本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，涉及一種高效數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)。

背景技術(shù)：

隨著無線電技術(shù)的不斷發(fā)展和電子對抗程度的日趨激烈，電子偵察所面臨的電磁環(huán)境變得越來越復(fù)雜。為了能夠偵察到更多有效的信息，電子偵察接收機(jī)必須具有良好的頻率分辨率、同時多信號處理能力和很寬的頻率覆蓋性等特點。模擬偵察接收機(jī)由于采用模擬的方式對信號進(jìn)行處理，不僅會帶來非線性失真，而且會產(chǎn)生溫度漂移、直流電平漂移和溫度變化等影響，同時還有體積笨重、制造成本高和偵察精度差等問題。相比之下，數(shù)字信道化偵察接收機(jī)對接收到的高速寬帶信號進(jìn)行抽取和頻域均勻信道化處理工作，最終輸出若干個低速率的子頻帶信號，它采用多信道并行處理的方式增加了單臺數(shù)字接收機(jī)的處理容量，利用濾波器組和ifft(快速離散傅里葉逆變換)完成數(shù)字接收功能，降低了接收機(jī)系統(tǒng)的復(fù)雜度、提高了實時處理能力和全帶寬全概率截獲能力。因此，在電子對抗和偵察接收等技術(shù)中，數(shù)字信道化偵察接收機(jī)以其高穩(wěn)定性和高靈活性等優(yōu)點受到了更多學(xué)者和研究機(jī)構(gòu)的青睞。而數(shù)字信道化的結(jié)構(gòu)、運算量、資源消耗和性能幾乎取決于ifft之前的濾波器組的結(jié)構(gòu)、運算量、資源消耗和性能。所以，如何設(shè)計出一種高速度、高適應(yīng)性、低運算量、低資源消耗的數(shù)字信道化濾波器組是數(shù)字信道化設(shè)計中非常重要的環(huán)節(jié)。

目前，數(shù)字信道化的實現(xiàn)技術(shù)是一種基于多相濾波和ifft的傳統(tǒng)技術(shù)。首先，把輸入的一路串行數(shù)據(jù)按照其到達(dá)時刻的奇偶分成奇偶兩路并行數(shù)據(jù)，再將這兩路數(shù)據(jù)分別通過多相濾波器和ifft處理模塊，最終再將處理后的奇偶兩路數(shù)據(jù)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換得到輸出結(jié)果。

以數(shù)字信道化子信道偶排列方式為例(數(shù)字信道化子信道偶排列方式如附圖1所示)，傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的輸出表達(dá)式如下所示：

公式1是串并轉(zhuǎn)換之后偶路信號經(jīng)過傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理的表達(dá)式，公式2是串并轉(zhuǎn)換之后奇路信號經(jīng)過傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理的表達(dá)式。

其中，j為虛數(shù)單位，k＝0,1,...k-1為傳統(tǒng)數(shù)字信道化輸出子信道的標(biāo)號，k表示傳統(tǒng)數(shù)字信道化所需要劃分的子信道數(shù)，m表示多相濾波之前的抽取倍數(shù)，且p表示每個多相濾波支路的濾波器階數(shù)，x(2mn1-pk-r)為偶路信號經(jīng)過相應(yīng)的延時和抽取處理后分為k個子信道輸入多相濾波器的信號數(shù)據(jù)，x(2mn1-m-pk-r)為奇路信號經(jīng)過相應(yīng)的延時和抽取處理后分為k個子信道輸入多相濾波器的信號數(shù)據(jù)，h(pk+r)為多相濾波器系數(shù)，yk(2n2)為偶路信號經(jīng)過傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理后第k個子信道的輸出結(jié)果，yk(2n2-1)為奇路信號經(jīng)過傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理后第k個子信道輸出的結(jié)果，最后只需要將yk(2n2)和yk(2n2-1)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換處理，則得到傳統(tǒng)數(shù)字信道化第k個子信道的輸出結(jié)果yk(n2)。

傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的結(jié)構(gòu)如附圖2所示，其中“z^-m”表示延時m個時鐘單元，“k↓”表示抽取k倍。

這種傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的優(yōu)點是多相濾波部分的濾波器結(jié)構(gòu)和濾波器系數(shù)的設(shè)計、分配相對簡單，但是缺點是由于要使用多相濾波器對輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波，所以要將輸入的一路串行數(shù)據(jù)分成了兩路并行數(shù)據(jù)分別處理，因此需要兩套同樣的處理模塊，增加了一倍的運算量，并且非常浪費硬件資源，當(dāng)所需要的頻率分辨率很高時，即所需要劃分的子信道數(shù)很多時，這種傳統(tǒng)的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)將需要進(jìn)行大量的乘加運算，同時消耗龐大的硬件資源。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的，就是針對上述問題，提出一種基于多通道濾波器的低運算量、低資源消耗、高適應(yīng)性的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)，并將其應(yīng)用于數(shù)字信道化的實現(xiàn)。

本發(fā)明的技術(shù)方案是：一種高效的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)，其特征在于低運算量、低資源消耗、高適應(yīng)性，同時相比于傳統(tǒng)的數(shù)字信道化濾波器組的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)更為簡潔，實現(xiàn)流程包括以下步驟：

a.對目標(biāo)信號以采樣率fs進(jìn)行采樣得到輸入數(shù)據(jù)x(n),n＝0,1,2,...,d-1。

b.由實際所需要達(dá)到的頻率分辨率△和采樣率fs，計算出數(shù)字信道化所需要劃分的子信道數(shù)k和濾波之前的信號抽取倍數(shù)m：

c.設(shè)計低通原型濾波器，并得到濾波器系數(shù)：

c1.假設(shè)所需要劃分的子信道數(shù)為k,子信道與子信道之間采用50％交疊方式(子信道50％交疊方式如附圖3所示)，計算出低通原型濾波器的通帶截止頻率ft和阻帶起始頻率fp：

c2.利用低通原型濾波器的通帶截止頻率ft、阻帶起始頻率fp以及采樣率fs，并結(jié)合parks-mcclellan最優(yōu)fir濾波器階數(shù)估計函數(shù)“firpmord”，估計出濾波器階數(shù)no、歸一化頻帶邊緣值fo以及頻帶幅度ao。為了保證最終設(shè)計出的低通原型濾波器的階數(shù)n能被k整除，我們要對“firpmord”函數(shù)估計出的濾波器階數(shù)no進(jìn)行如下處理：

c3.利用處理后的濾波器階數(shù)n、歸一化頻帶邊緣值fo以及頻帶幅度ao，并結(jié)合最小二乘線性相位fir濾波器設(shè)計函數(shù)“firls”，得到n階低通原型濾波器的濾波器系數(shù)h(n)：

h(n)＝[h(0),h(1),...,h(n-1)](公式6)

d.由原始數(shù)字信道化輸出表達(dá)式，推導(dǎo)出基于多通道濾波器組的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式：

d1.由采樣數(shù)據(jù)x(n)和計算得到的低通原型濾波器系數(shù)h(n)，得到原始數(shù)字信道化第k個子信道的輸出表達(dá)式y(tǒng)k(n2)：

其中，k＝0，1，2，...，k-1；

d2.利用濾波器系數(shù)的多相分解，對公式7進(jìn)行變量代換：

將m＝r+pk，其中，r＝0,1,2,...,k-1；p＝0,1,2,...,p-1，帶入到公式7得到：

d3.利用變量代換，推導(dǎo)出基于多通道濾波器組的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式：

將xr(n1)＝x(mn1-r)；zr(p)＝h(pk+r)；帶入到公式8則得到：

將p'＝2p帶入到公式9則得到：

其中，是低通原型濾波器系數(shù)經(jīng)過多相分解后，每個子信道濾波器系數(shù)2倍內(nèi)插的結(jié)果，也就是每2個濾波器系數(shù)之間插入一個0。

公式10即為基于多通道濾波器組的高效數(shù)字信道化輸出表達(dá)式。

e.由基于多通道濾波器組的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式，并結(jié)合多通道濾波器理論，得到基于多通道濾波器組的數(shù)字信道化實現(xiàn)結(jié)構(gòu)：

令：

將公式11帶入公式10中得到：

公式11即為本發(fā)明所提出的高效數(shù)字信道化濾波器組的實現(xiàn)表達(dá)式，表示對輸入數(shù)據(jù)先進(jìn)行相應(yīng)的延時和抽取m倍處理分為k個子信道，然后將處理后的數(shù)據(jù)輸入多通道濾波器組，公式12表示的是將多通道濾波器組輸出的數(shù)據(jù)，再進(jìn)行ifft處理，最終乘以k＝0,1,2,...,k-1；即可得到數(shù)字信道化的輸出結(jié)果。

在多通道濾波器理論中，當(dāng)每2個濾波器系數(shù)之間存在0系數(shù)的時候，我們在實現(xiàn)的過程中不需要為這個0系數(shù)消耗額外的乘法器，在出現(xiàn)0系數(shù)的位置只需要打一個寄存器就可以了，將這個思想應(yīng)用到基于多通道濾波器組的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式中，得到基于多通道濾波器組的高效數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖，如附圖4所示。

從附圖4和附圖2所對應(yīng)的數(shù)字信道化實現(xiàn)結(jié)構(gòu)的對比中我們可以看出，附圖4的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)是利用多通道濾波器組，將附圖2中原本由于多相濾波器而分開的并行奇偶兩路數(shù)據(jù)合并在一起，使用多通道濾波器組進(jìn)行濾波，相比于傳統(tǒng)的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)節(jié)約了大量的運算量以及寄存器、lut(查找表)和乘法器等硬件資源。

當(dāng)需要的頻率分辨率△或者采樣率fs發(fā)生變化時，只需要使用公式3重新計算出需要劃分的子信道數(shù)k'，并將新的k'值帶入到公式4中，重新計算出n'階低通原型濾波器系數(shù)h'(n)＝[h'(0),h'(1),...,h'(n'-1)]，最后將新的濾波器系數(shù)按照多相分解和多通道濾波器理論重新分配到附圖4所對應(yīng)的多通道濾波器組結(jié)構(gòu)中即可，不需要重新推導(dǎo)表達(dá)式和實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，在實際應(yīng)用中，具有很好的適應(yīng)性。

本發(fā)明的有益效果為，提出了一種低運算量、低資源消耗、高適應(yīng)性的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)，當(dāng)所需要的頻率分辨率改變時，只需要重新計算低通原型濾波器的系數(shù)，并按照多相分解和多通道濾波器理論將新的濾波器系數(shù)重新分配到原有結(jié)構(gòu)的多通道濾波器組中，不需要重新推導(dǎo)表達(dá)式和實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，很適合在fpga和dsp等平臺中應(yīng)用，實現(xiàn)數(shù)字信道化處理。

附圖說明

圖1數(shù)字信道化子信道偶排列方式示意圖；

圖2傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖；

圖3子信道50％交疊方式示意圖；

圖4基于多通道濾波器組的高效數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖；

圖5基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)流程圖；

圖6實施例1中基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖；

圖7實施例1中傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例，詳細(xì)描述本發(fā)明的技術(shù)方案：

實施例1

基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)，在采樣率fs＝500mhz，頻率分辨率△＝15.7mhz，子信道偶排列并采用50％交疊方式的條件下，硬件資源消耗的對比。

考慮1個頻率為f＝100mhz的單頻余弦輸入信號，假定接收端的adc為18位，采樣率fs＝500mhz，采樣周期ts＝1ns，采樣點數(shù)為d＝16384。

本實施例中使用的fpga芯片型號為：kintex7-xc7k325t-ffg900。

系統(tǒng)工作時鐘為：125mhz。

實施例1中基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的硬件資源消耗，用fpga芯片的資源消耗來衡量。

實施例1中基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和具體流程如附圖5所示。

實施例1中基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)包括以下步驟：

(一)產(chǎn)生輸入信號模型：

由下式產(chǎn)生輸入信號x(n)＝[x(0)x(1)…x(d-1)]

(二)由實際所需要達(dá)到的頻率分辨率△和采樣率fs，計算數(shù)字信道化系統(tǒng)所需要劃分的子信道數(shù)k和抽取倍數(shù)m：

(三)設(shè)計低通原型濾波器，并得到濾波器系數(shù)：

計算低通原型濾波器的通帶截止頻率ft和阻帶起始頻率fp

將公式15的計算結(jié)果以及采樣率fs帶入到parks-mcclellan最優(yōu)fir濾波器階數(shù)估計函數(shù)“firpmord”中，估計出濾波器階數(shù)no＝209、歸一化頻帶邊緣值fo＝[0,0.0313,0.0625,1]以及頻帶幅度ao＝[1,1,0,0]。為了保證最終設(shè)計出的低通原型濾波器的階數(shù)n能被k整除，我們要對“firpmord”函數(shù)估計出的濾波器階數(shù)n0進(jìn)行如下處理：

利用處理后的濾波器階數(shù)n、歸一化頻帶邊緣值fo以及頻帶幅度ao，并結(jié)合最小二乘線性相位fir濾波器設(shè)計函數(shù)“firls”，得到n階低通原型濾波器的濾波器系數(shù)h(n)：

h(n)＝[h(0),h(1),...,h(n-1)],n＝256(公式17)

(四)由原始數(shù)字信道化輸出表達(dá)式，推導(dǎo)出基于多通道濾波器的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式：

原始數(shù)字信道化第k個子信道的輸出表達(dá)式為：

其中

k＝0,1,2,...k-1＝0,1,2,...,31。

利用濾波器系數(shù)的多相分解，對公式18進(jìn)行變量代換：

將m＝r+pk＝r+32p；

其中，r＝0,1,2,...,k-1＝0,1,2,...,31；p＝0,1,2,...,p-1＝0,1,2,...,7；

帶入到公式18得到：

將xr(n1)＝x(16n1-r)；zr(p)＝h(32p+r)；帶入到公式19則得到：

將p'＝2p帶入到公式20則得到：

其中，是低通原型濾波器系數(shù)經(jīng)過多相分解后，每個子信道濾波器系數(shù)2倍內(nèi)插的結(jié)果，也就是每2個濾波器系數(shù)之間插入一個0。

公式21即為基于多通道濾波器的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式。

(五)由基于多通道濾波器的數(shù)字信道化輸出表達(dá)式，并結(jié)合多通道濾波器理論，得到基于多通道濾波器的數(shù)字信道化實現(xiàn)結(jié)構(gòu)：

令：

將公式22帶入公式21得到：

公式22即為實施例1中，本發(fā)明所提出的高效數(shù)字信道化濾波器組的實現(xiàn)表達(dá)式，表示對輸入數(shù)據(jù)先進(jìn)行相應(yīng)的延時和抽取16倍處理分為32個子信道，然后將處理后的數(shù)據(jù)輸入多通道濾波器，公式23表示的是將多通道濾波器的輸出數(shù)據(jù)，再進(jìn)行ifft處理，最終乘以k＝0,1,2,...,31；n1＝0,1,2,...,1023即可得到數(shù)字信道化的輸出結(jié)果。

在實施例1中，基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖如附圖6所示，傳統(tǒng)的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)結(jié)構(gòu)圖如附圖7所示。

在實施例1中，相同的仿真條件下，基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的fpga資源消耗對比如表1所示：

表1+本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的fpga資源消耗對比

從表1的對比中我們可以看到，基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的寄存器、lut和乘法器等fpga資源的消耗量大概只為傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)fpga資源消耗量的一半。當(dāng)實際所需要的頻率分辨率很高的時候，即所需要劃分的子信道數(shù)很多的時候，傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)將消耗大量的硬件資源，相比之下，基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)以其低資源消耗的特點，可以適應(yīng)更高的頻率分辨率，具有更好的適應(yīng)性和實際應(yīng)用性。因此本發(fā)明所提出的基于多通道濾波器的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)相比于傳統(tǒng)的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)擁有更低的資源消耗、更好的適應(yīng)性和實際應(yīng)用性。

實施例2

基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)在相同條件下，所需運算量的對比。

基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)所需運算量的對比，用完成一次數(shù)字信道化處理所需要的實數(shù)乘法和實數(shù)加法運算次數(shù)來衡量。

實施例2的仿真條件與實施例1相同，重新執(zhí)行實施例1的步驟，并結(jié)合附圖6和附圖7分別計算出基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)所需的運算量l1和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)所需的運算量l2。

從附圖6中，我們可以計算出基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)所需運算量為：

次實數(shù)乘法；

次實數(shù)加法；

l1＝292次實數(shù)乘法+262次實數(shù)加法。

從附圖7中，我們可以計算出傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的運算量為：

次實數(shù)乘法；

次實數(shù)加法。

l2＝584次實數(shù)乘法+524次實數(shù)加法。

從基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的運算量l1和傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)的運算量l2的對比可以看出，在相同條件下，基于本發(fā)明的數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)比傳統(tǒng)數(shù)字信道化實現(xiàn)技術(shù)節(jié)約了一半的運算量，因此本發(fā)明所提出的基于多通道濾波器的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)是一種高效的、低運算量的數(shù)字信道化濾波器組實現(xiàn)技術(shù)。