本發(fā)明屬于射頻集成電路技術領域，具體涉及一種帶數(shù)字輔助電路的射頻接收前端，具有寬帶、增益編程可調和低功耗的特點。

背景技術：

近幾十年間，無線通信技術得到了蓬勃的發(fā)展?，F(xiàn)代通信設備主要由發(fā)射機、接收機、數(shù)模轉換器和數(shù)字基帶電路構成。射頻接收前端作為接收機的核心電路，起到對天線接收的信號預處理的作用，對整個接收機的性能起決定性影響。為了實現(xiàn)通信設備的功能集成和多模多帶的工作方式，射頻接收前端必須能夠工作在多種通信協(xié)議下。且因不同通信協(xié)議所要求的增益和工作頻段都不相同，這就需要一種多頻帶增益可調的射頻接收前端。另外由于接收前端直接與天線相連，輸入匹配性也是一項需要重點考慮的設計參數(shù)。一種常見寬帶增益可調的射頻接收前端采用并聯(lián)多個主跨導放大管，通過開啟和關斷一部分跨導管，來改變總跨導，從而實現(xiàn)增益可調(參見b.razavi,t.aytur,c.lam,etal,"auwbcmostransceiver,"ieeejournalofsolid-statecircuits,vol.40,no.12,pp.2555-2562,dec.2005.)。該方法結構簡單，易于實現(xiàn)。但主要的缺點為增益調節(jié)范圍小，增益量的可選擇度單一；且由于有部分跨導管關閉，導致電路有冗余器件。為了解決這些問題，數(shù)字輔助電路被引入射頻前端單元中。一種常見的數(shù)字輔助的混頻器(參見s.mondal,j.xuandc.e.saavedra,"digitallyassistedcmosmixerwithtightconversion-gainflatness,"electronicsletters,vol.51,no.25,pp.2119-2121,dec.2015.)，通過數(shù)字輔助電路儲存特定頻率下電路實現(xiàn)特定增益時的工作狀態(tài)，以達到動態(tài)偏置電路，來實現(xiàn)寬帶增益可調。該方法實現(xiàn)了高增益調節(jié)靈活性和寬帶增益平坦度。但該方法僅被應用于混頻器中，因為沒有考慮輸入匹配的影響，不能直接作為射頻接收前端使用。只能在前級加入低噪聲放大器單元，來實現(xiàn)與天線的阻抗匹配，從而增加了電路的復雜性和成本。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種帶數(shù)字輔助電路的射頻接收前端。通過引進數(shù)字輔助電路，實現(xiàn)射頻接收前端增益和輸入匹配編程可調。本發(fā)明在射頻前端的主跨導模塊上引入了跨導增強電路和輸入匹配補償電路，并通過數(shù)字輔助電路對特定頻率、特定增益下的跨導增強量和匹配補償量進行精確控制，實現(xiàn)了所設計射頻接收前端的輸入匹配和增益可編程靈活調節(jié)的特性。其主要優(yōu)點在于增益調整的精度高、可調范圍大、輸入匹配良好等。本發(fā)明結構簡單，易實現(xiàn)，工作穩(wěn)定，占用芯片面積較小。該射頻接收前端可以用于lte、ble、5g移動通信和uwb等系統(tǒng)中。

為此，本發(fā)明的目的是通過以下技術方案實現(xiàn)的：一種帶數(shù)字輔助電路的射頻接收前端，包括主跨導模塊、跨導增強模塊、匹配補償模塊、開關管及負載模塊和數(shù)字輔助模塊，實現(xiàn)了射頻接收前端增益和輸入匹配編程可調節(jié)，其中：

1.主跨導模塊由nmos放大管nm1、nm2以及電阻r1、r2構成，將輸入射頻電壓信號轉換為射頻電流信號，并提供跨導增益和輸入阻抗。差分輸入信號vin+、vin-交流耦合接入nm1和nm2的源端，r1連接nm1的源端和gnd，電阻r2連接nm2的源端和gnd，用來為主跨導管提供直流偏置。

2.跨導增強模塊由nmos放大管nm3、nm4以及電阻r7、r8構成。分別通過電容c1、c2將差分輸入信號vin+、vin-交流耦合輸入nm3、nm4的柵端，r7、r8分別連接nm3、nm4的漏端與電源vdd，nm3、nm4的源端接gnd，對輸入信號進行共源反向放大。電容c3、c4分別連接nm3、nm4的漏端與nm1、nm2的柵端，將已經進行過反向放大的信號交流耦合輸入nm1、nm2的柵端，以此來增大主跨導管nm1、nm2柵源端之間的交流電壓差，從而實現(xiàn)跨導增強。若nm3、nm4構成的共源放大器的增益為a，則主跨導管被有源跨導增強1+a倍，射頻接收前端的總轉換增益被增強1+a倍。a由nm3、nm4的偏置狀態(tài)，即nm3、nm4的柵端直流偏置電壓va決定。大電阻r3、r4分別連接nm3、nm4的柵端，構成nm3、nm4的偏置電壓端口。

3.匹配補償模塊由pmos放大管pm1、pm2形成的正反饋支路構成。pm1、pm2的漏端接入差分輸入信號vin+、vin-，柵端分別通過電容c5、c6連接至nm3、nm4的漏端，pm1、pm2的源端均與電源vdd相接。其對輸入阻抗的調整量為正反饋的反饋系數(shù)b，b由pm1、pm2的偏置狀態(tài)，即pm1、pm2的柵端直流偏置電壓vb決定。大電阻r5、r6分別連接pm1、pm2的柵端，構成pm1、pm2的偏置電壓端口。

4.開關管及負載模塊采用雙平衡結構，由四個完全一樣的nmos開關管nm5-nm8及其負載電阻r9、r10構成。nm5、nm6的源端接nm1的漏端，nm7、nm8的源端接nm2的漏端，分別將由主跨導管放大轉換后的射頻電流信號輸入至開關管。nm5、nm8的柵端接入正向本振信號lo+，nm6、nm7的柵端接入負向本振信號lo-。nm5-nm8的作用是通過開關管的周期性開閉，對射頻電流信號進行頻譜搬移，將其轉換成中頻電流信號。電阻r9、r10構成阻性負載，將中頻電流信號轉換為中頻電壓信號vif+、vif-，為整體射頻接收前端提供增益。

5.數(shù)字輔助模塊由數(shù)字存儲單元和兩個數(shù)模轉換器dac1、dac2構成。數(shù)字存儲單元將實驗測試得到的在不同工作狀態(tài)(特定輸入信號頻率下的轉換增益及輸入阻抗需求)的va、vb數(shù)字量對及對應頻率成組儲存。當射頻接收前端需要工作在該狀態(tài)時，數(shù)字存儲模塊會將對應的va、vb數(shù)字量分別傳輸給數(shù)模轉換器dac1、dac2。dac1將數(shù)字量va轉換為直流電壓，其輸出端與r3、r4構成的nm3、nm4的偏置電壓端口相連，來實現(xiàn)動態(tài)偏置nm3、nm4，從而控制主放大管有源跨導增強量來調節(jié)轉換增益。dac2將數(shù)字量vb轉換為直流電壓，其輸出端與r5、r6構成的pm1、pm2的偏置電壓端口相連，來實現(xiàn)動態(tài)偏置pm1、pm2，從而調節(jié)正反饋的反饋系數(shù)來控制輸入阻抗的調整量。dac1、dac2同時輸出，以達到同時動態(tài)調節(jié)轉換增益和輸入匹配補償?shù)哪康摹８鶕漕l前端工作時所需的不同狀態(tài)需求，可使用數(shù)字儲存單元編程儲存不同幅頻響應的多組va、vb數(shù)字量對，從而實現(xiàn)儲存多種工作增益和匹配模式，極大的提高了所發(fā)明的射頻前端的工作靈活性和可調性，使其可以工作在多種通信標準和通信模式下。

相比現(xiàn)有技術，本發(fā)明具有以下有益效果：

1.本發(fā)明實現(xiàn)了增益可調，可調范圍較大。

2.本發(fā)明在實現(xiàn)增益可調的同時，還可調節(jié)輸入匹配補償量，實現(xiàn)了輸入良好匹配。

3.本發(fā)明的增益調節(jié)方式為數(shù)字輔助電路編程可調，可以實現(xiàn)射頻接收前端在整個工作頻帶上不同幅頻響應的編程實現(xiàn)，靈活度大大提高。

4.本發(fā)明的實現(xiàn)方式為片上集成電路，占用面積小，功能集成。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單的介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域的普通技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他附圖。

圖1是本發(fā)明提供的帶數(shù)字輔助電路的射頻接收前端示意圖。

具體實施方式

下面結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明的保護范圍。

本發(fā)明提供了一種帶數(shù)字輔助電路的射頻接收前端，由主跨導模塊(1)、跨導增強模塊(2)、匹配補償模塊(3)、開關管及負載模塊(4)和數(shù)字輔助模塊(5)組成。主跨導模塊(1)將差分輸入信號vin+、vin-交流耦合接入nmos放大管nm1和nm2的源端，r1連接nm1的源端和gnd，電阻r2連接nm2的源端和gnd。跨導增強模塊(2)分別通過電容c1、c2將差分輸入信號vin+、vin-交流耦合輸入nm3、nm4的柵端，r7、r8分別連接nm3、nm4的漏端與電源vdd，nm3、nm4的源端接gnd，對輸入信號進行共源反向放大。電容c3、c4分別連接nm3、nm4的漏端與nm1、nm2的柵端，將已經進行過反向放大的信號交流耦合輸入nm1、nm2的柵端。大電阻r3、r4分別連接nm3、nm4的柵端，構成nm3、nm4的偏置電壓va的端口。匹配補償模塊(3)將pm1、pm2的漏端接入差分輸入信號vin+、vin-，柵端分別通過電容c5、c6連接至nm3、nm4的漏端，pm1、pm2的源端均與電源vdd相接。大電阻r5、r6分別連接pm1、pm2的柵端，構成pm1、pm2的偏置電壓vb的端口。開關管及負載模塊(4)將nm5、nm6的源端連接nm1的漏端，nm7、nm8的源端連接nm2的漏端，分別將由主跨導管放大轉換后的射頻電流信號輸入至開關管。nm5、nm8的柵端接入正向本振信號lo+，nm6、nm7的柵端接入負向本振信號lo-。電阻r9、r10構成阻性負載，將中頻電流信號轉換為中頻電壓信號vif+、vif-。數(shù)字輔助模塊(5)使用數(shù)字存儲單元將不同工作狀態(tài)下的va、vb數(shù)字量對及對應頻率成組儲存。dac1將數(shù)字量va轉換為直流電壓，其輸出端與偏置電壓va的端口相連，來動態(tài)偏置nm3、nm4。dac2將數(shù)字量vb轉換為直流電壓，其輸出端與偏置電壓vb的端口相連，來動態(tài)偏置pm1、pm2。

對于上述的實施例，通過小信號電路等效分析可得，所發(fā)明的射頻接收前端的轉換增益和輸入阻抗可分別由式(1)和式(2)表示：

其中av和zin分別為所發(fā)明的射頻接收前端的轉換增益和輸入阻抗，gnm1,2為主跨導管的跨導值，rl為輸出負載r9、r10，rg為跨導增強模塊的負載r7、r8，a為nm3、nm4構成的共源放大器的反相放大倍數(shù)，b為pm1、pm2構成的正反饋支路的反饋系數(shù)。由式(1)、式(2)可以看出，通過調節(jié)a可以調節(jié)增益，但會影響zin。通過調節(jié)b可以抵消掉調節(jié)a所帶來的影響，從而保持zin不變，來達到輸入匹配。而a、b的決定量va、vb由在不同工作狀態(tài)(特定輸入信號頻率下的轉換增益及輸入阻抗需求)下進行的實驗測試得到，成對儲存在數(shù)字存儲單元中。通過對存儲單元進行編程，待射頻前端工作時，將特定工作狀態(tài)下的va、vb數(shù)字量由數(shù)模轉換器dac1、dac2轉換得到直流偏置電壓，實現(xiàn)對nm3、nm4和pm1、pm2動態(tài)偏置。dac1、dac2同時輸出，從而同時控制主跨導管的跨導增強量和正反饋支路的反饋系數(shù)，以達到同時動態(tài)調節(jié)轉換增益和輸入匹配補償?shù)哪康摹?/p>

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發(fā)明披露的技術范圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內。因此，本發(fā)明的保護范圍應該以權利要求書的保護范圍為準。