本發(fā)明屬于無線電導航及導航對抗，具體涉及一種用于射頻直采中信號的解調算法。

背景技術：

1、隨著半導體技術發(fā)展，使得在無線電導航及導航對抗領域中，使用高速模數(shù)轉換器adc對塔康、dme、dme/p等這些處于l波段的功能信號進行射頻直采得以實現(xiàn)；在無線電導航中使用射頻直采設計可簡化接收通道，以較低的成本完成塔康、dme、dme/p的測距功能及塔康的測位功能；在導航對抗領域中，使用射頻直采技術，可保留更多的載頻信息，通過數(shù)字信道化設計可實現(xiàn)對多目標的捕獲及跟蹤，其中從射頻信號到基帶信號的解調算法至關重要，決定了各功能所能達到的性能。

2、在射頻直采設計中，adc與數(shù)字處理器之間的接口往往采用jsed204b接口，在adc端實現(xiàn)并轉串后，通過jsed204b接口輸出至fpga，fpga通過jsed204b核恢復出采樣數(shù)據(jù)，同時輸出隨路時鐘；此時的隨路時鐘按照輸出的相位數(shù)量n為采樣率的1/n，每個隨路時鐘周期輸出n個采樣點；以ad9680為例，在采樣率1gsps的情況下，數(shù)據(jù)經(jīng)過fpga的jsed204b核解串后，輸出時鐘為250m，同時輸出4個采樣點，模擬域及四相位數(shù)據(jù)的時序對應如圖1所示；此時數(shù)據(jù)仍為射頻數(shù)字信號，需將其下變頻至零頻信號得到基帶信號，如圖2所示；在傳統(tǒng)的數(shù)字信號處理中，采樣信號與兩路相位相差90°的數(shù)字本振混頻后，經(jīng)過低通濾波器得到i、q兩路信號，對i、q兩路信號再次處理即可得到相位、幅度等信息，如圖3所示。

3、要將如圖1所示jsed204b接口輸出的采樣數(shù)據(jù)按照正交數(shù)字下變頻的處理得到基帶信號，如果采用圖3所示的處理算法，需將4個采樣序列恢復回原始序列，再與本振混頻，按此處理，fpga內部的處理速率與采樣率一致，在采樣率不高的情況下是可行的，但當采樣率提高后，fpga將無法達到如此高的速率，如1gsps的采樣率，fpga內部處理時鐘為1ghz。

技術實現(xiàn)思路

1、本發(fā)明的目的在于提供一種用于射頻直采中信號的解調算法，實現(xiàn)數(shù)字射頻信號到基帶信號的變換，滿足無線電導航及導航對抗領域對數(shù)字解調算法的需求。

2、為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供如下技術方案：一種用于射頻直采中信號的解調算法，在fpga中設計多相本振與采樣信號進行多相混頻，通過抽取、低通濾波處理實現(xiàn)數(shù)字解調，得到基帶信號，其中：

3、x0[n]、x1[n]、x2[n]、x3[n]是adc采樣序列x[n]的四個不同相位的序列，不同序列與原序列的關系如下：

4、xk[n]＝x[4*n-k]；(n＝1，2，3...；k＝0，1，2,3；)；

5、a)本振信號

6、將兩路本振信號cos[n*ω]，sin[n*ω]同樣分解為4個不同相位的序列，即：

7、

8、上式中k＝1、2、3、4，表示第一相位、第二相位、第三相位、第四相位，n為隨時間遞增的采樣點數(shù)，ω為角頻率，與輸入信號x[n]角頻率一致，是四路不同相位本振序列的初相，loik[n]和loqk[n]即為兩路嚴格正交本振信號的i路數(shù)據(jù)和q路數(shù)據(jù)；

9、b)混頻處理

10、與正交數(shù)字下變頻處理方式一致，adc采樣數(shù)據(jù)每個相位的序列與i、q兩路對應本振相乘，完成混頻，即：

11、yik[n]＝xk[n]*loik[n]；(k＝0，1，2，3；)

12、yqk[n]＝xk[n]*loqk[n]；(k＝0，1，2，3)

13、上式中k＝1、2、3、4，表示第一相位、第二相位、第三相位、第四相位，xk[n]是adc采樣序列x[n]的四個不同相位的序列，

14、loik[n]和loqk[n]為兩路嚴格正交的且與x[n]頻率一致的本振信號的i路數(shù)據(jù)和q路數(shù)據(jù)，yik[n]和yqk[n]即為混頻輸出；

15、c)抽取處理

16、混頻后得到四路信號，將四路信號相加得到一路信號，本質上在這里實現(xiàn)了一個系數(shù)為[1111]的積分梳狀濾波器(cic濾波)，并進行了一次4抽頭的抽?。?/p>

17、對于4階cic濾波器來說，輸入x[n]，輸出y[n]，有以下關系：

18、y[n]＝x[n]+x[n-1]+x[n-2]+x[n-3]

19、上式中x[n]為cic濾波器的輸入信號，x[n-1]、x[n-2]、x[n-3]為x[n]的延遲信號，y[n]為濾波器輸出；

20、于是有：

21、y[0]＝x[0]+x[-1]+x[-2]+x[-3]

22、y[1]＝x[1]+x[0]+x[-1]+x[-2]

23、y[2]＝x[2]+x[1]+x[0]+x[-1]

24、y[3]＝x[3]+x[2]+x[1]+x[0]

25、y[4]＝x[4]+x[3]+x[2]+x[1]

26、y[5]＝x[5]+x[4]+x[3]+x[2]

27、y[6]＝x[6]+x[5]+x[4]+x[3]

28、y[7]＝x[7]+x[6]+x[5]+x[4]

29、y[8]＝x[8]+x[7]+x[6]+x[5]

30、在cic濾波器輸出后進行4倍抽取，得到序列y[0]、y[4]、y[8]..y[4n]，各序列為：

31、y[0]＝x[0]+x[-1]+x[-2]+x[-3]

32、y[4]＝x[4]+x[3]+x[2]+x[1]

33、y[8]＝x[8]+x[7]+x[6]+x[5]

34、即：

35、y[4n]＝x[4n]+x[4n-1]+x[4n-2]+x[4n-3]，n＝1，2，3...式1

36、再來看四相位混頻以后相加得到的數(shù)據(jù)：

37、

38、對比式1、2，可見對于抽取部分來說，該部分進行了一次4階的cic濾波，并完成了一次4倍抽取；

39、d)低通濾波處理

40、經(jīng)過混頻、抽取后，已經(jīng)將輸入信號下變頻至零頻并且濾除了部分高頻信號，使用兩個相同的低通濾波器lpf對yi[n]、yq[n]分別濾波，即可得到兩路i、q基帶信號。

41、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，使用兩個相同的低通濾波器lpf對yi[n]、yq[n]分別濾波，即可得到兩路i、q基帶信號，此處lpf的通帶截止頻率可根據(jù)信號特征進行設計。

42、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，在fpga內實現(xiàn)算法，具體實施方式如下：

43、按照功能工作的頻段，設計合適的采樣率，如果采用欠采樣，根據(jù)采樣率及頻點計算欠采樣后被采樣信號的折疊頻率fo；

44、按照4相本振設計方法，設計本振信號，本振輸出兩路正交的信號，信號頻率為fo；

45、使用dsp?macro核分別實現(xiàn)i、q兩路四相位本振信號與輸入多相數(shù)據(jù)的混頻；

46、i、q兩路四個乘法器輸出后分別進行移位緩存；

47、i、q兩路移位緩存數(shù)據(jù)進行cic濾波；

48、i、q兩路cic濾波后通過低通濾波器進行濾波；

49、i、q兩路使用低通濾波器后使用cordic核進行平方和開根運算得到基帶信號。

50、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，i、q兩路cic濾波后通過低通濾波器進行濾波，此處的濾波器采用matlab生成fir核系數(shù)，濾波器的參數(shù)根據(jù)信號特征設計。

51、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，還包括采樣時的頻率搬移：

52、nyquist采樣定理：引入單位沖激函數(shù)δ(t)，構成周期沖激串函數(shù)：

53、

54、p(t)為周期沖激串，ts為采樣間隔，ts＝1/fs，fs為采樣率

55、沖激函數(shù)δ(t)的性質：

56、

57、為被采樣連續(xù)時間信號，為時間t＝0時的值

58、為在原點連續(xù)的任意信號，p(t)用傅里葉級數(shù)展開得到：

59、

60、所以對x(t)信號用采樣速率fs進行采樣后得到的采樣信號可用下式進行表示：

61、

62、x(t)為待采樣信號，xs(t)為采樣信號，ts為采樣間隔且ts＝1/fs，fs為采樣率，p(t)為沖激串；

63、設x(t)的傅里葉變換為x(ω)，根據(jù)傅里葉變化性質：

64、

65、xs(t)的傅里葉變換xs(ω)表示為：

66、

67、上式中xs(ω)為采樣信號xs(t)的傅里葉變換，ts為采樣間隔且ts＝1/fs，fs為采樣率，x(ω-nωs)為被采樣信號的頻移由上式可見，采樣信號的頻譜為原始信號頻譜的頻移后的多個疊加；以上采樣頻率的理論適合于信號頻率低于fs/2的情形，在工程中，利用帶通采樣即采樣率fs低于信號頻率，與nyquist采樣定理類似。

68、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，在帶通采樣時，信號會隨采樣頻率搬移，這里給出采樣時的頻率搬移過程：

69、對于nyquist采樣：采樣后信號頻率仍為原信號的頻率；

70、對于帶通采樣：原信號的頻率會隨fs采樣頻率進行折疊，最終折疊到[-fs/2，fs/2]區(qū)間內，其中折疊的過程與混頻類似，被采樣信號頻率f0，采樣頻率fs，折疊后信號頻率為f，則折疊后頻率f：按f＝f0±n*fs計算，n取整數(shù)，且f處于[-fs/2，fs/2]區(qū)間內，如被采樣信號頻率f0＝70mhz，采樣頻率fs＝40mhz，取n＝2，則折疊后頻率f＝f0±n*fs＝70-2*40＝-10mhz。

71、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，還包括混頻時的頻率搬移：

72、與模擬混頻一致，接收頻率f，本振頻率fo，則混頻后其頻率成分為f±fo，在本算法中，設置本振頻率fo＝f，第一個頻率成分為零頻率，第二個頻率成分為2*f，對于模擬電路實現(xiàn)的混頻來說，該種混頻方式為零中頻架構的接收機，使用低通濾波器即可濾除2*f的頻率成分，低通濾波器的頻率截止頻率低于2*f即可，對于數(shù)字域實現(xiàn)的混頻算法，因為采樣頻率的存在，若是2*f＞fs/2，則這個頻率成分的信號仍然會隨采樣頻率fs進行折疊。

73、作為本發(fā)明的一種優(yōu)選的技術方案，還包括cic濾波器對頻率的抑制：

74、cic濾波器用于抽取、插值過程中，按cic的幅頻特性，在n*fs/d，d為階數(shù)的頻點，將會對信號進行抑制。

75、與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的有益效果是：

76、減小了硬件規(guī)模及設備體積：在該算法實現(xiàn)下，接收通道省去了本振源、混頻電路、一中頻濾波電路、二中頻濾波電路、中放電路等，使得接收通道體積大大減??；體積小、重量輕的設計使得塔康機載設備裝機于一些對重量、體積有限的機型成為可能；

77、降低硬件成本：省去大部分接收通道的器件后，硬件成本大幅度降低；

78、良好的適應性和靈活的架構：該算法中，信號帶寬通過數(shù)字濾波器設計實現(xiàn)，為了適應dme/p、ads-b功能，僅需通過改變軟件中低通濾波器帶寬即可，如在使用中為實現(xiàn)對ads-b信號的兼容，僅改變了低通濾波器的通帶、阻帶參數(shù)；而傳統(tǒng)超外差接收機中，在不同功能的硬件通道中為適應不同信號特征，在中頻濾波器設計上有較大差異，如塔康、dme功能使用中頻帶寬為0.8mhz，dme/p功能為3.5mhz，ads-b功能帶寬為2mhz。通常各功能需要設計帶寬不同且獨立的硬件通道，使用該算法通過改變低通濾波器參數(shù)即可實現(xiàn)，對比傳統(tǒng)硬件該算法具有良好的適應性和靈活的架構；此外，對于采樣率更高的adc，jsed204b接口數(shù)據(jù)輸出相位增加，只需調整多相本振數(shù)量即可，如ad9208在全帶寬模式下，其輸出為圖1所示的時序但相位數(shù)據(jù)為8相，只需將該算法中多相本振及混頻擴展至8相即可，該算法對jsed204b接口數(shù)據(jù)具有良好的適應性；

79、高擴展性：通過該算法的重復設計，可實現(xiàn)對多個頻率信號的接收，如使用該算法例化五次即可實現(xiàn)五個數(shù)字接收通道，可實現(xiàn)對多個信標臺信號的接收，完成多臺測距從而實現(xiàn)多臺定位算法；在導航對抗偵察接收機中，例化19個該算法實現(xiàn)了19個并行塔康接收通道，將塔康全頻段搜索時間降低至2.6s；通過同時設計兩路0.85m濾波器、3.5m濾波器的數(shù)字信道，可同時滿足dme/p和塔康功能對不同帶寬通道的需求；

80、高可靠性和環(huán)境適應性：使用該算法由于沒有中頻環(huán)節(jié)，減少了設備所需的硬件規(guī)模和數(shù)量，在一定程度上提升了設備的可靠性；此外，混頻和濾波部分由信號處理軟件實現(xiàn)，這部分的指標與傳統(tǒng)硬件處理相比，不再受高低溫等環(huán)境因素影響，具備良好的適應性。