本發(fā)明涉及通信信號(hào)波形檢測(cè)和統(tǒng)計(jì)估計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，具體的說(shuō)是bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法及應(yīng)用。

背景技術(shù)：

作為物聯(lián)網(wǎng)接入網(wǎng)技術(shù)的熱點(diǎn)之一，低功耗短距離物聯(lián)網(wǎng)涵蓋多種不同網(wǎng)絡(luò)類型，低速率無(wú)線個(gè)域網(wǎng)(low-ratewirelesspersonalareanetwork，lr-wpan)便是其中最為重要一類。當(dāng)前，lr-wpan的具體實(shí)現(xiàn)手段層出不窮，呈現(xiàn)多樣化發(fā)展態(tài)勢(shì)(有zigbee、6lowpan和thread等七種之多)，應(yīng)用領(lǐng)域也極為廣泛，但它們?cè)诟兄獙佣疾捎媒y(tǒng)一架構(gòu)，即ieee802.15.4協(xié)議。ieee802.15.4協(xié)議描述了lr-wpan的物理層和媒體接入控制協(xié)議。其最初工作在868/915mhz、2.4ghz的ism頻段上，數(shù)據(jù)傳輸速率最高可達(dá)250kbps。低功耗、低成本的優(yōu)點(diǎn)使它在遠(yuǎn)程控制精作農(nóng)業(yè)自動(dòng)化、環(huán)境保護(hù)和監(jiān)測(cè)、智能家居、智能電網(wǎng)和軍事等眾多領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。在2011年公布的最新標(biāo)準(zhǔn)中，又加入了314–316mhz,430–434mhz,779–787mhz和950–956mhz工作頻段。

在ieee802.15.4協(xié)議中，bpsk是特別常用的一種調(diào)制方式。如圖1所示，ieee802.15.4協(xié)議在不同載波頻段上采用不同調(diào)制方式，并擁有不同數(shù)據(jù)傳輸速率。如圖2所示，在868/915/950-mhz頻段上，信號(hào)處理過(guò)程相同。發(fā)送方首先將物理層數(shù)據(jù)協(xié)議單元(ppdu)的二進(jìn)制數(shù)據(jù)差分編碼，然后再將差分編碼后的每一以位轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為15的片序列，最后使用bpsk調(diào)制到信道上。差分編碼是將數(shù)據(jù)的每一個(gè)原始比特與前一個(gè)差分編碼生成的比特進(jìn)行異或運(yùn)算：其中en是差分編碼的結(jié)果，rn為要編碼的原始比特，en-1是上一次差分編碼的結(jié)果。對(duì)每個(gè)發(fā)送的數(shù)據(jù)包，r1是第一個(gè)原始比特，計(jì)算e1時(shí)假定e0＝0。差分解碼過(guò)程與編碼過(guò)程類似：對(duì)每個(gè)接收到的數(shù)據(jù)包，e1為第一個(gè)需要解碼的比特，計(jì)算e1時(shí)假定e0＝0。如圖3所示，差分編碼后的每個(gè)比特被轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為15的片序列。

如圖4所示，ieee802.15.4協(xié)議物理層數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的第一個(gè)字段是4個(gè)字節(jié)共計(jì)32位的全零前導(dǎo)碼，收發(fā)器在接收前導(dǎo)碼期間，會(huì)根據(jù)前導(dǎo)碼序列的特征完成片同步和符號(hào)同步。幀起始分隔符(sfd)字段長(zhǎng)度為一個(gè)字節(jié)，其值固定為0xa7，表示為一個(gè)物理幀的開(kāi)始，收發(fā)器接收完成前導(dǎo)碼后只能做到數(shù)據(jù)的位同步，通過(guò)搜索sfd字段的值0xa7才能同步到字節(jié)上。幀長(zhǎng)度由一個(gè)字節(jié)的低7位表示，其值就是物理幀負(fù)載的長(zhǎng)度，因此物理幀負(fù)載的長(zhǎng)度不會(huì)超過(guò)127個(gè)字節(jié)。物理幀的負(fù)載長(zhǎng)度可變，稱之為物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元(psdu)，一般用來(lái)承載mac幀。

無(wú)需載波恢復(fù)的差分相干(非相干)檢測(cè)技術(shù)最適于在具有低成本和低功耗特性的lr-wpan中應(yīng)用。如圖5所示為868/915/950-mhz頻段的傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)。用表示經(jīng)信道傳輸后接收到的離散復(fù)基帶碼片采樣信號(hào)，其中s(k)為發(fā)送的碼片數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0，f0和θ分別為載波頻率偏移和相位偏移，它們?cè)趩蝹€(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，在不同數(shù)據(jù)幀中則取值不同，tc表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η0(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲。則圖5所示的檢測(cè)過(guò)程可歸納為：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)計(jì)算含有頻率偏移量的觀測(cè)值y：

其中，j表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，j＝32，n表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運(yùn)算，η1表示所有的噪聲項(xiàng)。

步驟二、對(duì)psdu對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決統(tǒng)計(jì)量a0[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，e[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)。

步驟三、利用步驟一中的y提取頻率偏移量nω0tc，然后對(duì)步驟二中的a[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示對(duì)第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)的判決結(jié)果，re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，q(·)為量化函數(shù)。

bloch,m.r.、hayashi,m.、和thangaraj,a.于2010年9月在《ieeetranscactionsonsignalprocessing》上發(fā)表的文章“ieee802.15.4bpskreceiverarchitecturebasedonanewefficientdetectionscheme”中提供了一種量化函數(shù)方法，即

其中，|·|表示取模運(yùn)算，是y的相位，也是nω0tc的估計(jì)值。的計(jì)算方法，具體描述為：

其中，im(·)表示取虛部運(yùn)算。

公式(3)的檢測(cè)判決過(guò)程需要事先從y中提取頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值然后對(duì)a[m]進(jìn)行補(bǔ)償。如上所述，傳統(tǒng)典型非相干接收機(jī)的不足之處是：由公式(4)可知，步驟三中需要通過(guò)除法運(yùn)算和復(fù)雜的反正切運(yùn)算來(lái)得到頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值這對(duì)于能量供給嚴(yán)格受限的802.15.4網(wǎng)絡(luò)終端節(jié)點(diǎn)來(lái)說(shuō)，計(jì)算復(fù)雜度較大，能耗較大，實(shí)現(xiàn)成本也較高。

另一種傳統(tǒng)接收機(jī)是為降低從y中提取頻率偏移量nω0tc的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，由lee,s.、kwon,h.、jung,y.、和kim,j.s.于2007年8月在《electronicsletters》上發(fā)表的文章“efficientnon-coherentdemodulationschemeforieee802.15.4lr-wpansystems”中給出，我們稱之為傳統(tǒng)典型簡(jiǎn)化形式非相干接收機(jī)。此簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)的量化函數(shù)具體可描述為：

由公式(5)可知，在此簡(jiǎn)化方案中，頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值可以具體描述為：

綜上可知，在bpsk的解調(diào)過(guò)程中，對(duì)頻率偏移量的估計(jì)是非常重要的，對(duì)信號(hào)的檢測(cè)判決起重要作用，頻率偏移量的估計(jì)是否準(zhǔn)確，會(huì)對(duì)信號(hào)檢測(cè)判決的準(zhǔn)確率產(chǎn)生重要影響。公知的，在bpsk信號(hào)的星座圖上兩個(gè)星座點(diǎn)分布在橫軸的正半軸和負(fù)半軸上，因?yàn)樾枰獙?-2π的范圍分成兩個(gè)部分，并將所有信號(hào)的頻率偏移量估計(jì)到兩個(gè)星座點(diǎn)處的值，所以如果以星座點(diǎn)對(duì)應(yīng)的角度值對(duì)頻率偏移量進(jìn)行估計(jì)會(huì)造成比較嚴(yán)重的偏差。同時(shí)，傳統(tǒng)典型低復(fù)雜度非相干接收機(jī)的不足之處是：該方案也需要事先從y中提取頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值然后對(duì)a[m]進(jìn)行補(bǔ)償。其本質(zhì)是用公式(6)對(duì)公式(4)進(jìn)行近似處理，從而大大降低傳統(tǒng)方案的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。但公式(6)對(duì)公式(4)的近似處理過(guò)程勢(shì)必產(chǎn)生較大誤差，即公式(6)對(duì)頻率偏移量nω0tc的估計(jì)過(guò)程存在更加嚴(yán)重的“過(guò)估計(jì)”或“欠估計(jì)”現(xiàn)象，會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)可靠性的大幅下降，沒(méi)有在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜和性能之間達(dá)到較好的平衡匹配。如圖6所示，在誤包率為10-2和誤比特率為10-3時(shí)，相對(duì)于公式(4)的非簡(jiǎn)化形式，簡(jiǎn)化形式接收機(jī)的性能損失都超過(guò)1db。而802.15.4網(wǎng)絡(luò)mac層沒(méi)有采用前向糾錯(cuò)(fec)機(jī)制，而是采用循環(huán)冗余校驗(yàn)(crc)來(lái)判斷傳輸幀的正確性，自動(dòng)請(qǐng)求重傳(arq)協(xié)議據(jù)此確定傳輸幀是否需要重傳。故物理層接收機(jī)性能的優(yōu)劣將將直接對(duì)能耗產(chǎn)生巨大影響。在信道條件較差，通信距離相對(duì)較遠(yuǎn)時(shí)，接收信號(hào)功率損耗較大。此時(shí)，如果采用該簡(jiǎn)化形式接收機(jī)，同一psdu數(shù)據(jù)幀可能經(jīng)過(guò)多次重傳才能成功被mac層校驗(yàn)通過(guò)。如果數(shù)據(jù)量巨大則多次重傳的通信過(guò)程也將消耗巨大的能量，這會(huì)降低能量供給匱乏的802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明提供一種bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法及其在ieee802.15.4協(xié)議中的應(yīng)用，通過(guò)對(duì)觀測(cè)空間進(jìn)行合理劃分提高信息傳輸過(guò)程的可靠性，當(dāng)劃分出的觀測(cè)域越多可靠性越高，合理選擇觀測(cè)域的數(shù)量還能夠?qū)崿F(xiàn)低能耗的信號(hào)傳輸。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的具體方案為：

bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法，所述觀測(cè)空間為bpsk信號(hào)星座圖所顯示的復(fù)平面，用r表示，包括以下步驟：

步驟一、將整個(gè)觀測(cè)空間r按照逆時(shí)針?lè)较蚓鶆騽澐譃閗個(gè)扇形的觀測(cè)域rn(0≤n≤k-1)，其中k為大于4的任意有限正偶數(shù)，用于表征觀測(cè)域rn的個(gè)數(shù)，n為正整數(shù)，用于對(duì)觀測(cè)域rn進(jìn)行標(biāo)號(hào)；

步驟二、使r0的角平分線與實(shí)軸的正半軸重合；

步驟三、將每個(gè)觀測(cè)域的角平分線的角度值確立為該觀測(cè)域rn的觀測(cè)量tn(0≤n≤k-1)。

bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法的應(yīng)用，適用于ieee802.15.4協(xié)議中的非相干bpsk接收機(jī)，解調(diào)過(guò)程中用表示接收的復(fù)基帶采樣信號(hào)，其中s(k)為發(fā)送的碼片數(shù)據(jù)信息，且s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0，f0為頻率偏移，θ為相位偏移，f0和θ在每個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變但隨著數(shù)據(jù)幀的不同而發(fā)生變化，tc表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η0(k)為復(fù)加性高斯白噪聲，具體步驟如下：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移量的檢測(cè)值y：

其中，j表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，j＝32，n表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)*表示取共軛運(yùn)算，η1表示所有的噪聲項(xiàng)；

步驟二、對(duì)psdu對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決統(tǒng)計(jì)量a[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，e[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)信息；

步驟三、利用步驟一中的y提取頻率偏移量并對(duì)步驟二中的a[m]進(jìn)行補(bǔ)償，然后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示檢測(cè)判決得到的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，q(·)為量化函數(shù)，re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，q(y)可具體表示為：

其中，|·|表示取模運(yùn)算，表示a[m]中頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值；

步驟四、檢測(cè)結(jié)束后將接收到的psdu數(shù)據(jù)傳送給mac層進(jìn)行crc校驗(yàn)；

所述步驟三中的計(jì)算方法為：判斷32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)在觀測(cè)空間r內(nèi)落入到的哪個(gè)觀測(cè)域rn中，用該觀測(cè)域rn的觀測(cè)量tn作為的估計(jì)值，即

如果

其中，im(·)表示取虛部運(yùn)算，re(·)表示取虛部運(yùn)算，sign(·)表示取符號(hào)運(yùn)算：

當(dāng)k為6時(shí)的具體計(jì)算方法為：

當(dāng)k為8時(shí)的具體計(jì)算方法為：

當(dāng)k為10時(shí)的具體計(jì)算方法為：

當(dāng)k為12時(shí)的具體計(jì)算方法為：

當(dāng)k為14時(shí)的具體計(jì)算方法為：

其中，γ1＝0，

當(dāng)k為16時(shí)的具體計(jì)算方法為：

其中，γ1＝0，

有益效果：

1、本發(fā)明提供一種bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法，通過(guò)對(duì)觀測(cè)空間進(jìn)行合理劃分，并為每個(gè)觀測(cè)域賦予一個(gè)觀測(cè)量，用觀測(cè)量作為判決統(tǒng)計(jì)量a[m]中的頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值，通過(guò)提高觀測(cè)域的數(shù)量能夠有效地降低頻率偏移量nω0tc的估計(jì)誤差，從而改善數(shù)據(jù)檢測(cè)性能,提高信息傳輸?shù)目煽啃裕?/p>

2、和傳統(tǒng)典型非簡(jiǎn)化形式接收機(jī)相比，傳統(tǒng)接收機(jī)通過(guò)除法和反正切運(yùn)算來(lái)對(duì)頻率偏移量nω0tc的估計(jì)量，而本發(fā)明公布的頻率偏移量nω0tc的計(jì)算方法最多只需要四次比較、一次除法和一次取絕對(duì)值運(yùn)算，與復(fù)雜的反正切運(yùn)算相比，計(jì)算過(guò)程更加簡(jiǎn)單，因此本發(fā)明具有更低的計(jì)算復(fù)雜度、更低的能耗和更低的成本；

3、和傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式接收機(jī)相比，本發(fā)明能夠顯著降低解調(diào)過(guò)程中的誤包率和誤比特率；

4、本發(fā)明完全能夠滿足ieee802.15.4協(xié)議對(duì)檢測(cè)性能的要求，即在信噪比為5～6db時(shí)，psdu為20個(gè)字節(jié)(160比特)時(shí)，誤包率要低于1％，即per要小于1×10^-2。

附圖說(shuō)明

圖1是ieee802.15.4協(xié)議物理層4個(gè)頻段基本特性圖；

圖2是ieee802.15.4協(xié)議868/915/950-mhz頻段物理層數(shù)據(jù)發(fā)送過(guò)程圖；

圖3是ieee802.15.4協(xié)議868/915/950-mhz頻段擴(kuò)頻映射方式圖；

圖4是ieee802.15.4協(xié)議物理層幀結(jié)構(gòu)圖；

圖5是適用于868/915/950-mhz頻段的傳統(tǒng)典型非相干接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖；

圖6是適用于868/915/950-mhz頻段的傳統(tǒng)典型非相干接收機(jī)和傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式接收機(jī)檢測(cè)性能比較圖；

圖7是觀測(cè)空間分別劃分為8、10、12或者16個(gè)觀測(cè)域時(shí)對(duì)應(yīng)的接收機(jī)同現(xiàn)有的兩種典型接收機(jī)檢測(cè)性能比較圖；

圖8是頻率偏移量f0的概率分布圖；

圖9是將觀測(cè)空間劃分為8個(gè)觀測(cè)域時(shí)的示意圖。

具體實(shí)施方式

下面根據(jù)附圖具體說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。

bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法，所述觀測(cè)空間為bpsk信號(hào)星座圖所顯示的復(fù)平面，用r表示，包括以下步驟：

步驟一、將整個(gè)觀測(cè)空間r按照逆時(shí)針?lè)较蚓鶆騽澐譃閗個(gè)扇形的觀測(cè)域rn(0≤n≤k-1)，其中k為大于4的任意有限正偶數(shù)，用于表征觀測(cè)域rn的個(gè)數(shù)，n為正整數(shù)，用于對(duì)觀測(cè)域rn進(jìn)行標(biāo)號(hào)；

步驟二、使r0的角平分線與實(shí)軸的正半軸重合；

步驟三、將每個(gè)觀測(cè)域的角平分線的角度值確立為該觀測(cè)域rn的觀測(cè)量tn(0≤n≤k-1)。

bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法的應(yīng)用，適用于ieee802.15.4協(xié)議中的非相干bpsk接收機(jī)，解調(diào)過(guò)程中用表示接收的復(fù)基帶采樣信號(hào)，其中s(k)為發(fā)送的碼片數(shù)據(jù)信息，且s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0，f0為頻率偏移，θ為相位偏移，f0和θ在每個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變但隨著數(shù)據(jù)幀的不同而發(fā)生變化，tc表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η0(k)為復(fù)加性高斯白噪聲，具體步驟如下：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移量的檢測(cè)值y：

其中，j表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，j＝32，n表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運(yùn)算，η1表示所有的噪聲項(xiàng)；

步驟二、對(duì)psdu對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決統(tǒng)計(jì)量a[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，e[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)信息；

步驟三、利用步驟一中的y提取頻率偏移量并對(duì)步驟二中的a[m]進(jìn)行補(bǔ)償，然后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示檢測(cè)判決得到的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，q(·)為量化函數(shù)，re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算。q(y)可具體表示為：

其中，|·|表示取模運(yùn)算，表示a[m]中頻率偏移量nω0tc的估計(jì)值；

步驟四、檢測(cè)結(jié)束后將接收到的psdu數(shù)據(jù)傳送給mac層進(jìn)行crc校驗(yàn)。

所述步驟三中的計(jì)算方法為：判斷32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)在觀測(cè)空間r內(nèi)落入到的哪個(gè)觀測(cè)域rn中，用該觀測(cè)域rn的觀測(cè)量tn作為的估計(jì)值，即

如果

其中，im(·)表示取虛部運(yùn)算，re(·)表示取虛部運(yùn)算，sign(·)表示取符號(hào)運(yùn)算：

因?yàn)榍皩?dǎo)碼部分是固定的32個(gè)全零比特，所以能夠從前導(dǎo)碼的接收數(shù)據(jù)中直接提取到的頻率偏移量，對(duì)其進(jìn)行估計(jì)，得到的估計(jì)值可以用于其余接收信號(hào)的檢測(cè)判決。

實(shí)施例一，如圖9所示，當(dāng)k為8時(shí)將觀測(cè)空間r均勻劃分為八個(gè)等圓心角的觀測(cè)域rn，r0～r7分別用①～⑧進(jìn)行標(biāo)示，可以看到r0的角平分線與實(shí)軸的正半軸重合，則r0～r7這八個(gè)觀測(cè)域的角平分線的角度分別為0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°和315°，則r0～r7的觀測(cè)量分別為和此時(shí)的具體計(jì)算方法為：

實(shí)施例二，當(dāng)k為6時(shí)，即將觀測(cè)空間r劃分為六個(gè)觀測(cè)域rn時(shí)的具體計(jì)算方法為：

實(shí)施例三，當(dāng)k為10時(shí)，即將觀測(cè)空間r劃分為十個(gè)觀測(cè)域rn時(shí)的具體計(jì)算方法為：

實(shí)施例四，當(dāng)k為12時(shí)，即將觀測(cè)空間r劃分為十二個(gè)觀測(cè)域rn時(shí)的具體計(jì)算方法為：

實(shí)施例五，當(dāng)k為14時(shí)，即將觀測(cè)空間r劃分為十四個(gè)觀測(cè)域rn時(shí)的具體計(jì)算方法為：

其中，γ1＝0，

實(shí)施例六，當(dāng)k為16時(shí)，即將觀測(cè)空間r劃分為十六個(gè)觀測(cè)域rn時(shí)的具體計(jì)算方法為：

其中，γ1＝0，

實(shí)施例二至實(shí)施例六中觀測(cè)空間r的劃分形式與觀測(cè)量tn的取值可根據(jù)實(shí)施例一類推得到，在此不再詳述。

以上六個(gè)實(shí)施例是本發(fā)明提供的bpsk解調(diào)過(guò)程中觀測(cè)空間的劃分方法用于ieee802.15.4協(xié)議中的非相干bpsk接收機(jī)時(shí)的六個(gè)典型情況，取其中k＝6、8、12或者16四個(gè)情況進(jìn)行分析。如圖7所示，本發(fā)明同傳統(tǒng)典型簡(jiǎn)化形式接收機(jī)相比，誤包率per更低，而且per隨著k值增大而降低，因此，本發(fā)明相對(duì)于傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式接收機(jī)，能夠提高信號(hào)傳輸?shù)目煽啃裕槐景l(fā)明同傳統(tǒng)非簡(jiǎn)化形式接收機(jī)相比，雖然per較高，但是考慮到本發(fā)明即使在k取16的情況下，也只需要進(jìn)行四次比較、一次除法和一次取絕對(duì)值運(yùn)算，與傳統(tǒng)非簡(jiǎn)化形勢(shì)接收機(jī)中除法加反正切的計(jì)算過(guò)程相比，計(jì)算復(fù)雜度更低，從而能夠降低能量的消耗，對(duì)于能量供給嚴(yán)重受限的ieee802.15.4終端來(lái)說(shuō)，僅僅需要犧牲很小的可靠性就能夠大大延長(zhǎng)使用時(shí)間，具有很高的實(shí)用價(jià)值。