專利名稱：離散多音調(diào)制信號中干擾補償?shù)姆椒ê蛯嵤┰摲椒ǖ碾娐返闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒?，其中采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且每個載頻具有一個信號矢量，并涉及一種用于對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾茫渲胁捎秒x散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號在頻段中具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量。
離散多音調(diào)制(DMT)也被稱作多載波調(diào)制，是一種調(diào)制方法，該調(diào)制方法特別適用于在線性失真的信道上進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。與諸如調(diào)幅等只具有一個載頻的所謂單載波方法相比，離散多音調(diào)制應(yīng)用多個載頻。根據(jù)正交調(diào)幅(QAM)對每個載頻的振幅和相位進(jìn)行調(diào)制。因此可以得到多個正交調(diào)幅調(diào)制的信號。其中每個載頻可以傳輸一定數(shù)量的比特。離散多音調(diào)制例如可用于被稱作正交頻分多路復(fù)用(OFDM)的數(shù)字無線電廣播DAB(數(shù)字音頻廣播)和用于在被稱作非對稱數(shù)字用戶線路(ASDL)的電話線路上進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。
就非對稱數(shù)字用戶線路而言，利用離散多音調(diào)制的信號數(shù)據(jù)被從交換局經(jīng)電話網(wǎng)傳輸給模擬連接的用戶。其中，由ETSI-和ANSI-標(biāo)準(zhǔn)確定出每個載頻具有4kHz帶寬并且最高傳輸達(dá)15Bit/s/Hz(比特/秒/赫)。其中每個載頻的實際Bit/s/Hz的數(shù)量可以不同，從而可以使數(shù)據(jù)速率和發(fā)送頻譜與傳輸信道匹配。
一個離散多音調(diào)制-傳輸系統(tǒng)具有一個編碼器，該編碼器將有待傳輸?shù)拇袛?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號組合成塊。分配給塊中的特定的比特數(shù)量是一個復(fù)數(shù)。該復(fù)數(shù)表示當(dāng)離散多音調(diào)制的i＝1、2、……N/2時的載頻fi＝i/T，其中所有的載頻fi等距離分布。T為一個塊的時間長度。通過反向傅立葉變換由信號矢量表示的載頻被轉(zhuǎn)換成時域并直接表示一個待發(fā)送的離散多音調(diào)制信號在該時域內(nèi)的N取樣值。為了可以應(yīng)用快速反向傅立葉變換，選用二的冪作為N。
經(jīng)反向快速傅立葉變換后加入循環(huán)標(biāo)序，其中取樣值最后的M(M＜N)在此“懸掛”在塊的始端。因此，當(dāng)傳輸信道產(chǎn)生的起振過程在與一定時間T·M/N相符的M取樣值后衰減時，接收機將會受到周期信號的欺騙。由于在解調(diào)后接收機內(nèi)僅需要與傳輸信道的反向傳輸函數(shù)相乘，以便消除傳輸信道的線性失真，所以利用循環(huán)-標(biāo)序可以大幅度地降低接收機中的補償代價。對此將需要對每個載頻進(jìn)行多次或四次實數(shù)相乘。
就非對稱數(shù)字用戶線路而言，傳輸信道是兩線線路(雙銅芯線)。兩線線路與塊的長度對應(yīng)需要較長時間的起振過程。另外，由循環(huán)標(biāo)序占用的附加的傳輸容量應(yīng)盡可能的少。
在N＝512的塊長度時，確定非對稱用戶線路中的循環(huán)標(biāo)序M＝32。但在M＝32的值后兩線線路的起振過程尚未被衰減。因此，在接收機中將產(chǎn)生干擾，而采用頻段補償器是不可能消除所述干擾的。
在接收機中利用特殊的信號處理措施是可以減少這類干擾的。
為此將一時域補償器(TDEQ＝時域均衡器)前置于解調(diào)器。時域補償器是一個數(shù)字橫向濾波器，其系數(shù)是可調(diào)的。時域補償器的任務(wù)在于縮短傳輸信道的起振過程。因此數(shù)字橫向濾波器的脈沖響應(yīng)值應(yīng)盡可能小于循環(huán)標(biāo)序的M取樣值。有關(guān)這類時域補償器的設(shè)計方案請參見N·艾爾-達(dá)希爾、J·M·喬菲所著的“對多載波收發(fā)信機的有限長度均衡”，電氣和電子工程師學(xué)會通信會刊，44卷，第一期，1996年1月(Al-Dhahir，N.，Cioffi，J.M.，“Optimum finite-Length equalization for MulticarrierTranceivers”，IEEE Trans.On Comm.，Vol.44，No.1，Jan.1996)。但該方案的缺點在于，由于系數(shù)數(shù)量很大(20至40個系數(shù))，因而將導(dǎo)致對時域補償器必須付出額外的高的電路代價，所述時域補償器在此是作為時域補償器采用的數(shù)字橫向濾波器。這種時域補償器的另一個缺點是計算代價過高，在濾波長度為20至40個系數(shù)時每秒要進(jìn)行50至100百萬次乘法運算并因而也造成電路代價相應(yīng)較高。另外為與數(shù)字橫向濾波器進(jìn)行適配必須對每個系數(shù)進(jìn)行調(diào)整。
所以本發(fā)明的技術(shù)問題在于，提出一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒ê鸵环N用于實施此方法的電路布置，所述方法及所述電路布置作為時域均衡器需要為電路付出的代價較小并且用簡單的和快速的算法及簡單的電路即可實現(xiàn)。
該技術(shù)問題的解決方案如下-一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒ǎ渲胁捎秒x散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量，其中由一個基準(zhǔn)信號矢量，該基準(zhǔn)信號矢量是多個信號矢量中的一個信號矢量，產(chǎn)生一誤差信號矢量，將誤差信號矢量與多個信號矢量的其它信號矢量中的每一個相加，實現(xiàn)對干擾的補償，和將一組可調(diào)系數(shù)分配給除了基準(zhǔn)信號矢量外的多個信號矢量中的每個信號矢量，相加前將誤差信號矢量與所述系數(shù)相乘；或-一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒?，其中采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量，其中由一個基準(zhǔn)信號矢量，該基準(zhǔn)信號矢量是多個信號矢量中的一個信號矢量，產(chǎn)生一誤差信號矢量，由誤差信號矢量近似計算出多個其它信號矢量的干擾，和將計算出的干擾減去多個信號矢量中的某個信號矢量，以實現(xiàn)對干擾的補償；和-一種用于補償在采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾的電路布置，其中在頻段內(nèi)采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量，其中一基準(zhǔn)信號矢量被輸送給第一判定電路，該判定電路將基準(zhǔn)信號矢量形成離散值基準(zhǔn)信號矢量，一用于形成誤差信號矢量的減法器電路將基準(zhǔn)信號矢量與離散值基準(zhǔn)信號矢量相減，誤差信號矢量被輸送給多個加法器，所述加法器將誤差信號矢量與除了基準(zhǔn)信號矢量以外的每個其它的信號矢量相加，和乘法器電路前置于每個加法器，乘法器電路將誤差信號矢量與可調(diào)系數(shù)相乘。
本發(fā)明涉及一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒ā２捎秒x散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且每個載頻具有一個信號矢量。由一個基準(zhǔn)信號矢量，該基準(zhǔn)信號矢量是多個信號矢量中的一個信號矢量，產(chǎn)生一誤差信號矢量。誤差信號矢量與多個信號矢量的其它信號矢量中的每一個相加，實現(xiàn)對干擾的補償。將一組可調(diào)系數(shù)分配給除了基準(zhǔn)信號矢量外的多個信號矢量中的每個信號矢量，相加前將誤差信號矢量與所述系數(shù)相乘。在本方法的一個優(yōu)選的簡單步驟中，計算出誤差信號并且在另一簡單的步驟中與其它的載頻相加。由于每個載頻的干擾相互關(guān)聯(lián)，所以由一載頻足以計算出誤差信號。本方法與時域補償器相反可以以非常簡單的算法加以實現(xiàn)。
特別優(yōu)選的是根據(jù)具有分配給可調(diào)系數(shù)的信號矢量的載頻的傳輸條件對可調(diào)系數(shù)進(jìn)行適配。優(yōu)選通過該適配實現(xiàn)對在信號矢量中含有的干擾的較為充分的抑制。
在一優(yōu)選的實施方式中采用均方誤差算法對可調(diào)系數(shù)進(jìn)行調(diào)整。
優(yōu)選將基準(zhǔn)信號矢量形成一離散值基準(zhǔn)信號矢量并且將離散值基準(zhǔn)信號矢量減去基準(zhǔn)信號矢量，形成誤差信號矢量。
另外，本發(fā)明涉及一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾?，其中在頻段內(nèi)采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量。一基準(zhǔn)信號矢量被輸送給第一判定電路，該判定電路將基準(zhǔn)信號矢量形成離散值基準(zhǔn)信號矢量，一用于形成誤差信號矢量的減法器電路將基準(zhǔn)信號矢量與離散值基準(zhǔn)信號矢量相減。誤差信號矢量被輸送給多個加法器，所述加法器將誤差信號矢量與除了基準(zhǔn)信號矢量以外的每個其它的信號矢量相加。乘法器電路前置于多個加法器中的每個加法器，乘法器電路將第一誤差信號矢量與可調(diào)系數(shù)相乘。
特別優(yōu)選的是選用二的冪作為調(diào)節(jié)參數(shù)，因此可以通過一簡單的移位寄存器實現(xiàn)可調(diào)系數(shù)的調(diào)整。
本發(fā)明還涉及一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒?，其中由誤差信號矢量近似計算出多個其它信號矢量的干擾，和將計算出的干擾減去多個信號矢量的某個信號矢量，以實現(xiàn)對干擾的補償。其中有益的是不必對系數(shù)進(jìn)行適配調(diào)整。因此不會出現(xiàn)適配過程中的會聚問題。
下面將對本發(fā)明的其它優(yōu)點、特征和應(yīng)用對照實施例并結(jié)合附圖加以說明。圖中示出

圖1為對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾玫牡谝粚嵤├?br> 圖2為用于形成誤差信號權(quán)重系數(shù)的電路布置的實施例；圖3為在判定器輸入端上的信噪比的曲線圖；和圖4為對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾玫牡诙嵤├?br> 圖1示出對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾玫牡谝粚嵤├Ｒ粋€串并行轉(zhuǎn)換器1對一采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號IN的數(shù)字值進(jìn)行接收。串并行轉(zhuǎn)換器1將輸送的數(shù)字取樣值組成塊，其中一個塊具有N個并行信號，所述信號被輸送給解調(diào)器2。其中N應(yīng)是二的冪。
解調(diào)器2是一個快速傅立葉變換器，該傅立葉變換器將時域內(nèi)的輸送的N個并行信號轉(zhuǎn)換成頻段內(nèi)的n個載頻f0-fn，其中在進(jìn)行離散多音調(diào)制時對每個載頻用正交調(diào)幅(QAM)進(jìn)行調(diào)制。每個載頻具有一個信號矢量20a、20b至2na、2nb。
例如在具有其頻率間隔分別為4.3125kHz的256個載頻的非對稱數(shù)字用戶線路上，應(yīng)用相當(dāng)于30.186kHz-1078.125kHz頻譜的載頻7至250個。
每個信號矢量具有兩個分別構(gòu)成一個復(fù)數(shù)的實數(shù)部分和虛數(shù)部分的因素。復(fù)數(shù)的數(shù)值和相位與載有正交調(diào)幅調(diào)制的信號的載頻(頻道、路)相符。
與多個信號矢量及載頻相符設(shè)置有n個頻段補償器30、……3n(FDEQ＝頻分均衡器)對信號矢量進(jìn)行補償。頻段補償器用于進(jìn)行信號矢量的信道補償。為此，每個頻段補償器與傳輸信道的對一載頻具體的傳輸特性適配。分別有一經(jīng)修正的信號矢量a0、b0及an、bn加在每個頻段補償器的輸出端上。
分別有一判定電路40或4n后置于每個頻段補償器30……3n。由判定電路判定，在用正交調(diào)幅調(diào)制(QAM)的載頻的信號狀況空間內(nèi)的哪種信號狀況屬于一所加的信號矢量。信號狀況與一離散值的信號矢量相符，所述離散值的信號矢量具有一離散值的振幅和一離散值的相位。一個通過傳輸盡可能少的受到干擾的信號矢量是將一信號矢量具體的分配給離散值的信號矢量的關(guān)鍵。
分別有一譯碼電路50或5n后置于每個判定電路40……4n。譯碼電路由所加入的離散值信號矢量譯碼成在信號矢量內(nèi)含有的二進(jìn)制信號輸出OUT0至OUTn。
可以以任何一個信號矢量a0、b0作為基準(zhǔn)信號矢量。由第一判定電路40將基準(zhǔn)信號矢量轉(zhuǎn)換成一離散值基準(zhǔn)信號矢量an’、b0’。所述基準(zhǔn)信號矢量被用于修正所有其它的信號矢量。此點基于各信號矢量之間的關(guān)聯(lián)是可以實現(xiàn)的。
由基準(zhǔn)信號矢量產(chǎn)生一誤差信號矢量，該誤差信號矢量用于對所有其它的信號矢量進(jìn)行修正。為此，基準(zhǔn)信號矢量的實數(shù)部分a0和離散值實數(shù)部分a0’被輸送給第一減法器電路6并相減。復(fù)數(shù)的實數(shù)部分Δa0加在第一減法器電路6的輸出端，該復(fù)數(shù)構(gòu)成在信號矢量中含有Δa0、Δb0的誤差信號?；鶞?zhǔn)信號矢量的虛數(shù)部分Δb0和離散值虛數(shù)部分Δb0’與實數(shù)部分相符被輸送給第二減法電路7。復(fù)數(shù)的虛數(shù)部分Δb0加在第二減法電路的輸出端，該復(fù)數(shù)構(gòu)成在誤差信號矢量中含有Δa0、Δb0的誤差信號。
由基準(zhǔn)信號矢量項求出誤差信號矢量項的公式如下Δa0＝Δa0－Δa’0和Δb0＝Δb0－Δb’0誤差信號矢量Δa0、Δb0與有待修正的信號矢量適配并與一等于有待修正的頻道的信號矢量相加，從而實現(xiàn)修正。
下面將以一任意的與信號矢量an、bn相符的頻道為例對該方法加以說明。根據(jù)本方法對除了具有基準(zhǔn)信號矢量的頻道外的每個頻道進(jìn)行修正。
誤差信號矢量的實數(shù)部分Δa0被加入一第一乘法器電路8并同時加入一第二乘法器電路11。第一乘法器電路8用第一系數(shù)Caan乘以誤差信號矢量的實數(shù)部分Δa0。第二乘法器電路11用第二系數(shù)Cabn乘以誤差信號矢量的實數(shù)部分Δa0。
誤差信號矢量的虛數(shù)部分Δb0被加入第三乘法器電路9并同時加入第四乘法器電路10。第三乘法器電路9用第三系數(shù)Cban乘以誤差信號矢量的虛數(shù)部分Δb0。第四乘法器電路10用第四系數(shù)Cbbn乘以誤差信號矢量的虛數(shù)部分Δb0。
第一乘法器電路8和第三乘法器電路9的輸出信號被輸送給第一加法器電路12。加在頻段補償器3n輸出端上的信號矢量的實數(shù)部分an同樣被輸送給第一加法器電路12。第一加法器電路將三個輸送的信號相加成一個對誤差修正的信號矢量的實數(shù)部分an*。
第二乘法器電路和第四乘法器電路的輸出信號被輸送給一第二加法器電路13。另外，加在第二頻段補償器3n輸出端上的信號矢量的虛數(shù)部分bn被輸送給第二加法器電路13。信號矢量的一經(jīng)誤差修正的虛數(shù)部分bn*加在將三個輸送的信號相加的第二加法器電路13的輸出端上。
上述方法的表達(dá)式如下an*＝an＋Caan·Δa0＋Cban·Δb0bn*＝bn＋Cabn·Δa0＋Cbbn·Δb0信號矢量的誤差經(jīng)修正的實數(shù)部分an*和誤差經(jīng)修正的虛數(shù)部分bn*被輸送給第二判定電路4n，該判定電路將經(jīng)誤差修正的實數(shù)部分an*和經(jīng)誤差修正的虛數(shù)部分bn*轉(zhuǎn)換成一離散值信號矢量an*’、bn*’的離散值實數(shù)部分an*’及離散值虛數(shù)部分bn*’。
離散值信號矢量an*’、bn*’被輸送給第二譯碼器電路5n。第二譯碼器電路5n將輸入的信號矢量譯碼成信號。
采用該方法時，除了基準(zhǔn)信號矢量，對每個信號矢量根據(jù)有待修正的頻道對誤差信號矢量進(jìn)行加權(quán)并且該將誤差信號矢量與表示頻道的信號矢量相加。
對用于對誤差信號矢量加權(quán)的權(quán)重系數(shù)Caan、Cban、Cabn和Cbbn可以采用用于減少誤差的疊代算法，例如采用均方誤差算法逐步進(jìn)行調(diào)整(其中k表示離散時間點)Caan(k)＝Caan(k－1)－g·Δa0(k)·Δan(k)Cbbn(k)＝Cbbn(k－1)－g·Δb0(k)·Δbn(k)Cabn(k)＝Cabn(k－1)－g·Δa0(k)·Δbn(k)(1)Cban(k)＝Cban(k－1)－g·Δb0(k)·Δan(k)在根據(jù)公式(1)計算權(quán)重系數(shù)Caan、Cban、Cabn和Cbbn時既要采用基準(zhǔn)信號矢量的誤差信號矢量Δa0、Δb0，又要采用有待修正的第n條頻道的誤差信號矢量Δan、Δb0。其中根據(jù)基準(zhǔn)頻道的誤差信號矢量求出有待修正的第n條頻道的誤差信號矢量Δan、Δb0。
如果僅需對較低頻段的信號矢量消除干擾，則采用對稱的權(quán)重系數(shù)Caan、Cban、Cabn和Cbbn的簡單的算法足以敷用。例如應(yīng)用前置于解調(diào)器2和串并行轉(zhuǎn)換器1的時域補償器時就是此情況。這時對時域補償器的要求要低于對沒有干擾補償功能的時域補償器的要求。此時的權(quán)重系數(shù)Caan、Cban、Cabn和Cbbn的計算公式如下Cbbn(k)＝Caan(k－1)Cban(k)＝-Cabn(k－1)通過權(quán)重系數(shù)的對稱可以有益地減少存儲權(quán)重系數(shù)所需的存儲空間。
在此情況下用于調(diào)整的算法如下Caan(k)＝Caan(k－1)－g·(Δa0(k)·Δan(k)＋Δb0(k)·Δbn(k))(2b)Cabn(k)＝Cabn(k－1)－g·(Δa0(k)·Δbn(k)－Δb0(k)·Δan(k))在圖2中所示的電路布置用于根據(jù)公式(1)的均方誤差算法計算權(quán)重系數(shù)Caan、Cban、Cabn和Cbbn。
每個電路布置都具有一個第一乘法器100，該乘法器將基準(zhǔn)頻道的誤差信號矢量的實數(shù)部分Δa0及虛數(shù)部分Δb0與由有待修正的頻道求出的誤差信號矢量的實數(shù)部分Δan及虛數(shù)部分Δbn相乘。
一后置于第一乘法器100的第二乘法器101將第一乘法器100的結(jié)果與調(diào)節(jié)參數(shù)g相乘，該調(diào)節(jié)參數(shù)是在電路方框102中形成的。
為對乘法進(jìn)行簡化，選用二的冪2-μ作為調(diào)節(jié)參數(shù)g。因此第二乘法器101可以應(yīng)用一個簡單的移位寄存器。
另外的簡化是采用如下方式實現(xiàn)的，對誤差信號矢量的實數(shù)部分Δai和虛數(shù)部分Δbi僅應(yīng)用正負(fù)號(此點也適用于根據(jù)公式(2b)的簡化算法)。從而，可以將第一次乘法100簡化成一位-運算。
第二乘法器101的輸出信號被輸送給比較器103的負(fù)輸入端，比較器的輸出通過一延遲網(wǎng)絡(luò)104被反饋到正輸入端。
圖3示出采用各種用于補償每個判定電路40……4n輸入端上的干擾的方法時的信噪比。在沒有時域補償器和干擾抑制時在約1.1MHz的頻段上可實現(xiàn)-40至約-20分貝的信噪比。而在采用本發(fā)明的用于補償干擾(干擾抑制)的方法時可實現(xiàn)-70至約-45分貝的信噪比，這相當(dāng)于平均改善25至30分貝。應(yīng)用一具有32個系數(shù)并前置于解調(diào)器2的時域補償器可以實現(xiàn)-70至約-50分貝的信噪比。
圖4示出對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾玫牡诙嵤├?。其中對所有與第一實施例的元器件相同的元器件用相同的附圖標(biāo)記加以標(biāo)示。
下面將對第一實施例與第二實施例之間的區(qū)別加以說明。
基準(zhǔn)信號矢量的誤差信號矢量Δa0、Δb0被饋送給裝置200，該裝置將誤差信號矢量與有待修正的頻道適配。
為此，首先由誤差信號矢量計算出誤差頻率特性的參數(shù)，所述參數(shù)用于對其它頻道的修正。
在將電路布置視作一個二階系統(tǒng)時，用下面的等式計算出在頻率特性補償器后每個頻道的干擾及誤差的頻率特性Fehlern=(c1+c2·zn)·FEQnFEQ_modn]]>式中n 頻道系數(shù)Fehlern第n條頻道的誤差ZnZn＝ejωn-Ta，其中Ta為取樣時間(例如在2.208MHz的非對稱數(shù)字用戶線路上)FEQn第n條頻道的頻段補償器系數(shù)FEQ-modn第n條頻道的變型的頻段補償器的系數(shù)，其中FEQn利用一反向傅立葉變換被轉(zhuǎn)換成頻段并且其中位于循環(huán)-標(biāo)序內(nèi)的脈沖響應(yīng)的部分被“剪切”利用下面的等式由基準(zhǔn)頻道-例如第0條頻道計算出參數(shù)c1和c2Fehler0=(c1+c2·z0)·FEQ0FEQ_mod0]]>鑒于該等式較為復(fù)雜，所以有兩個等式，即一個實數(shù)等式和一個虛數(shù)等式，用于計算兩個未知的參數(shù)c1和c2。利用該等式可以為每條其它的頻道分析計算出誤差頻率特性并用于修正某條頻道。采用該方法其優(yōu)點是傳輸時不需要對系數(shù)進(jìn)行適配調(diào)整。僅需要由基準(zhǔn)頻道計算出參數(shù)c1和c2并隨之計算出其它頻道的誤差頻率特性。因此，由于節(jié)省了適配調(diào)整時間，因而不會出現(xiàn)會聚問題。
在計算出每條頻道的參數(shù)c1和c2和誤差頻率特性后，在頻段補償器前進(jìn)行修正時用1/FEQ-mod對裝置200中的誤差信號矢量加以變型，或在頻段補償器后進(jìn)行修正時用FEQ/FEQ-mod對裝置200中的誤差信號矢量加以變型。
接著將經(jīng)采用此方式適配的誤差信號矢量利用加法器電路201和202與第n條頻道相加，以便實現(xiàn)對干擾的補償。
權(quán)利要求
1.一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒ǎ渲胁捎秒x散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量(a0、b0至an、bn)，其特征在于，-由一個基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)，該基準(zhǔn)信號矢量是多個信號矢量(a0、b0至an、bn)中的一個信號矢量，產(chǎn)生一誤差信號矢量(Δa0、Δb0)，-將誤差信號矢量與多個其它的信號矢量(Δan、Δbn)中的每一個相加(12、13)，實現(xiàn)對干擾的補償，和-將一組可調(diào)系數(shù)(Caan、Cban、Cabn、Cbbn)分配給除了基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)外的多個信號矢量(a0、b0至an、bn)中的每個信號矢量，相加(12、13)前將誤差信號矢量(Δa0、Δb0)與所述系數(shù)相乘。
2.按照權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，可調(diào)系數(shù)(Caan、Cban、Cabn、Cbbn)根據(jù)載頻的傳輸條件進(jìn)行適配，所述傳輸條件具有分配給可調(diào)系數(shù)的信號矢量(an、bn)。
3.按照權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，采用疊代算法對可調(diào)系數(shù)(Caan、Cban、Cabn、Cbbn)進(jìn)行調(diào)整，將誤差減少到最小程度。
4.按照權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，采用均方誤差算法對可調(diào)系數(shù)(Caan、Cban、Cabn、Cbbn)進(jìn)行調(diào)整。
5.按照上述權(quán)利要求中任一項所述的方法，其特征在于，由基準(zhǔn)信號矢量形成離散值基準(zhǔn)信號矢量(a0’、b0’)，并且離散值基準(zhǔn)信號矢量(a0’、b0’)減去(6、7)基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)，形成誤差信號矢量(Δa0、Δb0)。
6.一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)碾娐凡贾?，其中采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號在頻段內(nèi)具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量(a0、b0至an、bn)，其特征在于，-一基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)被輸送給第一判定電路(40)，該判定電路將基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)形成離散值基準(zhǔn)信號矢量(a0’、b0’)，-一用于形成誤差信號矢量(Δa0、Δb0)的減法器電路(6、7)將基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)與離散值基準(zhǔn)信號矢量(a0’、b0’)相減，-誤差信號矢量(Δa0、Δb0)被輸送給多個加法器(12、13)，所述加法器將誤差信號矢量(Δa0、Δb0)與除了基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)以外的每個其它的信號矢量(an、bn)相加，和-乘法器電路(8、9、10、11)前置于每個加法器(12、13)，乘法器電路將誤差信號矢量(Δa0、Δb0)與可調(diào)系數(shù)(Caan、Cban、Cabn、Cbbn)相乘。
7.按照權(quán)利要求6所述的電路布置，其特征在于，采用調(diào)節(jié)參數(shù)(102)對可調(diào)系數(shù)(Caan、Cban、Cabn、Cbbn)進(jìn)行調(diào)整。
8.按照權(quán)利要求7所述的電路布置，其特征在于，選用一個二的冪作為調(diào)節(jié)參數(shù)(102)。
9.一種對采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒?，其中采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且其中每個載頻具有一個信號矢量(a0、b0至an、bn)，其特征在于，-由一個基準(zhǔn)信號矢量(a0、b0)，該基準(zhǔn)信號矢量是多個信號矢量(a0、b0至an、bn)中的一個信號矢量，產(chǎn)生一誤差信號矢量(Δa0、Δb0)，-由誤差信號矢量(Δa0、Δb0)近似計算出多個其它信號矢量(an、bn)的干擾，和-將計算出的干擾減去(12、13)多個信號矢量(an、bn)的某個信號矢量，以實現(xiàn)對干擾的補償。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種對在采用離散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號中的干擾進(jìn)行補償?shù)姆椒ā２捎秒x散多音調(diào)制產(chǎn)生的信號具有多個載頻并且每個載頻具有一個信號矢量。由是多個信號矢量中的一個信號矢量的基準(zhǔn)信號矢量產(chǎn)生一誤差信號矢量。該誤差信號矢量與多個信號矢量中的每一個其它的信號矢量相加,實現(xiàn)對干擾的補償。對除基準(zhǔn)信號矢量以外的多個信號矢量中的每一個信號矢量分配有一組可調(diào)系數(shù),在相加前誤差信號矢量與該系數(shù)相乘。
文檔編號H04L25/03GK1328739SQ99813695
公開日2001年12月26日 申請日期1999年11月17日 優(yōu)先權(quán)日1998年11月24日
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