專利名稱：用于天線陣列的同步調(diào)制和數(shù)字聚束的有效裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到數(shù)據(jù)聚束，更特別地涉及到一個用于天線陣列的同步調(diào)制和數(shù)據(jù)聚束的有效裝置。
背景技術(shù)：
根據(jù)已知的技術(shù)，電氣驅(qū)動的有方向性的天線陣列采用一種被稱作數(shù)據(jù)聚束的技術(shù)。在數(shù)據(jù)聚束中，要被發(fā)送的許多信號波形N，如果有必要的話，在“模擬-數(shù)字”(A到D)轉(zhuǎn)換器的作用下，由數(shù)字抽樣序列來代表。通常，復(fù)數(shù)序列送到被稱作數(shù)字聚束網(wǎng)絡(luò)的數(shù)字處理器的輸入端，數(shù)字聚束網(wǎng)絡(luò)計算相應(yīng)于要被驅(qū)動的天線陣列的元素數(shù)量的M個輸出序列。一般的復(fù)數(shù)輸出序列在“數(shù)字-模擬”(D到A)轉(zhuǎn)換器的作用下，被轉(zhuǎn)換為模擬波形，用來調(diào)制無線電載波，采用的方法是，比如，一個已知類型的正交調(diào)制。被已調(diào)無線電頻率波形放大來由被相應(yīng)的天線元素發(fā)送。這項已有的技術(shù)，數(shù)字聚束網(wǎng)絡(luò)對每次輸入信號的采抽樣值，有效地執(zhí)行一次N個輸入端的復(fù)數(shù)矢量與MxN的復(fù)系數(shù)矩陣相乘運算，以產(chǎn)生M個輸出的復(fù)數(shù)矢量。
這項已有的技術(shù)，數(shù)字聚束網(wǎng)絡(luò)被示于

圖1。信息信號，這也許是諸如語音的模擬信號，采用A到D轉(zhuǎn)換器10將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。A到D轉(zhuǎn)換器10輸出端的信號可能是，比如，16-bit數(shù)字抽樣值的每秒8千個抽樣的PCM信號，總共128Kilobits/sec通常被認(rèn)為超出了在無線電鏈路上傳輸數(shù)字語音信號的能力。結(jié)果，編碼器11，它可能是“殘留激勵線性預(yù)測”(RELP)編碼器，或是一個其它已知的諸如Sub-band、CELP或VSELP的形式，用來將聲音比特率顯著降低到8千比特每秒或者更低，而保持合理的電話質(zhì)量。這樣的編碼器盡可能地減少語音信號的自然冗余，使得接收質(zhì)量對比特誤差更加敏感。因而，通過以更智能化的糾錯編碼代替一些冗余來再次擴(kuò)展比特率就很普遍了。然后，網(wǎng)絡(luò)數(shù)據(jù)就可以采用任何一種諸如PSK、QPSK、Offset-QPSK、Pi/4-DQPSK、16QAM等等的已知數(shù)字調(diào)制技術(shù)而被調(diào)制到無線電載波上發(fā)送。在PSK中，載波可以簡單地根據(jù)發(fā)送的數(shù)據(jù)是“1”還是“0”來倒相，這種突然的倒相增大了無線電信號的頻譜擴(kuò)展以及其它無線電信道潛在的干擾，所以，已有技術(shù)的調(diào)制部分包括數(shù)字波形的濾波器，用來將“1”(+1)和“0”(-1)之間的轉(zhuǎn)換倒圓，在一種被稱為部分響應(yīng)信號(partial responsesignalling)的極端情形，就使用過度濾波來減少被信號用來傳送的頻譜帶寬。濾波器用來獲得所需的頻域特性，但是，不論是采用諸如可能由電阻、電感和電容組成的頻域濾波器，還是通過在時域采用時間抽樣的處理，都能達(dá)到這個要求。一種原型的時域濾波器被稱作橫向濾波器或“有限沖激響應(yīng)”(FIR)濾波器，其它的現(xiàn)有技術(shù)時域濾波器被稱作“無限沖激響應(yīng)”(IIP)濾波器。
一個FIR濾波器包括一個或多個用來延遲要濾波的信號以形成有抽頭的延遲線的延遲階段，當(dāng)信號已經(jīng)是連續(xù)數(shù)字波形值的形式時，這樣的抽頭延遲線可以通過連續(xù)地在數(shù)字寄存設(shè)備中存儲抽樣值來形成。抽樣值以不同的延遲量被延遲，然后被加權(quán)和累加以產(chǎn)生濾波特性，這樣的濾波器在用來對數(shù)字波形濾波的時候，每個輸入數(shù)據(jù)比特通常產(chǎn)生幾個輸出值，使得能夠正確地代表1-0轉(zhuǎn)換的形狀，這對在控制頻譜為所要求的形狀是很重要的。這些值不再是+1或-1，而是二者之間的任意值。這樣，預(yù)調(diào)制濾波器就有將單個比特信息值改變?yōu)槎鄠€多數(shù)字值的作用。
在現(xiàn)有技術(shù)聚束方法中，經(jīng)過濾波的多值調(diào)制波形被加到數(shù)字聚束器13，數(shù)字聚束器形成M個調(diào)制波形的不同復(fù)數(shù)加權(quán)的組合，當(dāng)這些波形被調(diào)制到合適的載波并提供給相應(yīng)的天線陣列時，這使每個已調(diào)信號以分離的、所要求的方向被輻射出去。聚束器的常規(guī)復(fù)數(shù)數(shù)字輸出被D/A變換，方法是采用例如一個用于實部的D/A變換器，再后接一個平滑或反畸變?yōu)V波器，以在抽樣之間產(chǎn)生連續(xù)的波形，對虛部也采用同樣的裝置。D/A轉(zhuǎn)換了的波形被稱作I、Q波形，被加到I、Q調(diào)制器(或正交調(diào)制器)，該調(diào)制器將這個復(fù)數(shù)調(diào)制加到所要求的載波上，D/A轉(zhuǎn)換、反畸變?yōu)V波器以及I、Q調(diào)制器都在圖1的塊14中。
這樣，現(xiàn)有技術(shù)聚束器就通過有混合系數(shù)矩陣的M×N矩陣乘法的裝置形成N個輸入信號抽樣的M個組合。例如，假設(shè)N＝320，M＝640，那么，對每個信號抽樣周期來說，就必須執(zhí)行204800個復(fù)數(shù)相乘-累加運算。一個典型的編碼數(shù)字語音信號可以由一個10KHz帶寬的調(diào)制波形表示，要精確地代表1-0轉(zhuǎn)換，如果以每個帶寬周期8個抽樣來抽樣，就會從每個調(diào)制波形發(fā)生器帶來每秒80k個復(fù)數(shù)抽樣。這樣，每秒鐘數(shù)字聚束器必須執(zhí)行的復(fù)數(shù)運算就是80000×204800＝16,384,000,000。
數(shù)字信號處理器件的指令執(zhí)行速度是用每秒多少兆次或MIPS來計算的，這樣就需要16384MIPS的處理速度。但是，在通常測量的DSP能力中，一個復(fù)數(shù)相乘-累加運算包括4個相乘-累加。所以，要求的實MIPS的數(shù)量就是65536，最多允許＞100,000。
本技術(shù)的情形表明，數(shù)字信號處理器，比如Texas InstrumentsTMS320C56的執(zhí)行速度大約是40MIPS，因而要求的320輸入、640輸出聚束器就需要2500個器件。這也可以表述為每個聲音信道8個DSP。由于本技術(shù)的DSP很昂貴，每個聲音信道使用8個DSP就會增加提供通信基礎(chǔ)設(shè)施的費用，這是按照每安裝一個聲音信道的費用來計算的。
發(fā)明概要所以，以每個聲音信道壓低了的費用，提供數(shù)字化聚束和頻譜控制的調(diào)制信號，這就是本發(fā)明的目的，可以根據(jù)下面的描述和附圖，通過實踐本發(fā)明來達(dá)到這個目的。本發(fā)明涉及一個聚束網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)適用于采用M個天線元素發(fā)送N個數(shù)字信息流。N個數(shù)字信息流由二進(jìn)制1和0來代表，或者以算術(shù)單位+1或-1來代表，這些未濾波的數(shù)字構(gòu)成了所發(fā)明的聚束器的輸入，它們不再做乘法。而且，為了節(jié)省計算量，預(yù)計算的和與差可以存入由信息流的比特組尋址的查詢表中。由于聚束網(wǎng)絡(luò)執(zhí)行線性操作，對數(shù)字信號波形濾波以限定傳輸帶寬，這可以在輸出信號上做，而不在輸入信號上做，這就允許簡化聚束處理過程。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，公布一個使用第二數(shù)量的天線陣列元素來發(fā)送第一數(shù)量的數(shù)字信息信號。采用匯集裝置將從每個信息信號中選出的一個信息比特組合為一個比特矢量中，數(shù)字處理裝置具有這個比特矢量的輸入端和許多在數(shù)量上等于第二數(shù)量天線元素的輸出端，并對該比特矢量進(jìn)行處理。最后，調(diào)制波形發(fā)生裝置接到每個第二數(shù)量的輸出端，產(chǎn)生由每個天線元素發(fā)送的信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，公布一個使用第二數(shù)量的天線陣列元素發(fā)送第一數(shù)量的數(shù)字信息流的數(shù)字聚束器。該聚束器有一個選擇裝置，它用來一次從每個信息流中選擇一個信息比特并將它們組合成一個實比特矢量，從信息流中選擇另一個信息比特，在一個重復(fù)的序列中形成一個虛比特矢量。數(shù)字處理裝置重復(fù)地處理實比特矢量，并交替地處理虛比特矢量，為每個第二數(shù)量的天線元素取得相應(yīng)于每個實比特矢量的第一實的和第一虛的數(shù)字輸出碼字，并且取得相應(yīng)數(shù)量的對應(yīng)于每個虛比特矢量的第二實的和第二虛的輸出碼字。開關(guān)裝置選擇第一實數(shù)字輸出碼字并交互地選擇第二虛輸出碼字以產(chǎn)生實OQPSK調(diào)制值信號流，或者選擇第二實數(shù)字輸出碼字并交替地選擇第一虛輸出碼字以產(chǎn)生虛OQPSK調(diào)制值信號流。調(diào)制波形發(fā)生裝置為每個天線元素處理實的和虛的0QPSK調(diào)制值以獲得相應(yīng)的0QPSK調(diào)制的無線電波形。
附圖簡述在聯(lián)系附圖閱讀下面詳細(xì)描述的基礎(chǔ)上，可以很容易地理解本發(fā)明的這些及其它特性和優(yōu)越之處，其中圖1描述了現(xiàn)有技術(shù)的多聚束網(wǎng)絡(luò)；圖2描述了一個根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的聚束網(wǎng)絡(luò)；圖3描述了根據(jù)一個已知的方法產(chǎn)生濾波了的PSK的過程；圖4描述了濾波調(diào)制波形的數(shù)字化產(chǎn)生過程；圖5描述了示于圖2的波形發(fā)生器的實現(xiàn)；圖6描述了使用預(yù)計算查詢表的聚束；圖7描述了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例用于聚束的16兆比特DRAM的用法；圖8描述了用于產(chǎn)生不同信道之間的縫隙交錯束的DRAM。
圖9描述了在不同頻率信道之間的時間共享的發(fā)明的聚束器；圖10描述了用于聯(lián)結(jié)數(shù)字頻率分離多路的聚束器；圖11描述了差分QPSK調(diào)制波形的產(chǎn)生；圖12描述了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的用于差分QPSK聚束的裝置；圖13描述了用于硬限幅信道的接收的發(fā)明的聚束器的使用；圖14描述了用于多比特量的接收處理的發(fā)明的聚束器的使用；發(fā)明詳述發(fā)明的聚束器示于圖2中。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換(圖1(10))、聲音編碼及糾錯編碼(圖1(11))已被簡化于圖2中的信源編碼塊20之中，信源編碼包括將聲音、圖象、用于傳真的文件或任何其它形式的信息縮小為用于傳輸?shù)臄?shù)字比特流，還可能包括A/D轉(zhuǎn)換、去掉冗余的數(shù)據(jù)壓縮和增加傳輸可靠性的糾錯和/或檢測編碼。
信源編碼的輸出在算術(shù)上用一個每個信息比特一定數(shù)量的速率的+1或-1序列來表示。這個序列比由圖1的調(diào)制波形發(fā)生器12產(chǎn)生的序列更加簡單，典型地，后者每個數(shù)據(jù)比特產(chǎn)生8個多比特復(fù)數(shù)，因為它對用以傳輸?shù)臄?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)波形濾波來約束頻率占用。本發(fā)明依據(jù)這樣的原理，聚束網(wǎng)絡(luò)執(zhí)行線性操作，調(diào)制波形產(chǎn)生是線性操作，因此，它們的順序是可逆的。根據(jù)本發(fā)明，調(diào)制波形產(chǎn)生是在聚束之后進(jìn)行的，這就避免了在聚束器之前從每個信息比特一個單個比特值到幾個多比特值的擴(kuò)展，這樣，聚束器必須以典型速率的1/8的速率執(zhí)行操作。聚束器只必須做與預(yù)檢測聚束系數(shù)相關(guān)的N次加法和減法(根據(jù)輸入比特是+1還是-1)，而不做乘法。例如，如果信號i的要求發(fā)射方向的聚束系數(shù)是c1i、c2i、c3i…cmi，而信號i＝1，2，3，4…n的比特是+1，-1，+1，+1…+1，那么聚束網(wǎng)絡(luò)必須計算方程組1

c11-c12+c13+c14……+c1n陣列元素1c21-c22+c23+c24……c2n 陣列元素2，其余以此類推形成組合的+/-號形式與輸入端數(shù)據(jù)比特極性有關(guān)。如果cik通常都是復(fù)數(shù)，那么，與圖1中的4nm個相乘-累加相比，上式則只有2nm個加法或減法運算。而且只需要以典型速率的1/8進(jìn)行運算，總共節(jié)省到原來的1/16，這就使得每個聲音信道的費用從8個DSP減少到0.5個DSPS，這是負(fù)擔(dān)得起的。
在繼續(xù)解釋如何通過使用預(yù)計算的查詢表可以獲得更大的節(jié)省之前，先解釋現(xiàn)在放置于聚束器之后的調(diào)制波形發(fā)生器的功能。在使用線性調(diào)制的時候，數(shù)據(jù)比特波形被濾波以限制頻譜占用，然后采用例如AM、PSK、DQPSK、OQPSK等將其調(diào)制到載波上。線性調(diào)制引起變化的無線頻率幅度以及變化的相位，而當(dāng)要求僅在相位調(diào)制的信號保持固定幅度的時候，就要用到諸如FM、PM、FSK、MSK、GMSK、CPFSK及類似的非線性調(diào)制。后者在諸如數(shù)字移動電話的傳輸單路信息流方面有更大的優(yōu)越性，因為固定包絡(luò)發(fā)射器可以更有效地工作。在一個傳輸多樣化信號的處于工作狀態(tài)的相位矩陣中，由每個元素發(fā)送的復(fù)合信號不可避免地要變動幅度和相位，這樣，采用要求變動幅度的在頻譜占用上有更高效率的線性調(diào)制方法就沒有不利之處了。
數(shù)字信息的最簡單的調(diào)制方法是PSK。PSK是有濾波比特流的載波的有效的“雙旁帶抑制載波”幅度調(diào)制，圖3a顯示了用于用已知的平衡調(diào)制器30a產(chǎn)生濾波了的PSK的波形。未被濾波的數(shù)據(jù)波形32a被送到一個限帶的、低通濾波器31a以產(chǎn)生濾波波形了的33a，濾波了的波形在平衡調(diào)制器30a中與載波34相乘以產(chǎn)生已調(diào)波形35a。在已調(diào)載波32a中，在濾波了的波形為負(fù)的期間，對應(yīng)于原始信號中的二進(jìn)制“0”信號，RF載波相位反轉(zhuǎn)180度?，F(xiàn)在更加流行的調(diào)制方法示于圖3b中。數(shù)據(jù)比特波形被看作+或-符號的一系列脈沖32b，而不是平頂方波32a，這些脈沖送到?jīng)_激濾波器31b，作為響應(yīng)，它以一種特定的方式改變每個脈沖，這被稱作沖激響應(yīng)。因為濾波器是線性的，輸出波形33b是由每個數(shù)據(jù)脈沖產(chǎn)生的沖激響應(yīng)的線性疊加(根據(jù)數(shù)據(jù)比特的符號確定是加還是減)。然后，象前面采用平衡調(diào)制器30b來產(chǎn)生已調(diào)載波35b一樣，這個波形對載波34進(jìn)行調(diào)制。波形33a和33b是相似的，同樣，波形35a和35b也是相似的。當(dāng)頻率響應(yīng)H(jw)和H’(jw)有如下關(guān)系時H′(jw)=H(jw)·SIN(wT)wT]]>T是數(shù)據(jù)比特周期；圖3a和圖3b的系統(tǒng)實際上是一樣的。
現(xiàn)代理論認(rèn)為，不限制包括Sin(wT)/wT因子的沖激響應(yīng)可以做得更加合乎需要。其優(yōu)越之處在于，不需要通過過度濾波來降低通信效率的更好的頻譜限制，通過更容易地從數(shù)學(xué)上將傳輸過程模擬為發(fā)射濾波器、傳播信道和接收濾波器組合起來時的沖激響應(yīng)，可能得到更好的解調(diào)算法，而且，如果組合的信道有奈奎斯特(Nyquist)特性，這意味著它的組合沖激響應(yīng)在離開極點的多個數(shù)據(jù)比特期間有過零點，那么，在正確的瞬間對接收信號抽樣時，將會再生比特極點，而不會因受到臨近值的干擾而被破壞，也就是說，沒有碼間干擾(ISI)。一項公用的技術(shù)確認(rèn)，至少對理想傳播信道來講，發(fā)送和接收濾波器的組合沖激響應(yīng)是奈奎斯特的。一個任意均等放置的整個奈奎斯特響應(yīng)就可以分別用在發(fā)送和接收濾波器，所以每個濾波器都被假設(shè)為具有奈奎斯特濾波器頻率響應(yīng)的平方根，發(fā)送濾波器可以做成平方根奈奎斯特，但是實際中在接收器中頻(IF)濾波器上就比較難以控制。不管怎樣，在接收器上對平方根-奈奎斯特的偏離，可以簡單地由傳播信道帶來的線性非理想性來模擬，并且可以由已知類型的均衡器來補償。
存在有利的裝置，可以用來產(chǎn)生經(jīng)平方根-奈奎斯特濾波器或?qū)嶋H上可以是任何一種濾波器濾波了的數(shù)據(jù)脈沖的調(diào)制波形。一旦選擇了所需要的奈奎斯特濾波器響應(yīng)，就可以計算出它的頻率響應(yīng)的平方根，然后，可以通過對其頻率響應(yīng)進(jìn)行傅立葉變換來計算出平方根-奈奎斯特濾波器的沖激響應(yīng)。通常，沖激響應(yīng)是一個連續(xù)的波形，但是用比在其頻率響應(yīng)為非零而且仍是顯著值處的最高頻率高2倍的抽樣率抽樣得到的一系列抽樣值就足夠代表這個沖激響應(yīng)了。實際上，所用的抽樣率可以解釋為數(shù)據(jù)比特率的倍數(shù)，并且盡可能簡單地被選做用來平滑抽樣波形的平滑濾波器，這就要求這種必須是由模擬器件構(gòu)成的連續(xù)時域濾波器比所要求的奈奎斯特濾波器具有更寬帶寬，使得它的截止頻率的公差不影響整個響應(yīng)，而這個響應(yīng)應(yīng)當(dāng)由精確的、數(shù)字地產(chǎn)生的平方根奈奎斯特特性占主導(dǎo)地位。
用于數(shù)字地產(chǎn)生濾波了的調(diào)制波形的系統(tǒng)畫于圖4之中。數(shù)據(jù)比特在時鐘的作用下進(jìn)入移位寄存器單元40…45，被延遲1、2、3、4、5或6個比特周期的比特就可以由移位寄存器上的節(jié)點提供給數(shù)字計算器46，對每次移位，數(shù)字計算器要計算方程組2 S0＝b1·F(-3T)+b2·F(-2T)+b3·F(-T)+b4·F(0)+b5·F(T)+b6·F(2T)S1＝b1·F(-2.9T)+b2 · F(-1.9T)+b3 ·F(-0.9T)+b4·F(0.1T)...b6·F(2.1T)S2＝b1·F(-2.8T)+b2 · F(-1.8T)+b3 ·F(-0.8T)+b4·F(0.2T)...b6·F(2.2T)·＝ · ·· ···＝ · ·· ··S8＝b1·F(-2.2T)+b2 · F(-1.2T)+b3 ·F(-0.2T)+b4·F(0.8T)...b6·F(2.8T)S9＝b1·F(-2.1T)+b2 · F(-1.1T)+b3 ·F(-0.1T)+b4·F(0.9T)...b6·F(2.9T)其中F(t)是所要求的濾波器在離開極點的時間‘t’位置上的沖激響應(yīng)，T是比特周期，并且上面假設(shè)每個比特周期計算10個波形抽樣點(即圖4中的N1等于10)。如果要求每比特8個抽樣點，那么F(t)的自變量就應(yīng)當(dāng)是以T/8，而不是0.1T步幅增加。
因為上面的沖激響應(yīng)F以及需要計算其值的時間位置預(yù)先都已知道，上面公式中所有的60個F的值都可以被預(yù)先計算出來并存于查詢表或只讀寄存器中。還有更好的地方，因為數(shù)據(jù)比特b1...b6聯(lián)合在一起只有64種不同的組合，每個值S0...S9只可能是F值的64種可能的組合中的一種，它們的組合就可以預(yù)先計算出來并存于S0的64個值的表中，S1的64個值的表中，...，等等，總共640個值。按現(xiàn)代的標(biāo)準(zhǔn)看，這是一個相對較小的“只讀寄存器”(ROM)，所以就有可能避免與代替用于數(shù)字計算器46的、由移位寄存器40...45尋址的ROM表一起的計算。
數(shù)字計算器46的輸出就是每個數(shù)據(jù)比特N1個值的流。它可以加到D/A轉(zhuǎn)換器47以產(chǎn)生相應(yīng)的模擬抽樣點序列48。這個波形在抽樣點之間是不連續(xù)的，所以就必須加以平滑以避免發(fā)送中的頻率擴(kuò)散。但是，在相對高的、N1倍于比特率的抽樣率的時候，會出現(xiàn)不連續(xù)的現(xiàn)象。因此，信號就應(yīng)當(dāng)被一個連續(xù)時域濾波器49濾波，該濾波器的頻率響應(yīng)在幾倍于比特率的部分截止，而且不影響我們試圖精確定義的比特率附近范圍的頻率響應(yīng)。濾波器49在其完全平方根-奈奎斯特響應(yīng)上可能具有的任何小的殘留效應(yīng)都要在上面定義的預(yù)計算F系數(shù)中加以考慮，F(xiàn)系數(shù)可以被計算而得，例如，通過所要求的平方根-奈奎斯特濾波器與濾波器49的近似反相相乘。
一種有利的可選擇的技術(shù)示于塊(51...54)，這在美國專利申請?zhí)?7/967,027和08/305,702中都已公布，在這里都將作為參考。
數(shù)字計算器46產(chǎn)生的N1個抽樣值從屬于向連續(xù)波形轉(zhuǎn)變的第一步，方法是采用數(shù)字內(nèi)插器51在原始抽樣點之間加入額外的抽樣點，這可以是一種簡單的線性內(nèi)插，例如簡單地在原始抽樣點之間連上直線以確定內(nèi)插抽樣點的值。然后，抽樣點以內(nèi)插率加入到一個高比特率的Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器52，該轉(zhuǎn)換器以更高的比特率流中的“1”與“0”的比例來代表波形。由反相器54產(chǎn)生這個比特流的反相流，這個比特流及其反相被加入到平衡的(推-挽)(push-pull)連續(xù)時間濾波器裝置53以產(chǎn)生所需要的連續(xù)波形。可選擇裝置(51...54)的一個優(yōu)點是取消D/A轉(zhuǎn)換器47，其它方面的優(yōu)點已在前述應(yīng)用中討論了。
一個與圖4相似的修改了的裝置可以用來實現(xiàn)調(diào)制，之所以要作修改，是因為后聚束調(diào)制器的輸入量已由組合的聚束操作轉(zhuǎn)換為多比特復(fù)數(shù)值，不再是圖4中的單比特值。
圖5圖示了這個改變了的波形發(fā)生器。包含從聚束器21的一個輸出端得到的復(fù)數(shù)數(shù)字流的實數(shù)部分的一個抽樣值流在相應(yīng)于所要求的發(fā)送濾波的沖激響應(yīng)長度的一系列寄存器(60...61，62)中被延遲，對應(yīng)于每個移入延遲元素60...62的輸入抽樣值，卷積器63就通過用延遲元素中的多比特值代替b1...b6計算公式集合2，產(chǎn)生N1個輸出抽樣值，這就包括完整的乘法，因為b1...b6不再只是+/-1。但是，完成濾波操作的乘法數(shù)量就大大地少于完成聚束所需的數(shù)量。所以，在調(diào)制濾波復(fù)雜程度的開銷價格上簡化聚束，這又是一大優(yōu)點。卷積器66和卷積器63是一樣的，它處理來自聚束器21的一個輸出端的復(fù)數(shù)數(shù)字流的虛部。那些在數(shù)字設(shè)計技術(shù)方面的技術(shù)人員將會意識到為了更進(jìn)一步的簡化在實部和虛部之間在時間上共享一個卷積器的可能性。假設(shè)聚束要通過改變系數(shù)而動態(tài)地取向，卷積器63和66還要做與固定常數(shù)的乘法，而不象聚束器21所做的乘法。這樣，就可以建立起一個簡單的數(shù)字硬件來執(zhí)行與固定常數(shù)的卷積，而不做與可變量的矩陣乘法。
卷積器63和66的輸出包括一個以提升了的、每個原始數(shù)據(jù)周期N1個抽樣的抽樣率復(fù)數(shù)數(shù)字流，采用轉(zhuǎn)換器67和68以及平衡濾波器69和70，用上述“內(nèi)插”和“Sigma-Delta”技術(shù)將這些抽樣值轉(zhuǎn)換為用來調(diào)制載波的模擬波形。平衡I、Q波形與載波頻率的正弦和余弦波形一起加到平衡I、Q調(diào)制器71、71和73，以獲得由相位矩陣元素(圖中未畫出)發(fā)送的信號。
當(dāng)輸入值只是+1或-1(二進(jìn)制的1或0)時，就可能對聚束網(wǎng)絡(luò)做更進(jìn)一步的簡化，現(xiàn)在來解說這一點。方程組1描述了將要做的計算，事實上，除了確定的符號、根據(jù)方程組2所示的數(shù)據(jù)比特極性與+/-號相乘而外，這與方程組2是一樣的。這樣，矩陣元素1的未濾波的信號的表述就變?yōu)镋1＝b1·c11+b2·c12+b3·c13+b4·c14......+bn·c1n矩陣元素1這些表達(dá)式的子集包括，例如只能取8比特的b1...b8，此例中，只可能有256種值，因為8比特只有256種不同的組合，系數(shù)要至少固定于用于大量抽樣值計算。這樣，下面所有256個可能值b1·c11+b2·c12+b3·c13+b4·c14+b5·c15+b6·c16+b7·c17+b8·c18就可以被預(yù)先計算出來并存于表T(b1，b2，b3...b8)之中，通過8比特地址b1、b2、b3...b8對該表尋址可以將它們讀取出來。由于在當(dāng)代技術(shù)中65536字的半導(dǎo)體存儲器是單個的、低成本器件，甚至16比特的組合都能預(yù)計算和存儲。預(yù)計算這樣的表的一個十分有效的方法是通過每次只改變一個比特、以一個被稱作格雷碼的計數(shù)順序來探測所有16比特模式，然后每個計算的后續(xù)值等于前一個值兩次加上或減去與改變了的比特相關(guān)的c系數(shù)，每個計算的值只需做一個加法或減法。
對比特17....32；33....48等等也可以計算出一個相似的表。最后，利用這些表，E1可以這樣來計算E1＝T1(b1...b16)+T2(b17....b32)+T3(b33....48).......
這樣，通過這個方法，所需的加法的數(shù)量就減少到原來的1/16，表的輸出的加法可以這樣來完成，采用二進(jìn)制樹結(jié)構(gòu)和串行加法器將它們兩兩組合，如圖6所示。
一組16數(shù)據(jù)比特b1...b16被當(dāng)作一個地址加到預(yù)計算RAM表80中，就可以獲得8-bit實部和8-bit虛部的值，一個類似的預(yù)計算部分和就可以從RAM表81中獲得。為了使值比特串行地進(jìn)入串行算術(shù)加法器87和88，實部和虛部值被并行-串行變換器83、84、85和86變?yōu)榇械?。和式R2+R1、I1+12是加法器87和88的串行數(shù)字輸出，并在尖端逐漸變細(xì)的加法樹中按順序被組合進(jìn)更進(jìn)一步的求和之中，直到最后步驟89和90，這就完成了E1的計算。多比特值的加法采用串行算法的好處在于，采用集成電路技術(shù)就可以簡單地完成，并且沒有輸出延遲，正如在美國專利申請第07/735,805號中的用于計算“快速沃爾什變換”的公布材料一樣，在這里作參考。
應(yīng)當(dāng)記得，原來提起用于編碼語音的每信道的數(shù)據(jù)比特是在10KB/S附近，示于圖6中的網(wǎng)絡(luò)就只需每100uS計算一個輸出值。這對于訪問存儲器是相當(dāng)慢的，訪問存儲器可以有更高的速度，例如到達(dá)每秒10兆字。以提供的超額速度計算總和的方法是將圖6用于一個TDMA系統(tǒng)，其中可能有1024語音比特流被時間轉(zhuǎn)換到10MB/S，這樣網(wǎng)絡(luò)操作的信號數(shù)量是1024N，如果系數(shù)表對每個時隙都一樣，這就意味著N個TDMA信號對所有的時隙在同一個方向集中被發(fā)射。下面將公布其它的可以在“時隙接著時隙”的基礎(chǔ)上改變方向的結(jié)構(gòu)。
例如，采用512相位陣列元素可以構(gòu)成256束系統(tǒng)，方法是根據(jù)圖6，使用16個產(chǎn)生每個陣列元素信號的65k字存儲器、總共16×512＝8192的存儲器芯片。但是，要注意到，在TDMA幀1024個時隙中的每個時隙，它要處理256個信號，這樣容量就是262，144個聲音信道，每個聲音信道的組成是一個RAM芯片的8192/262144＝1/32。這意味著建立很大容量通信系統(tǒng)的大型相位陣列通信系統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)的可能性。
利用圖6提供的額外存儲器速度的另一種方法示于圖7之中。動態(tài)RAM芯片在計算機市場的商業(yè)競爭的驅(qū)使下不斷地變得更加大規(guī)模，16兆比特的DRAM現(xiàn)在已經(jīng)到了商業(yè)生產(chǎn)能力的極限。假設(shè)圖7中有16兆比特DRAM提供22016-bit字節(jié)，因而有20條地址線和16條數(shù)據(jù)線。DRAM100用來為16個陣列元素保存預(yù)計算信號b1...b16的組合，預(yù)計算的值以串行值占據(jù)比特的方式被存儲起來，例如所需的最少的有意義的比特，用8個連續(xù)的字節(jié)代表8-bit實部，用后續(xù)的8個連續(xù)字節(jié)代表8-bit虛部。同樣字節(jié)的其它比特(比如第二個至少所需的有意義的比特)存儲陣列元素2的相似信息，等等。每個16比特字就包括16個陣列元素的實部和虛部值的一個比特，8-bit的一個實部值的一個比特由三個“比特地址”線來尋址，而實部和虛部則由R/I地址線來選擇，通過這些地址線，8比特實部值就可以串行地輸出，后面則跟著8-bit虛部值。通過這種方法，就可以獲得串行值，而不使用圖6中83至86的從并行到串行的轉(zhuǎn)換器，并且這對16個陣列元素都同時地完成。這樣，DRAM 100、101的尋址就比圖6快16倍，即16倍于編碼語音比特率，或160千字/秒，這正適合于DRAM的速度。
現(xiàn)在可以從如100和101的DRAM對中得出一對相應(yīng)的串行部分和，并在串行加法器102中加起來。加法器102的串行輸出更進(jìn)一步與加法器103的相似輸出加起來，然后順次地通過二進(jìn)制樹直到最后從加法器104輸出。
當(dāng)所有實部值的8比特都被加起來了，加法樹102、103...104的輸入端就被固定在最后一個比特極性，這是值的符號，時鐘繼續(xù)加到加法器樹，使得進(jìn)位得以傳輸而產(chǎn)生求和輸出的最有意義的比特。在這期間，虛部值在時鐘的作用下從DRAM 100、101輸出，并在第二加法樹(圖中未畫出)中累加起來作為虛數(shù)部分。
根據(jù)圖7構(gòu)成的256信號輸入和512陣列元素的系統(tǒng)，使用16個DRAM芯片外加一個串行加法樹以產(chǎn)生16個陣列元素的信號，于是，對總共512個元素，就需要32個這樣的結(jié)構(gòu)，總共512個DRAM。這就表示了每個聲音信道2個DRAM的組成，但是它們不是被全速地使用。尋址速度可以從160千赫增大64倍至10兆赫，這就允許64個時隙重復(fù)使用該結(jié)構(gòu)，提供了64×256個聲音信道，和每個聲音信道一個DRAM的1/32的組成，與前面一樣。但是，RAM芯片要大些，即，16兆比特芯片與圖6的1兆芯片相比。這就允許去掉圖6中的并行-串行轉(zhuǎn)換器，但是這種交換或許是或許不夠經(jīng)濟(jì)，有許多因素影響這個交換，比如，圖6中堆積8192個芯片的印刷電路板的數(shù)量和面積，和圖7中的512個芯片的開銷是一樣的，這種交換也依賴于所要求的是否是一個寬帶、1024-時隙的TDMA系統(tǒng)，或者所要求的是否是較窄帶的、較少時隙的TDMA系統(tǒng)。當(dāng)然可能會有數(shù)字設(shè)計技術(shù)方面的技術(shù)人員將本發(fā)明改造以適用于時間共享聚束硬件以在不同載波上而不是在不同時隙上產(chǎn)生聚束，這就利用了圖6中提供的額外速度，超過了處理單個10千比特聲音信號所要求的速度，在這種情形下，采用圖6的硬件在所有載波頻率上形成的聚束方向集合與TDMA系統(tǒng)中在所有時隙上是一樣的。但是，這也就更加要求以不同的時隙或載波頻率來形成聚束集合指示不同方向。這種間隙聚束的使用已描述于美國專利申請第08/179,953號，這里完整地寫出以作參考。圖8顯示了發(fā)明的變化以為不同的“信道”產(chǎn)生不同的聚束方向集合，其中信道可以是一個頻率、一個時隙或一個二者的組合，只顯示了圖6中等價于RAM 80的部分在圖8中的轉(zhuǎn)變，至于如何來完成這項轉(zhuǎn)變，這對該技術(shù)的專業(yè)人士來講是很顯然的事。
一個1兆字x16-bit DRAM 110包括16個數(shù)據(jù)比特(16384種組合)以及16個不同通信信道的部分和。信道通過剩下的4根地址線來選擇。該結(jié)構(gòu)的其余部分可以和圖6中一樣。在一個16-時隙的TDMA系統(tǒng)中，在一個特定時隙里傳輸?shù)乃行盘柕牡谝粋€比特被加到b1...b16和其它每個RAM，而時隙0(二進(jìn)制0000)則被加到每個RAM的其它4個地址線，然后加入數(shù)據(jù)比特，并保持信道選擇比特在0000直到時隙結(jié)束，然后，加入第二時隙中的所要傳輸?shù)牡谝粩?shù)據(jù)比特，同時信道選擇比特變?yōu)?001，在序列重復(fù)的點上依此類推，直到信道1111。對于256-聚束、512-元素陣列，可以使用8192個DRAM芯片，并由16個時隙共享。這樣組成就增加到每個聲音信道2個DRAM芯片，以獲得從時隙到時隙改變聚束方向的特權(quán)，但在只使用16個時隙時，所能提供的速度仍然利用不足。如果要增加時隙數(shù)量以更好地利用RAM速度能力，那么，或者需要增加RAM規(guī)模超過16兆比特，或者接受一些時隙必須使用同一聚束方向集合，就好象只有16種不同的聚束方向集合，而這就足以達(dá)到只使用每個聚束和位于聚束外25％、離開中心-4dB弧度的基站通信的美國專利第08/179,953號的目的。
圖9圖示了發(fā)明的聚束裝置是如何能夠在不同的頻率通道之間被共享的，即是對FDMA系統(tǒng)而言的。一個聚束器120連續(xù)地接收信號數(shù)據(jù)比特121(b1、b1....bn)在一個形成于無線電信道頻率1的一組聚束中傳輸，該信道由通過將信道數(shù)目地址比特設(shè)置到120以確定為信道1。數(shù)字形式的天線元素信號從聚束形成器輸出到一組信道1的鎖存器中，控制單元固定一個選通信號，使得鎖存器存儲這些值，圖9只顯示了信道1的元素1的鎖存器123，還有用于2、3、4等所有信道1的信號的鎖存器(圖中未畫出)。然后設(shè)置信道數(shù)目為2，用于在信道2上的第二聚束方向集合上傳輸?shù)牡诙M數(shù)據(jù)比特122就提供給聚束器120。信道2的輸出被鎖存在用于信道2的第二組鎖存器中，其中只畫出了元素1的鎖存器124。采用這種方法，在所有信道頻率中循環(huán)一周后，控制單元回到計算信道1的下一個抽樣點，其余的依此類推。鎖存器123用來設(shè)置連續(xù)的信道1的值，然后還必須用調(diào)制波形發(fā)生器125來濾波，如圖5所示的那樣。然后，濾波了的I、Q調(diào)制值在轉(zhuǎn)換器128中被D/A變換，并使用一個I、Q或正交調(diào)制器129將其調(diào)制到信道頻率上，第二個濾波波形發(fā)生器126和D/A轉(zhuǎn)換器131及調(diào)制器132處理元素1的信道2的信號。然后，用于連續(xù)信道頻率的129、132等的輸出加起來，形成從元素1發(fā)送的復(fù)合信號，相似的設(shè)備集合組產(chǎn)生元素2...M的相應(yīng)信號。
在一個有大量信道和天線元素的純FDMA系統(tǒng)中，需要減少調(diào)制波形發(fā)生器(125、126...)的數(shù)量，否則它會等于頻率信道和天線元素的數(shù)量的乘積，因為在一個純FDMA系統(tǒng)中，帶寬以及每個信道的比特和抽樣率遠(yuǎn)低于如圖5中的一樣的數(shù)字電路的處理能力，同樣可以考慮在信道之間時間共享調(diào)制波形發(fā)生器。通過為每個信道提供一組分離的寄存器(60...62)和(64...65)，至少可能在時間上共享圖5中的組成FIR濾波器的卷積器63。事實上，鎖存器123是信道19元素1的復(fù)數(shù)寄存器的第一級(64和60)，而鎖存器126是用于信道2的一組寄存器的第一部分。這樣，通過為每個信道提供一個鎖存器/寄存器陣列，加上選擇所有與一個信道相關(guān)的鎖存器作為卷積器63和66的輸入的裝置，就可以在信道之間共享卷積器。不論什么時候需要這樣的寄存器陣列，這項技術(shù)的技術(shù)人員都將會意識到“隨機存取寄存器”芯片能夠得以合適地完成。
還可以通過數(shù)字技術(shù)減少D/A轉(zhuǎn)換器和調(diào)制器的數(shù)量，需要避免這樣的模擬電路的乘法，這樣的電路不適合于在集成電路上做大量的集成。
調(diào)制器的功能是將每個信道信號轉(zhuǎn)換到它各自的載波頻率并在求和器130上將在不同頻率上的信號相加。這種“頻分多路技術(shù)”也可以用高速數(shù)字技術(shù)來完成，目的就是每次求和每秒鐘計算足夠數(shù)量的抽樣值，例如S0+S1·exp(jdW·t)+S2·exp(j2dW·t)+S3·exp(j3dW·t)......+Sn·exp(jndW·t)這個表達(dá)式可以改寫為S0+exp(jdW·t)[S1+exp(jdW·t)[S2+exp(jdW·t)[S3+exp...]...]這里dW是單位為弧度/秒的信道空間，n比頻率信道數(shù)小1。通過產(chǎn)生S-L·exp(-jLdW·t)+S-L+1·exp(-j(L-1)dW·t)...+S-1·exp(-jdW·t)+S0+S1·exp(jdW·t)......+SL·exp(jLdW·t) 這里L(fēng)＝n/2，且n假設(shè)為偶數(shù)。
后一個表達(dá)式還可寫成0.5[(S-L+SL)·cos(LdW·t)+(S-L+1+SL-1)·cos((L-1)dW·t)..+(S-1+S1)·cos(dWt)]+S0+j0.5[(SL-S-L)·sin(LdW·t)+(SL-1-S-L+1)·sin((L-1)dW·t)..+(S1-S-1)·sin(dWt)]這樣采用后一個表達(dá)式，通過對兩個信號和做余弦調(diào)制(I-調(diào)制)，并對另外一路做正弦調(diào)制(Q-調(diào)制)，I/Q調(diào)制器的數(shù)目就可能減半。這種技術(shù)被稱作“獨立旁帶調(diào)制”(ISB)，它將一個信號放到離中心頻率負(fù)向偏移的頻率位置上，而將另一個信號放在同一頻率卻是離開中心頻率正向偏移的頻率位置。這個技術(shù)通常由于硬件在調(diào)制過程中做得不完整，例如載波不平衡、正弦和余弦信號之間不完全正交，等等，使得信道之間不能完全分離。但是，這些技術(shù)在多元素陣列方面則工作得更好些，因為這種不完整性從一個天線元素信道到另外一個天線元素信道不會被校正，而所要的信號則要被校正。不需要的信號就趨向于以隨機方向輻射，以衛(wèi)星通信為例，這種不完整的能量的傳播就無害地輻射到太空，而總體來講就沒有到達(dá)地球。
諸如LdW·t的復(fù)指數(shù)的相位，是以連續(xù)地增加t的值和減少模-2Pi來計算的，“t”的增加必須至少包括載波頻率LdW的奈奎斯特抽樣頻率，這個抽樣率要比由卷積器63和66產(chǎn)生的信號S1、S2等的抽樣率高，因而必須在FDM處理中做信道信號的進(jìn)一步的上變頻。
上述表述可以看作一個“傅立葉變換”，有多種方法可以數(shù)字地做傅立葉變換，如離散傅立葉變換、快速傅立葉變換。描述所有的數(shù)字地做頻分轉(zhuǎn)換的方法就超出了本公布材料的范圍，想象一個數(shù)字FDM單元，它有包括要做頻分轉(zhuǎn)換的信號的、以每信道第一抽樣率的多個數(shù)字輸入序列，并且產(chǎn)生以第二、更高抽樣率、代表轉(zhuǎn)換了的信號的輸出數(shù)字序列，這就足夠了。第一，較低的抽樣率由每個信道的諸如圖5的上變頻卷積器63和66的調(diào)制波形發(fā)生器來產(chǎn)生；第二，較高的抽樣率至少要與FDM輸出端的最高頻率的奈奎斯特速率相等。
數(shù)字FDM輸出包括每個陣列元素的復(fù)數(shù)整數(shù)流，在I和Q的D/A轉(zhuǎn)換器中被D/A變換，對應(yīng)于每個陣列元素，變換了的值再加到一個單個的正交調(diào)制器。顯示使用一個數(shù)字FDM單元的裝置示于圖10，時間和控制單元127控制連續(xù)的比特矢量(b1...bn)；(b(n+1)....b2n)的出現(xiàn)，并送到時間共享的聚束器120，該聚束器能根據(jù)前述原理工作。比特矢量中的每個比特都代表來自諸如聲音信道的通信信道的一個比特，這些比特采用不同指示聚束和頻率信道同時地被發(fā)送。例如，如果在N個不同方向中的每個方向上，n個頻率信道中的每個信道都能在不同的通話中再使用，那么，可以同時作總共nN個聲音信道的通信。前述的比特矢量就由從每個上述聲音信道中選擇一個比特來產(chǎn)生。
聚束器從第一個N信道中組合N個比特在頻率1上發(fā)送，以獲得M個陣列元素輸出抽樣點。每個抽樣點都送到與之相連的數(shù)字FDM單元140，只有第一陣列元素的FDM單元140示于圖10中。然后，控制單元127使第二比特矢量提供給聚束器120，同時將信道頻率號2連到聚束器120的信道地址輸入端，這就產(chǎn)生了一組元素信號，使得第二組比特采用第二組聚束方向在第二頻率上被發(fā)射出去。連續(xù)提供給聚束器120的比特矢量與合適的信道數(shù)量一起，就為每個天線陣列元素產(chǎn)生一個連續(xù)的流，該數(shù)據(jù)流相應(yīng)于代表在不同中心頻率上傳送的信號的復(fù)數(shù)輸出抽樣點。在一次采用所有信道數(shù)量的一個完整周期之后，數(shù)字FDM單元將為每個信道數(shù)量存儲抽樣值，并計算出代表上述抽樣值轉(zhuǎn)變?yōu)楦髯韵鄬︻l率的相應(yīng)的FDM輸出序列。通過相對頻率，這就意味著，可能在幾個GHz的范圍內(nèi)的絕對信道頻率已經(jīng)被移動，數(shù)字抽樣值流代表零頻率中心頻率或適合于數(shù)字FDM單元的計算速度的低頻附近的復(fù)合信號。FDM抽樣值流加到高速D/A轉(zhuǎn)換器141，這里抽樣值流被轉(zhuǎn)換為I、Q調(diào)制波形并被調(diào)制在所要求的載波上。當(dāng)然也可以先將其調(diào)制到一個合適的中頻，然后使用一個上變頻器將其轉(zhuǎn)換到最后的頻率。這些細(xì)節(jié)是設(shè)計選擇的事務(wù)，而不是本發(fā)明的根本性的東西。然后，已調(diào)、在最后頻率上的信號就被放大到所要求的發(fā)射功率電平上并加到陣列元素。為了這個目的，功率放大器可以與天線陣列元素集成到一塊。
這里描述的發(fā)明的聚束器轉(zhuǎn)換了“調(diào)制波形發(fā)生”和“聚束”的順序以放大后者。由于通常發(fā)生在調(diào)制波形發(fā)生器中的抽樣率和字長度的擴(kuò)展，就增加了簡化程度。避免擴(kuò)展，直到執(zhí)行了聚束計算，顯著地減小了聚束計算復(fù)雜度并允許使用預(yù)計算的存儲表。當(dāng)本發(fā)明使用于CDMA系統(tǒng)時，在聚束之前避免比特率擴(kuò)展的好處將變得更加明顯。在CDMA系統(tǒng)中，通信的不同信號不是通過將它們放置在不同頻率上或在同一頻率上的不同時隙里，而是通過將它們放置于不同的擴(kuò)展序列。一個高比特率的擴(kuò)展序列與一個低比特率的信息流混合以有意地擴(kuò)展其頻譜，幾個信號使用不同的擴(kuò)頻序列在時間和頻率上重疊地發(fā)射。接受端采用已知的擴(kuò)頻碼來解擴(kuò)頻所要的信號，這樣就再次將信號壓縮到窄帶。但其它的有不同碼的信號則不被解碼而保持寬帶信號，該寬帶信號很容易被濾波器裝置從所要的窄帶信號中區(qū)分開來。在現(xiàn)有技術(shù)中已知有幾種不同形式的CDMA。在同一單元中在同一頻率和時間上發(fā)射的信號可以用正交碼，這種碼在理論上允許二者之間沒有殘留相干而將它們分離開來，或者使用非正交碼，這種碼表現(xiàn)出一些殘留相干。用于非正交碼的特殊接收器能解碼而得到原信號，同時消除這個殘留相干，如美國專利第5,151,919號及美國專利第07/739,446號中所描述的那樣，這里列出來作參考。在不同單元里發(fā)射的信號可以再次使用同樣的擴(kuò)頻碼，因為天線系統(tǒng)的單元到單元的分辨或一個頻率/碼的再使用模式可以防止它們之間的干擾。通過實踐本發(fā)明，在給定頻率或時隙上產(chǎn)生的聚束集合可以設(shè)計得允許這樣的信道再利用。這樣，同一個CDMA擴(kuò)頻碼可以在所有聚束之間使用，因為本發(fā)明通過分配的聚束方向分辨不同的信號。
現(xiàn)在來考慮一個用于CDMA系統(tǒng)的示于圖1中的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)，調(diào)制波形發(fā)生器12將通過把高頻率擴(kuò)頻碼加到每個信道來擴(kuò)展信號頻譜，這樣就擴(kuò)展了代表它所需的每秒的抽樣值數(shù)，例如，一個原來是10千比特/秒的數(shù)字編碼聲音信號與每秒1兆比特的擴(kuò)頻碼混合，就得到了1兆抽樣值/秒的速率，不論是只有一個還是幾個加性重疊信號加于聚束器13，在每個輸入端現(xiàn)在都必須操作于1兆抽樣值/秒。但如果使用本發(fā)明，調(diào)制波形發(fā)生器22放于聚束之后，CDMA碼擴(kuò)展或“碼分轉(zhuǎn)換”就發(fā)生在這里。因而，聚束器21就操作于降低了的抽樣率，只使用單比特輸入量。
在一個CDMA應(yīng)用中，用于發(fā)射的比特矢量采用不同的CDMA碼，聚束可以連續(xù)地提供給圖10中的時間共享的聚束器120。數(shù)字FDM單元就被CDM單元代替，在同一時間將同樣的擴(kuò)頻碼用于聚束器120的M個輸出，而在不同的時間將不同的擴(kuò)頻碼使用于輸出。聚束器120的每個輸出端的連續(xù)輸出n，就采用不同的擴(kuò)頻碼混合起來以產(chǎn)生寬帶信號，在D/A轉(zhuǎn)換器和調(diào)制器141中被D/A轉(zhuǎn)換和調(diào)制。不同的擴(kuò)頻碼在大約以同樣方向發(fā)射的信號之間給出分辨特征，而且還可能是諸如沃爾什-哈達(dá)瑪集合的正交碼。用正交擴(kuò)頻碼來與不同信號相乘，這會被此項技術(shù)的專業(yè)人士看作執(zhí)行一個“沃爾什變換”，對該變換存在不需乘法的有效的快速算法。這樣的“碼分轉(zhuǎn)換器”就可以比“數(shù)字頻分轉(zhuǎn)換器”簡單，后者與“快速傅立葉變換”有關(guān)而需要復(fù)數(shù)乘法。加于CDM結(jié)構(gòu)的約束只有用于不同方向的擴(kuò)頻碼集合是同樣的。這就最大程度地降低了聚束器21的復(fù)雜程度。但是，有可能建立一個混合系統(tǒng)，其中在聚束器21之前部分?jǐn)U頻，后來再做最后的擴(kuò)頻，例如，不同信道的數(shù)字編碼比特流可以采用用于不同聚束的不同的碼擴(kuò)展到適當(dāng)?shù)臄?shù)量，例如，信道1的b1可以擴(kuò)展為b1、-b1、b1、-b1的四倍比特率流，而對信道2可以擴(kuò)展為b2、b2、-b2、-b2，b3擴(kuò)展為b3、-b3、-b3、b3。這些將被看作正交擴(kuò)頻碼，因而給予不同聚束組的信號以正交性。由于4∶1的小的比特率擴(kuò)展只能產(chǎn)生四組正交信號，這個正交信號最好用于鄰近的聚束之間，這里的指示分辨比較難。以較大角度數(shù)量分離的聚束較少受相互之間的干擾影響，所以就不必正交。甚至非正交碼還可以用于協(xié)助相鄰聚束間的指示分辨，非正交碼的優(yōu)越之處在于可以為同樣的比特率增長提供更大量的非正交碼。一個合適的碼集合已描述于美國專利申請第07/866,865號和CIP(45-MR-819R)，二者都列于這里作參考。這樣的非正交碼的用處在于，不同的、相鄰的聚束之間的干擾是在幾個相鄰聚束的幾個信號上的平均，所以單獨一個聚束上的一個信號不代表一個起主要作用的干擾器。
迄今為止，所述的聚束器和調(diào)制器已部分地設(shè)想用于PSK調(diào)制，雖然任何形式的線性調(diào)制都可以使用。線性特性允許聚束和調(diào)制波形發(fā)生交換順序，現(xiàn)在將給出這個原理是如何應(yīng)用于QPSK或偏移QPSK的例子。
在QPSK中，從語音信號中輸出的一對比特信號，其中一個調(diào)制在余弦載波上，另一個調(diào)制在正弦載波上，也可以這樣來說，復(fù)數(shù)調(diào)制的實部是b1，而虛部則是b1’，所產(chǎn)生的QPSK信號就可以記為S1＝b1+jb1’從其它信道發(fā)射的以不同方向的符號也可以這樣記S2＝b2+jb2’S3＝b3+jb3’等等。
提供給聚束網(wǎng)絡(luò)的符號矢量就可以寫為S1S2S3.SN=b1b2b3.bN+jb1′b2′b3′.bN′]]>由于聚束器的線性特性，實部的比特矢量和虛部的比特矢量可以分別地通過聚束器，然后將結(jié)果加起來，同時給虛部權(quán)“j”。
例如，圖6中的聚束器可以首先用于加于其輸入端的實部比特矢量，以獲得元素1的結(jié)果R1+jI1，以及其它元素的相應(yīng)結(jié)果。然后應(yīng)用于虛部比特矢量以獲得結(jié)果R1’+jI1’。加權(quán)j，再加到前面的結(jié)果中，有E1＝(R1+jI1)+j(R1’+jI1’)＝(R1-I1’)+j(R1’+I1)可以使用串行算術(shù)加法器來產(chǎn)生R1-I1’和R1’+I1，方法是在循環(huán)移位寄存器中存儲前面的結(jié)果(通過應(yīng)用實部比特矢量而得)，然后串行地加上由應(yīng)用虛部比特而得的新的結(jié)果。當(dāng)然也可以選擇使用字-并行加法器。然后，復(fù)數(shù)結(jié)果可以加到諸如示于圖5中的波形發(fā)生器?？蛇x擇地，由于意識到圖5中的電路已經(jīng)執(zhí)行了連續(xù)地從聚束器21產(chǎn)生的抽樣值的加權(quán)的加法，有權(quán)j的連續(xù)抽樣值的加法可以這樣來完成通過交替地為聚束器提供實部和虛部比特矢量，可以通過將實部比特矢量的實部結(jié)果R加到延遲元素60，同時交替地使用虛部比特矢量的虛部結(jié)果I’，使符號改變以獲得-I’，并且將虛部值I加到延遲元素64，交替地使用實部R’，以此來實現(xiàn)這一過程。然后，卷積器63和66對每兩個移進(jìn)的復(fù)數(shù)值(R，I；R’，I’)操作一次以獲得一組超出上抽樣率的QPSK抽樣值。卷積器63也能對I’輸入值作符號改變的權(quán)重操作，所以就不必對延遲元素60產(chǎn)生-I’。
偏移QPSK的例子更直接。在偏移QPSK中，偶數(shù)比特加于Q-信道，而奇數(shù)比特加于I信道，但I(xiàn)信道在Q-信道比特的改變中間作改變，這要有一個比特-周期的時間改變。當(dāng)考慮“脈沖激勵”調(diào)制時，實脈沖為偶數(shù)比特加到調(diào)制濾波器，而交替地為奇數(shù)比特作虛部脈沖的操作，如圖11描述的那樣。
根據(jù)調(diào)制波形發(fā)生和聚束的順序的可相互改變位置的原理，實部和虛部比特脈沖就被加到聚束網(wǎng)絡(luò)的輸入端。如前所示，如果將結(jié)果的實部看作虛部，而將符號-改變的虛部看作實部，那么將虛部比特矢量加于聚束網(wǎng)絡(luò)的操作和對實部矢量的操作是一樣的，圖12顯示了完成此項圖2需要作的修改。信源編碼20和聚束網(wǎng)絡(luò)21是一樣的，并且以同樣的比特率和抽樣率操作。偏移QPSK的修改在于開關(guān)160的加法，開關(guān)轉(zhuǎn)換實部和虛部直接到相應(yīng)的實部和虛部開關(guān)輸出，對提供給聚束器21的偶數(shù)比特而不是奇數(shù)比特，實部和虛部交換，一個反號作用于虛部輸入端以產(chǎn)生實部輸出。然后，從開關(guān)160輸出的輸出值就象前面一樣在調(diào)制波形發(fā)生器22中被濾波和上變頻，例如采用FIR濾波器。從調(diào)制波形發(fā)生器22輸出的濾波和上抽樣的輸出，是在D/A轉(zhuǎn)換器和調(diào)制器23中被D/A轉(zhuǎn)換了和被調(diào)制在所選擇的信道載波上的復(fù)數(shù)。這樣，除去開關(guān)160的加法，使用來自圖2的PSK版本的偏移QPSK的唯一差別在于上抽樣濾波器可以變窄些，因為對同樣的數(shù)據(jù)率QPSK調(diào)制的帶寬要減少，這樣，上抽樣率就可以是PSK情形中的一半，這樣偏移QPSK就提供了一個不需改變聚束網(wǎng)絡(luò)21而減少上抽樣濾波器22的計算量的方法。也可以這樣來實現(xiàn)這一點開關(guān)160可以被吸收進(jìn)圖2中的調(diào)制波形發(fā)生單元22，而上面已顯示后者可以適用于任何一種線性調(diào)制PSK、QPSK和偏移QPSK。諸如DPSK、DQPSK及ODQPSK/DOQPSK的差分調(diào)制可以由信源編碼單元20中的第一差分編碼來處理。
而另一種被稱作Pi/4-QPSK或Pi/4-DQPSK(以差分為變量)的線性調(diào)制形式在移動通信中找到了應(yīng)用，例如在美國數(shù)字蜂窩移動通信標(biāo)準(zhǔn)IS-54中。在Pi/4-QPSK中，要產(chǎn)生包括一個作為實部的偶數(shù)比特和一個作為虛部的奇數(shù)比特的2-bit(四相)符號。但是，連續(xù)的四相符號在相位上要旋轉(zhuǎn)45度，這樣，偶數(shù)編號的四相符號可能以下面四個復(fù)整數(shù)1+j、1-j、-1+j或-1-j之一，而奇數(shù)編號的符號則取四個數(shù)√2，j√2，-√2或-j√2之一?？蛇x擇地，可調(diào)節(jié)范圍，使復(fù)數(shù)矢量總是有單位長度，1+j21-j2-1+j2or-1-j2]]>對偶數(shù)符號和 1j-1 or -j 對奇數(shù)符號偶數(shù)位置比特值簡單地代表QPSK，如前面討論的那樣，奇數(shù)位置值代表QPSK與復(fù)數(shù)(1+j)/√2之積。這樣通過將所描述的聚束器版本用于QPSK，對奇數(shù)位置符號通過與(1+j)/√2相乘代表復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)動45度，再將該信號加到調(diào)制波形發(fā)生器的輸入端，本發(fā)明也可以適用于處理Pi/4以及Pi/4-QPSK。
上面已表明，一個用于傳輸天線陣列的聚束網(wǎng)絡(luò)可以用較簡單的方式來建成，方法是通過實踐本發(fā)明的改變調(diào)制波形發(fā)生和聚束的操作順序，使得聚束網(wǎng)絡(luò)只在單個比特數(shù)量上進(jìn)行操作。已經(jīng)說明這適合用于廣泛的線性調(diào)制，包括PSK、QPSK、DQPSK、ODQPSK、ODQPSK、Pi/4-QPSK、Pi/4-DQPSK以及正交和非正交的CDMA波形。本項技術(shù)的技術(shù)人員可以發(fā)現(xiàn)適用于本發(fā)明的調(diào)制波形的其它變化，而所有這些用法都被認(rèn)為屬于權(quán)利要求中確定的本發(fā)明的精神和范圍。
也可能改變一些在發(fā)明的聚束器中使用的技術(shù)，將其用于接收而不是發(fā)射，在接收過程中，多個接收天線元素接收信號+噪聲波形，該波形通常是多比特數(shù)量。但是，在基于陣列增益以增加信噪比超過歸一化值的大型陣列中，通常單個元素信號的信噪比是小于歸一化值的。當(dāng)信噪比是小于歸一化值時，所有陣列元素都是一樣的，所以就可以預(yù)先得知接收的信號部分是等幅度的，就可以在每個陣列元素后采用硬限幅信道來剔除幅度信息。硬限幅信道在其限幅IF放大器輸出端只產(chǎn)生一個二電平信號。這樣這個信號就可以被當(dāng)作單個比特數(shù)量并由前述發(fā)明的聚束器來處理。硬限幅IF信號最好采用高于信號帶寬的抽樣率抽樣，用時鐘將其瞬時值記入觸發(fā)器。IF的過零就在時間上或在最接近時鐘脈沖的相位上被量化。甚至如果這是一個相對粗糙的相位量化，在不同陣列元素信道之間的噪聲量化不被校正，而所要的信號則被校正，這就使得在聚束之后，信號與量化噪聲之比就被增強了，就象信號與熱噪聲的比率一樣。圖13顯示了采用發(fā)明的聚束器的硬限幅劫數(shù)信道的用法。
一個天線元素陣列200接收信號和噪聲，每個天線信號都被濾波、放大，隨意地被下變頻到方便的中頻，然后在接收器信道201中被限幅以產(chǎn)生二電平信號202。這些信號包括在高電平和低電平之間的轉(zhuǎn)換的精確同步的信息。由于數(shù)字邏輯電路通常不能很好地適用于混合在時間上隨機轉(zhuǎn)換的邏輯信號，這個轉(zhuǎn)變被限制只出現(xiàn)在觸發(fā)器203的抽樣時鐘的有規(guī)律的觸發(fā)時刻，不管怎樣，抽樣時鐘頻率要足夠地高，使得能夠與一個周期片段的轉(zhuǎn)換同步地存儲改變。這樣，每個元素信號的瞬時相位就可以被捕捉和量化到2-電平的數(shù)字流204，可以采用前述接受單比特量化的聚束器來混合這些信號流。也可以采用其它的捕捉相位的裝置；例如，一個粗糙的相位數(shù)字轉(zhuǎn)換器可以將相位分類到最近的四個值+/-45度或+/-135度，輸出單比特數(shù)量的代表±1±j的復(fù)數(shù)，已經(jīng)描述了一個可以接受由實的矢量±1和虛的矢量±j組成的輸入信號的聚束網(wǎng)絡(luò)，可以用來處理這樣的信號。
在諸如沒有這么大的處理增益來減小量化噪聲的較小陣列的情形中，就不可能需要使用諸如接收器信道的硬限幅的粗糙量化，在這樣的情形中，接收單元的信號可以采用已知的放大、濾波、下變頻、最后正交解調(diào)的技術(shù)將其下變頻轉(zhuǎn)換到正交基帶(I、Q信號)，然后數(shù)字化到足夠的精確以降低量化噪聲到所要求的水平。一個可選擇的數(shù)字化無線電信號以產(chǎn)生復(fù)數(shù)的方法是LOGPOLAR方法，這在美國專利第5,048,059號中已經(jīng)公布，列于此以作參考。這種對數(shù)極性方法提供與瞬時信號+噪聲的幅度的對數(shù)以及瞬時信號+噪聲相位有關(guān)的數(shù)字化的輸出，可以通過用于聚束網(wǎng)絡(luò)中的處理的反對數(shù)和余弦/正弦查詢表的裝置將這些值轉(zhuǎn)換為I、Q(相互正交的)表示。雖然發(fā)明的聚束網(wǎng)絡(luò)從原理上被設(shè)想為利用只處理單比特數(shù)量的好處，但它也可以用于處理多比特正交復(fù)數(shù)信號表示，如下面將參考圖14作的解說一樣。
多比特值(b3，b2，b1.b0)(c3，c2，c1，c0)可以代表比如接收信號集合的實部，它可以首先串行地給聚束網(wǎng)絡(luò)提供最少的有效的比特。聚束器適用于混合單比特輸入b0c0的值，以產(chǎn)生多比特輸出值S0i＝C1i·b0+.....+Cni·c0，其中的C1i是聚束/信號編號“i”的聚束系數(shù)集合。
現(xiàn)在將下一個最有效的比特b1...c1提供給聚束器，可得到輸出S1i＝C1i·b1+......+Cni·c1用一個相似的方法，也可以順序地獲得S2i和S3i，而S2i＝C1i·b2.....+Cni·c2和S3i＝C1i·b3.....+Cni·c3由于有關(guān)的有效的比特b3、b2、b1、b0和c3、c2、c1、c0的比率為8∶4∶2∶1，只需將部分結(jié)果S3i、S2i、S1i、S0I混合于這些比率之中，以獲得所需的聚束器作用于多比特值8b3+4b2+2b2+b0等等的結(jié)果，Si＝8·S3i+4·S2i+2S1i+S0i 就是所要的結(jié)果，如果聚束器300提供并行字輸出，那么就只需要使用一個復(fù)數(shù)累加器來累加連續(xù)的復(fù)數(shù)輸出S0i、S1i、S2i、S3i，每次累加之后，為了計及二進(jìn)制權(quán)重，要將累加器的實部和虛部左移。通過這個方法，用于處理單比特的發(fā)明的聚束器就可以用于處理多比特值。
當(dāng)輸入是復(fù)數(shù)時，可以使用兩個復(fù)數(shù)輸出加在一起的聚束產(chǎn)生器，也可以使用一個交替地處理實的和虛的輸入比特矢量的同樣的聚束器。例如，首先將最少的有效比特(實的)矢量加到聚束器，獲得一個輸出S0i＝R0i+I0i，并分別在實部和虛部累加器中累加，然后提供虛的LSB矢量而獲得R0i’和I0i’，在累加之前必須被j加權(quán)，表示R0i’加到虛部累加器，而I0i’則從實部累加器中減去。兩個累加器都要左移一位，再繼續(xù)處理第二最少有效比特(實的)矢量，其后跟著第二LSB(虛的)矢量，依此類推，直到得到最后的結(jié)果。即使是最合適的陣列規(guī)模，在聚束后有最合適的指示增益，實部和虛部輸入值的有效比特數(shù)不一定要大，最多4位有效比特就足夠了。這樣，由于短的字長輸入，發(fā)明的聚束器就避免了N×M個復(fù)數(shù)乘法，并且通過明智地使用預(yù)計算的查詢表甚至充分地減少了保留的加法的數(shù)量，而且在減少開銷和復(fù)雜度方面還很有利。示于圖6中的聚束器可以在不同時隙或不同信道頻率之間時間共享，處理速度允許，并且可以用來在圖8中作改動以從一個頻率到另一個頻率或從一個時隙到另一個時隙改變聚束方向。所有這些都被認(rèn)為是屬于與用于接收目的有關(guān)的權(quán)利要求的范圍。
本項技術(shù)的技術(shù)人員將會理解到，本發(fā)明可以用其它的特定形式來實施，而不離開其精髓和基本特點?，F(xiàn)在公布的實施例就可以在各個方面看作是說明性的而非限制性的。本發(fā)明的范圍由附加的權(quán)利要求指定，而不由前面的描述確定，而所有的來自同樣的意義和范圍的改變都會被認(rèn)為是包含在內(nèi)的。
權(quán)利要求
1.一個使用第二數(shù)量的天線陣列元素來發(fā)送第一數(shù)量的數(shù)字信息信號的數(shù)字聚束網(wǎng)絡(luò)，包括用來將從每個上述信息信號中選出的信息比特組合到一個比特矢量中的裝置；有一個上述比特矢量輸入端和在數(shù)量上等于上述第二數(shù)量天線元素的多個輸出端，用來處理上述比特矢量的數(shù)字處理裝置；以及與每個上述第二數(shù)量的輸出端相連的，用來產(chǎn)生供每個天線元素發(fā)送的信號的調(diào)制波形發(fā)生裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制產(chǎn)生裝置包括使用一組FIR系數(shù)的FIR濾波裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述系數(shù)產(chǎn)生一個相對于上述信息信號數(shù)據(jù)率的奈奎斯特濾波器的平方根。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置使用擴(kuò)頻碼來產(chǎn)生CDMA信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的PSK信號。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的QPSK信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的偏移QPSK信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的Pi/4-移相QPSK信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，中上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的DPSK信號。
10.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的DQPSK信號。
11.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的偏移DQPSK信號。
12.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置產(chǎn)生一個濾波了的Pi/4-移相DQPSK信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置包括“數(shù)字到模擬”轉(zhuǎn)換器。
14.根據(jù)權(quán)利要求13的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置包括“正交調(diào)制”。
15.根據(jù)權(quán)利要求13的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述“數(shù)字到模擬”轉(zhuǎn)換器包括高比特率的“Sigma-Delta調(diào)制器”。
16.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述數(shù)據(jù)處理裝置包括存儲器裝置，該存儲器用來存儲預(yù)計算的帶有由上述輸入比特矢量確定的算術(shù)符號的預(yù)測系數(shù)的部分和的查詢表。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述部分和是為上述比特矢量的上述比特的每種組合預(yù)先計算和存儲的。
18.根據(jù)權(quán)利要求16的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，數(shù)字加法器混合不止一個上述查詢表的輸出。
19.根據(jù)權(quán)利要求16的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，數(shù)字加法器是串行數(shù)字加法器。
20.根據(jù)權(quán)利要求16的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述查詢表的值與增加連續(xù)存儲器字地址中的有效比特一起存儲，上述字的不同比特代表來自幾個預(yù)計算值的相似的有效比特。
21.根據(jù)權(quán)利要求16的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述存儲器裝置更進(jìn)一步地存儲計算的不止一個上述系數(shù)的集合。
22.根據(jù)權(quán)利要求21的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，相應(yīng)于所要的系數(shù)集合的值是通過將信道地址加到上述存儲器地址輸入端從上述存儲器選擇出來的。
23.根據(jù)權(quán)利要求22的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述信道地址代表一個TDMA幀的時隙。
24.根據(jù)權(quán)利要求16的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述信道地址代表一個頻道。
25.根據(jù)權(quán)利要求1的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述數(shù)字處理裝置還有一個用于接收信道指示信號的輸入端。
26.根據(jù)權(quán)利要求25的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述信道指示信號代表一個TDMA幀的時隙。
27.根據(jù)權(quán)利要求25的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述信道指示信號代表一個頻率信道。
28.一個使用第三數(shù)量的天線陣列元素和上述第二數(shù)量的通信信道來發(fā)送第一數(shù)量乘以第二數(shù)量個數(shù)字信息信號的數(shù)字聚束網(wǎng)絡(luò)，包括用于將從每個第一數(shù)量的用來發(fā)送的信息信號中選出的一個信息比特組合于一個上述第二數(shù)量的通信信道中，并將上述選擇的比特組合到一個比特矢量中的裝置；有一個用于上述比特矢量的輸入端和多個在數(shù)量上與上述第三數(shù)量的天線元素相等的輸出端的數(shù)字處理裝置；調(diào)制波形發(fā)生裝置，它與每個上述第三數(shù)量的輸出端相連，它用來產(chǎn)生在上述通信信道中由每個天線元素發(fā)送的信號。
29.根據(jù)權(quán)利要求28的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述組合裝置連續(xù)地組合使用用于在連續(xù)通信信道中傳輸?shù)男畔⒈忍氐纳鲜霰忍厥噶?，上述?shù)字處理裝置連續(xù)地處理上述比特矢量以產(chǎn)生上述連續(xù)的輸出。
30.根據(jù)權(quán)利要求29的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置更進(jìn)一步連續(xù)地產(chǎn)生使用上述連續(xù)輸出用于在連續(xù)通信信道中傳輸?shù)男盘枴?br> 31.根據(jù)權(quán)利要求28的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述通信信道是一個TDMA幀的時隙。
32.一個采用第二數(shù)量的天線陣列元素用于發(fā)送第一數(shù)量的數(shù)字信息流的數(shù)字聚束器，包括用于從每個上述信息流中選擇一個信息比特并組合他們以產(chǎn)生一個實的比特矢量，從上述信息流中選擇另一個信息比特以產(chǎn)生一個虛的比特矢量的選擇裝置；用于處理上述實的比特矢量以為每個上述第二數(shù)量的天線元素獲得第一個實的和第一個虛的數(shù)字輸出字，并且處理上述虛的比特矢量以獲得相應(yīng)于第二數(shù)量的實的和虛的輸出字的數(shù)字處理裝置；用于為每個天線元素將與之相關(guān)的第一實的和第二虛的輸出碼字相組合，并且將與之相關(guān)的第一虛的和第二實的輸出字組合以獲得一個相應(yīng)的多比特QPSK調(diào)制符號的組合裝置；用于為每個上述天線元素處理上述QPSK調(diào)制符號以獲得一個相應(yīng)的QPSK-調(diào)制的無線電波形的調(diào)制波形發(fā)生裝置。
33.根據(jù)權(quán)利要求32的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述調(diào)制發(fā)生裝置包括使用一個FIR系數(shù)集合的FIR濾波裝置。
34.根據(jù)權(quán)利要求33的聚束網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，上述系數(shù)產(chǎn)生一個相對于上述QPSK調(diào)制符號的符號率的奈奎斯特濾波器的平方根。
35.一個采用第二數(shù)量的天線陣列元素用于發(fā)送第一數(shù)量的數(shù)字信息流的數(shù)字聚束器，包括選擇裝置，用于一次從每個上述信息流中選擇一個信息比特并組合它們以產(chǎn)生一個實的比特矢量，和用于從上述信息流中選擇另一個信息比特以用一重復(fù)序列產(chǎn)生一個虛的比特矢量；數(shù)字處理裝置，用于交替地重復(fù)處理上述實的比特矢量和虛的比特矢量以為每個上述第二數(shù)量的天線元素獲得與每個實比特矢量有關(guān)的第一實的和第一虛的數(shù)字輸出字，和獲得與每個虛的比特矢量有關(guān)的相應(yīng)數(shù)量的第二實的和第二虛的輸出字；開關(guān)裝置，用于交替地選擇第一實的數(shù)字輸出字，和上述第二虛的輸出字以產(chǎn)生一個實的OQPSK調(diào)制值的數(shù)據(jù)流，并且用來交替地選擇第二實的數(shù)字輸出字和選擇第一虛的輸出字以產(chǎn)生一個虛的OQPSK調(diào)制值的數(shù)據(jù)流；以及用來為每個上述天線元素處理上述實的和虛的DQPSK調(diào)制值以獲得一個相應(yīng)的DQPSK-調(diào)制的無線電波形的調(diào)制波形發(fā)生裝置。
36.根據(jù)權(quán)利要求35的聚束器，其特征在于，上述調(diào)制發(fā)生裝置包括使用一個FIR系數(shù)集合的FIR濾波裝置。
37.根據(jù)權(quán)利要求36的聚束器，其特征在于，上述系數(shù)產(chǎn)生一個奈奎斯特濾波器的平方根，到上述OQPSK調(diào)制符號的符號率。
38.根據(jù)權(quán)利要求32的聚束器，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置包括“數(shù)字-模擬”轉(zhuǎn)換器。
39.根據(jù)權(quán)利要求32的聚束器，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置包括“正交調(diào)制”。
40.根據(jù)權(quán)利要求38的聚束器，其特征在于，上述“數(shù)字到模擬”轉(zhuǎn)換器包括高比特率的“Sigma-Delta調(diào)制”。
41.根據(jù)權(quán)利要求32的聚束器，其特征在于，上述數(shù)據(jù)處理裝置包括存儲器裝置，該存儲器用來存儲預(yù)計算的帶有由上述輸入比特矢量確定的算術(shù)符號的預(yù)測系數(shù)的部分和的查詢表。
42.根據(jù)權(quán)利要求41的聚束器，其特征在于，上述部分和是為上述比特矢量的上述比特的每種組合預(yù)先計算和存儲的。
43.根據(jù)權(quán)利要求41的聚束器，其特征在于，數(shù)字加法器混合不止一個上述查詢表的輸出。
44.根據(jù)權(quán)利要求43的聚束器，其特征在于，數(shù)字加法器是串行數(shù)字加法器。
45.根據(jù)權(quán)利要求44的聚束器，其特征在于，上述查詢表的值與增加連續(xù)存儲器字地址中的有效比特一起存儲，上述字的不同比特代表來自幾個預(yù)計算值的相似的有效比特。
46.根據(jù)權(quán)利要求41的聚束器，其特征在于，上述存儲器裝置更進(jìn)一步地存儲計算的不止一個上述系數(shù)的集合。
47.根據(jù)權(quán)利要求46的聚束器，其特征在于，相應(yīng)于所要的系數(shù)集合的值是通過將信道地址加到上述存儲器地址輸入端從上述存儲器選擇出來的。
48.根據(jù)權(quán)利要求47的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一個TDMA幀的時隙。
49.根據(jù)權(quán)利要求47的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一個頻道。
50.根據(jù)權(quán)利要求32的聚束器，其特征在于，上述數(shù)字處理裝置有一個更進(jìn)一步的用于接收信道指示信號的輸入端。
51.根據(jù)權(quán)利要求50的聚束器，其特征在于，上述信道指示信號代表一個TDMA幀的時隙。
52.根據(jù)權(quán)利要求50的聚束器，其特征在于，上述信道指示信號代表一個頻道。
53.根據(jù)權(quán)利要求35的聚束器，其特征在于，上述調(diào)制波形發(fā)生裝置包括“數(shù)字到模擬”轉(zhuǎn)換器。
54.根據(jù)權(quán)利要求35的聚束器，其中上述調(diào)制波形發(fā)生裝置包括“正交調(diào)制”。
55.根據(jù)權(quán)利要求53的聚束器，其中上述“數(shù)字到模擬”轉(zhuǎn)換器包括高比特率的“Sigma-Delta調(diào)制”。
56.根據(jù)權(quán)利要求35的聚束器，其中上述數(shù)據(jù)處理裝置包括存儲器裝置，該存儲器用來存儲預(yù)計算的帶有由上述輸入比特矢量確定的算術(shù)符號的預(yù)測系數(shù)的部分和的查詢表。
57.根據(jù)權(quán)利要求56的聚束器，其特征在于，上述部分和是為上述比特矢量的上述比特的每種組合預(yù)先計算和存儲的。
58.根據(jù)權(quán)利要求56的聚束器，其特征在于，數(shù)字加法器混合不止一個上述查詢表的輸出。
59.根據(jù)權(quán)利要求58的聚束器，其特征在于，數(shù)字加法器是串行數(shù)字加法器。
60.根據(jù)權(quán)利要求59的聚束器，其特征在于，上述查詢表的值與增加連續(xù)存儲器字地址中的有效比特一起存儲，上述字的不同比特代表來自幾個預(yù)計算值的相似的有效比特。
61.根據(jù)權(quán)利要求56的聚束器，其特征在于，上述存儲器裝置更進(jìn)一步地存儲計算的不止一個上述系數(shù)的集合。
62.根據(jù)權(quán)利要求61的聚束器，其特征在于，相應(yīng)于所要的系數(shù)集合的值是通過將信道地址加到上述存儲器地址輸入端從上述存儲器選擇出來的。
63.根據(jù)權(quán)利要求62的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一個TDMA幀的時隙。
64.根據(jù)權(quán)利要求62的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一個頻率信道。
65.根據(jù)權(quán)利要求35的聚束器，其特征在于，上述數(shù)字處理裝置有一個更進(jìn)一步的用于接收信道指示信號的輸入端。
66.根據(jù)權(quán)利要求65的聚束器，其特征在于，上述信道指示信號代表一個TDMA幀的時隙。
67.根據(jù)權(quán)利要求65的聚束器，其特征在于，上述信道指示信號代表一個頻率信道。
68.一個采用第二數(shù)量的天線陣列元素用于接收第一數(shù)量的數(shù)字信息流的數(shù)字聚束器，包括每個上述天線元素接收器裝置包括濾波裝置、放大裝置和用于產(chǎn)生二電平信號的硬限幅裝置；數(shù)字處理裝置，它包括相應(yīng)于上述第二數(shù)量的天線元素的多個輸入端，它計算出相應(yīng)于上述第一數(shù)量的信號的多個輸出；定時裝置，它用來為同時地加到上述數(shù)字處理器的上述諸輸入端而選擇出上述二電平信號，并用于從上述數(shù)字處理器選擇上述輸出以代表上述信息信號。
69.根據(jù)權(quán)利要求68的聚束器，其特征在于，上述接收裝置更進(jìn)一步包括下變頻裝置。
70.一個采用第二數(shù)量的天線陣列元素用于接收第一數(shù)量的數(shù)字信息流的數(shù)字聚束器，包括每個上述天線元素接收器裝置包括濾波裝置、放大裝置和用來產(chǎn)生兩個量化的、放大的接收信號—一個實的符號比特和一個虛的符號比特的量化裝置；數(shù)字處理裝置，它包括相應(yīng)于上述第二數(shù)量的天線元素的多個輸入端，它計算出相應(yīng)于上述第一數(shù)量的信號的多個輸出；定時裝置，它用來為同時加到上述數(shù)字處理器的上述諸輸入端而選擇實的符號比特，交替地作用于上述虛部比特，以此來為上述數(shù)量的數(shù)字處理器輸出獲得第一實的和第一虛的值，交替地得到第二實的和第二虛的值；組合裝置，它用來將上述第一實的值與上述第二虛的值混合，將上述第一虛的值與上述第一實的值混合，為每個上述信息信號獲得一個相應(yīng)的復(fù)數(shù)代表值。
71.一個采用第二數(shù)量的天線陣列元素用于接收第一數(shù)量的數(shù)字信息流的數(shù)字聚束器，包括每個上述天線元素接收器裝置包括濾波裝置、放大裝置和用來產(chǎn)生量化的實的二進(jìn)制值和量化的虛的二進(jìn)制值的復(fù)數(shù)數(shù)字到模擬的轉(zhuǎn)換裝置；數(shù)字處理裝置，它包括相應(yīng)于上述第二數(shù)量的天線元素的多個輸入端，它計算出相應(yīng)于上述第一數(shù)量的信號的多個輸出；定時裝置，它用來瞬時地作用于上述數(shù)字處理器的上述輸入端以選擇相應(yīng)的有效比特，交替地從上述虛的值選擇相應(yīng)的有效比特，以此來為上述數(shù)量的數(shù)字處理器輸出獲得第一實的和第一虛的值，交替地得到第二實的和第二虛的值；累加裝置，它用來累加上述第一實的值和上述第二虛的值，考慮到上述選擇的有效比特，獲得實的累加值，而第一虛的值與第一實的值累加，同樣地獲得虛的累加值，所得到的上述實的和上述累加值對應(yīng)于每個上述數(shù)字處理器的輸出端，代表每個上述信息信號的復(fù)數(shù)抽樣值。
72.一個用來執(zhí)行一個多比特值與一個多比特系數(shù)矩陣相乘的改進(jìn)了的裝置，包括存儲器裝置，它用來存儲預(yù)計算的上述系數(shù)的混合，這相應(yīng)于同一行的系數(shù)相加或相減；尋址裝置，它用地址來對上述存儲裝置尋址，該地址由選自多比特值的上述矢量的每個元素的有效比特組成；當(dāng)該存儲裝置順序地用增加有效比特而產(chǎn)生的地址來尋址時，就可以從上述存儲裝置得到用于累加輸出的累加裝置，該累加裝置包括移位裝置，其目的是在上述增加有效位時，確保上述存儲裝置的輸出的累加。
全文摘要
本發(fā)明公開了一個采用第二個數(shù)量的天線陣列元素來發(fā)送第一數(shù)量數(shù)據(jù)信息信號的數(shù)據(jù)聚束網(wǎng)絡(luò)。匯集裝置被用來將從每個信息信號中選出來的一個信息比特集合到一個比特矢量之中。數(shù)據(jù)處理器有一個接收該比特矢量的輸入端和許多等于第二數(shù)量的天線元素的輸出端,并且處理該比特矢量。最后,調(diào)制波形發(fā)生器接到每個第二數(shù)量輸出端產(chǎn)生被每個天線元素發(fā)送的信號。
文檔編號H04B7/02GK1209234SQ96199917
公開日1999年2月24日 申請日期1996年11月12日 優(yōu)先權(quán)日1995年12月7日
發(fā)明者P·W·登特 申請人:艾利森公司