需共享單個本振，降低實現(xiàn)成本并且大大降低系統(tǒng)配置的復(fù)雜程度。

3)、緊湊設(shè)計。與傳統(tǒng)外差式裝置相比，零差式射頻接收裝置使用更為簡單的射頻設(shè)計，更少的本振信號，無需龐大昂貴的射頻和中頻濾波器，從而使得設(shè)計更為精簡。

零差式射頻接收裝置具有很多優(yōu)勢，但仍然存在諸如無法實現(xiàn)包絡(luò)檢測等缺點，在實際應(yīng)用中可通過使用正交檢測和數(shù)字信號處理等解決該問題。

直流偏移是零差式射頻接收裝置的另一個挑戰(zhàn)，主要源于本振信號的自混頻。由于本振信號功率較大且混頻器射頻與本振端口隔離度有限，本振可通過混頻器、介質(zhì)基板以及空間耦合到射頻鏈路上，與自身混頻得到直流信號。直流信號會疊加到基帶信號上，降低目標(biāo)信號信號比，影響解調(diào)性能。在零差式射頻接收裝置中任何混合至0hz的信號都會引起直流的頻譜分量，該失真存在于數(shù)據(jù)采集瞬時帶寬的中部。由采集數(shù)據(jù)以及瞬時帶寬各個頻率偏移組成的頻譜，將會在每個采集數(shù)據(jù)的中部顯示該重復(fù)的直流偏移分量，最直觀的影響就是容易造成后級電路飽和或淹沒有用信號，影響輸出信號質(zhì)量。

在現(xiàn)有技術(shù)中，可以通過在數(shù)字化的i/q數(shù)據(jù)流中應(yīng)用偏移可以實現(xiàn)直流偏移歸零，然而，如果在數(shù)字化的i/q數(shù)據(jù)流中應(yīng)用偏移勢必要事先精確測得i/q數(shù)據(jù)流中所含有直流分量的具體值，該直流分量值可通過分量對i/q數(shù)據(jù)流求平均獲得，但要求得數(shù)值需要較長樣本長度的積累，同時由于長時間的數(shù)據(jù)累加導(dǎo)致計算量較大，實現(xiàn)較復(fù)雜。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法，通過對i/q數(shù)據(jù)流實現(xiàn)連續(xù)兩次希爾伯特濾波來消除其所包含的直流分量。

為實現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法，其特征在于，包括以下步驟：

(1)、利用零差式射頻接收裝置對輸入的信號x(t)進行i/q解調(diào)；

x(t)＝xi(t)+jxq(t)

＝[di+acos(2πf0t)]+j[dq+asin(2πf0t)]

其中，xi(t)＝di+acos(2πf0t)表示同相i分量，xq(t)＝dq+asin(2πf0t)表示正交q分量，di和dq分別表示同相i分量和正交q分量中的直流分量，a表示信號x(t)的幅度，f0表示信號x(t)的頻率；

(2)、分別對同相i分量和正交q分量進行傅里葉變換；

同相i分量進行傅里葉變換結(jié)果為：

xi(jω)＝2πdiδ(ω)+πa[δ(ω+2πf0)+δ(ω-2πf0)]

同理，正交q分量進行傅里葉變換結(jié)果為：

xq(jω)＝2πdqδ(ω)+jπa[δ(ω+2πf0)-δ(ω-2πf0)]

其中，δ(x)表示狄拉克函數(shù)，當(dāng)x≠0時，δ(x)＝0且ω表示模擬角頻率，且ω＝2πf，f表示頻率；

(3)、分別對同相i分量和正交q分量的傅里葉變換結(jié)果進行第一級希爾伯特濾波；

同相i分量的傅里葉變換結(jié)果進行第一級希爾伯特濾波為：

xi1(jω)＝xi(jω)h(jω)

＝{2πdiδ(ω)+πa[δ(ω+2πf0)

+δ(ω-2πf0)]}·-jsgn(ω)

＝j(luò)πa[δ(ω+2πf0)-δ(ω-2πf0)]

正交q分量的傅里葉變換結(jié)果進行第一級希爾伯特濾波為：

xq1(jω)＝xq(jω)h(jω)

＝{2πdqδ(ω)+jπa[δ(ω+2πf0)

-δ(ω-2πf0)]}·-jsgn(ω)

＝-πa[δ(ω+2πf0)+δ(ω-2πf0)]

(4)、對步驟(3)中第一級希爾伯特濾波結(jié)果分別進行傅里葉反變換，得到輸出信號xi1(t)和信號xq1(t)；

xi1(t)＝asin(2πf0t)

xq1(t)＝-acos(2πf0t)

(5)、按照步驟(2)-(4)所述方法分別對信號xi1(t)和信號xq1(t)依次進行傅里葉變換、第二級希爾伯特濾波和傅里葉反變換，得到輸出信號xi2(t)和信號xq2(t)；

xi2(t)＝-acos(2πf0t)

xq2(t)＝-asin(2πf0t)

(6)、對輸出信號xi2(t)和信號xq2(t)進行180°的相移，得到不含直流分量的基帶復(fù)信號為

本發(fā)明的發(fā)明目的是這樣實現(xiàn)的：

本發(fā)明一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法，先通過零差式射頻接收裝置對接收的射頻信號進行i/q解調(diào)，得到包含同相i分量和正交q分量的數(shù)據(jù)流，然后對i/q數(shù)據(jù)流實現(xiàn)連續(xù)兩次希爾伯特濾波，從而消除其所包含的直流分量，實現(xiàn)輸出信號直流偏移的校正或消除，具有操作簡單計、低成本、低功耗以及直流偏移校正精準(zhǔn)等特點。

附圖說明

圖1是零差式射頻接收裝置結(jié)構(gòu)圖；

圖2是本發(fā)明一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法流程圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式進行描述，以便本領(lǐng)域的技術(shù)人員更好地理解本發(fā)明。需要特別提醒注意的是，在以下的描述中，當(dāng)已知功能和設(shè)計的詳細描述也許會淡化本發(fā)明的主要內(nèi)容時，這些描述在這里將被忽略。

實施例

圖2是本發(fā)明一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法流程圖。

在本實施例中，如圖2所示，本發(fā)明一種消除零差式射頻接收裝置輸出信號直流偏移的方法，包括以下步驟：

s1、設(shè)射頻信號x(t)的幅度a＝1，頻率f0＝10⁶hz，利用零差式射頻接收裝置對輸入的射頻信號x(t)進行i/q解調(diào)；

x(t)＝xi(t)+jxq(t)

＝[di+cos(2π·10⁶hz·t)]+j[dq+sin(2π·10⁶hz·t)]

其中，xi(t)＝di+cos(2π·10⁶hz·t)表示同相i分量，xq(t)＝dq+sin(2π·10⁶hz·t)表示正交q分量，di和dq分別表示同相i分量和正交q分量中的直流分量。

s2、分別對同相i分量和正交q分量進行傅里葉變換；

同相i分量進行傅里葉變換結(jié)果為：

同理，正交q分量進行傅里葉變換結(jié)果為：

xq(jω)＝2πdqδ(ω)+jπ[δ(ω+2π·10⁶)-δ(ω-2π·10⁶)]

其中，δ(x)表示狄拉克函數(shù)，當(dāng)x≠0時，δ(x)＝0且ω表示模擬角頻率，且ω＝2πf，f表示頻率。

s3、分別對同相i分量和正交q分量的傅里葉變換結(jié)果進行第一級希爾伯特濾波；

其中，同相i分量的傅里葉變換結(jié)果進行第一級希爾伯特濾波為：

xi1(jω)＝xi(jω)h(jω)

＝{2πdiδ(ω)+πa[δ(ω+2π·10⁶)

+δ(ω-2π·10⁶)]}·-jsgn(ω)

＝j(luò)πa[δ(ω+2π·10⁶)-δ(ω-2π·10⁶)]

正交q分量的傅里葉變換結(jié)果進行第一級希爾伯特濾波為：

xq1(jω)＝xq(jω)h(jω)

＝{2πdqδ(ω)+jπa[δ(ω+2π·10⁶)

-δ(ω-2π·10⁶)]}·-jsgn(ω)

＝-πa[δ(ω+2π·10⁶)+δ(ω-2π·10⁶)]

在本實施例中，選用希爾伯特濾波器對同相i分量和正交q分量的傅里葉變換結(jié)果進行濾波，其選用的希爾伯特濾波器的單位沖激響應(yīng)為：

希爾伯特濾波器的頻率響應(yīng)為：

其中，sgn(ω)為符號函數(shù)，ω表示模擬角頻率，且ω＝2πf，f表示頻率。

s4、對步驟s3中第一級希爾伯特濾波結(jié)果分別進行傅里葉反變換，得到輸出信號xi1(t)和信號xq1(t)；

xi1(t)＝asin(2π·10⁶hz·t)

xq1(t)＝-acos(2π·10⁶hz·t)

通過該步驟后，得到輸出信號xi1(t)和信號xq1(t)中已經(jīng)不含有直接分量。

s5、經(jīng)過一級希爾伯特濾波后的同相i分量和正交q分量中的直流分量都已經(jīng)消除，但二者的相位發(fā)生了π/2或者-π/2的變化，因此，需要對信號xi1(t)和信號xq1(t)進行如下處理；

按照步驟s2-s4所述方法分別對信號xi1(t)和信號xq1(t)依次進行傅里葉變換、第二級希爾伯特濾波和傅里葉反變換，得到輸出信號xi2(t)和信號xq2(t)；

xi2(t)＝-cos(2π·10⁶hz·t)

xq2(t)＝-sin(2π·10⁶hz·t)

s6、從以上兩式可以看出，經(jīng)過兩級希爾伯特濾波后得到的基帶復(fù)信號同相分量和正交分量中都消除了直流分量，只是分別在原來非直流分量基礎(chǔ)分別產(chǎn)生了180°的相移，只需要簡單對其取相反數(shù)即可，最后得到的不含直流分量的基帶復(fù)信號；

對輸出信號xi2(t)和信號xq2(t)進行180°的相移，得到不含直流分量的基帶復(fù)信號為

盡管上面對本發(fā)明說明性的具體實施方式進行了描述，以便于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員理解本發(fā)明，但應(yīng)該清楚，本發(fā)明不限于具體實施方式的范圍，對本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來講，只要各種變化在所附的權(quán)利要求限定和確定的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，這些變化是顯而易見的，一切利用本發(fā)明構(gòu)思的發(fā)明創(chuàng)造均在保護之列。