基于二維插值的信道估計方法和系統(tǒng)的制作方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明涉及通信技術領域，特別是涉及一種基于二維插值的信道估計方法和系 統(tǒng)。
【背景技術】
[0002] 在LTE標準中，下行采取正交頻分復用（0FDM)調制，上行采取單載波頻分多址 (SC-FDMA)調制方式。0FDM是一種多載波調制方式，通過減小和消除碼間串擾的影響來克 服信道的頻率選擇性衰落，其基本原理是將信號分割為N個子信號，然后用N個子信號分別 調制N個相互正交的子載波。由于子載波的頻譜相互重疊，因而可以得到較高的頻譜效率。
[0003] 無線信道的多徑時延擴展造成的符號間干擾（ISI)嚴重地限制了無線信道上的 數(shù)據傳輸率，而0FDM技術能有效地抑制符號間干擾，所以得到廣泛重視.由于0FDM對各 子載波間的正交性要求，使得0FDM系統(tǒng)的收發(fā)雙方必須嚴格同步（包括載波同步、采樣時 鐘同步），同時必須有足夠精確的信道估計.由于無線信道的時變性，大多數(shù)0FDM系統(tǒng)都 采用了基于導頻訓練信號的信道估計方法，即利用插入已知的導頻信號進行信道粗估計， 然后通過插值方法求出信道的全響應。
[0004] 基于導頻輔助的信道估計由于具有簡單、精確和高穩(wěn)定性等特點，成為0FDM最常 用的信道估計方式。所謂導頻是一些特殊的數(shù)據，接收端已知這些數(shù)據的位置和數(shù)值。將 這些數(shù)據按照一定的原則插入到原始數(shù)據中，然后隨原始數(shù)據一起進行IDFT變換。在接 收端，經過采樣和DFT變換后，利用插入已知的導頻信號進行信道粗估計，然后通過某種 處理手段（如插值、濾波）求出信道的全響應，從而對接收信號進行均衡，提高系統(tǒng)性能。
[0005] 由于0FDM系統(tǒng)具有時、頻二維的特點，所以基于二維模式的導頻能更好地適應信 道在時域和頻域上的衰落，具有更低的導頻密度和更高的頻譜利用率。所以，基于導頻輔 助的信道估計方法可以分為兩步，第一步估計導頻點處的信道值，根據這些值，估計數(shù) 據位置處的信道值。第二步估計中需要對已知的估計值進行插值，從而得到信道的全響 應。
[0006] 常見的插值方法包括一維插值和二維插值，其中二維插值包括網絡節(jié)點插值和散 點插值兩種類型。網絡節(jié)點插值包括最鄰近插值、分片線性插值、雙線性插值和雙三次插值 等。散點插值包括修正Shepherd法等。不同的插值方法所得到的估計精度與實現(xiàn)的復雜 度也不盡相同。
[0007] 目前導頻輔助的信道估計方法主要采用塊狀、梳狀、格形和菱形等四種導頻模式。 在進行插值時，采取一維插值使得信道估計精確度較低，二維散點插值雖然精確度較高，但 實現(xiàn)的復雜度也相應地較高。
[0008] 綜上所述，現(xiàn)有的插值方法，難以保證信道估計的性能，信道估計精度較低、算法 復雜度較高，不利于于實現(xiàn)。

【發(fā)明內容】

[0009] 基于此，有必要針對上述技術問題，提供一種復雜度低、估計精度較高的基于二維 插值的信道估計方法和系統(tǒng)。
[0010] 一種基于二維插值的信道估計方法，包括如下步驟：
[0011] (1)建立0FDM系統(tǒng)的信道模型；
[0012] (2)采用菱形導頻插入樣式，分別在所述信道模型的0FDM符號的時域和頻域方向 上插入導頻符號，得到二維插值的原始發(fā)送信號；
[0013] (3)對接收端所接收的所述原始發(fā)送信號進行信道估計得到導頻點位置及其估計 信道值；
[0014] (4)根據所述估計信道值將菱形導頻平面劃分為兩個規(guī)則的子導頻平面，分別對 每個子導頻平面進行信道響應插值并計算平均值，得到信道響應估計值。
[0015] 一種基于二維插值的信道估計系統(tǒng)，包括：
[0016] 信道模型創(chuàng)建模塊，用于建立0FDM系統(tǒng)的信道模型；
[0017] 導頻模型創(chuàng)建模塊，用于采用菱形導頻插入樣式，分別在所述信道模型的0FDM符 號的時域和頻域方向上插入導頻符號，得到二維插值的原始發(fā)送信號；
[0018] 信道粗估計模塊，用于對接收端所接收的所述原始發(fā)送信號進行信道估計得到 導頻點位置及其估計信道值；
[0019] 插值處理模塊，用于根據所述估計信道值將菱形導頻平面劃分為兩個規(guī)則的子導 頻平面，分別對每個子導頻平面進行信道響應插值并計算平均值，得到信道響應估計值。
[0020] 上述基于二維插值的信道估計方法和系統(tǒng)，采用菱形導頻插入樣式插入導頻符 號，在進行信道粗估計后，將菱形導頻平面劃分為兩個規(guī)則的子導頻平面，通過采取改進的 雙三次二維插值方法進行信道估計，分別對每個子導頻平面進行信道響應插值并計算平均 值得到最終信道響應估計值，提高了信道估計的性能，并且算法復雜度較低，便于實現(xiàn)。
【附圖說明】
[0021] 圖1為本發(fā)明基于二維插值的信道估計方法流程圖；
[0022] 圖2為0FDM系統(tǒng)模型示意圖；
[0023] 圖3為菱形導頻形狀示意圖；
[0024] 圖4為第二子導頻平面示意圖；
[0025]圖5為本發(fā)明基于二維插值的信道估計系統(tǒng)結構示意圖；
[0026] 圖6為一個實施例的插值處理模塊的結構示意圖。
[0027]
【具體實施方式】
[0028] 下面結合附圖對本發(fā)明的基于二維插值的信道估計方法和系統(tǒng)的【具體實施方式】 作詳細描述。
[0029] 參考圖1所示，圖1為本發(fā)明基于二維插值的信道估計方法流程圖，包括如下步 驟：
[0030] (1)建立0FDM系統(tǒng)的信道模型。
[0031] 在0FDM系統(tǒng)，是利用快速傅里葉變換IFFT在頻域內將信道帶寬劃分為多個子信 道，每個子信道上用一個子載波進行調整，各子載波間相互正交，并行傳輸。
[0032] 參考圖2所示，圖2為0FDM系統(tǒng)模型示意圖。編碼后的二進制數(shù)據通過調制（如： QBSK)變換成頻域數(shù)據X(k)，k= 0, 1，…，N-l，N是0FDM的載波數(shù)。在頻域插入導頻后，利 用IFFT將X(k)調制成0FDM符合；然后0FDM符號在前端插入循環(huán)前綴CP，形成保護間隔， 其長度應大于信道的最大時延，以消除符號間干擾ISI。加入循環(huán)前綴后0FDM符合的 離散形式加下式，
[0033]
[0034] 式中，X(k)為第k個子載波上傳輸?shù)臄?shù)據符號，它是由QBSK或其它調制方式生成 的復制數(shù)據，x(n)為n時刻的0FDM符號。信號并串變換后送入信道。接收端去除循環(huán)前 綴后，由FFT變換將信號變換回頻域并抽取導頻信號用于信道估計。在信道補償后，頻域數(shù) 據進行解調，解碼以恢復用戶數(shù)據。
[0035] 在一個實施例中，所述步驟（1)可以具體包括如下過程：
[0036] 建立多載波信道模型，各路徑分別以不同的幅值、相位、頻移和時延到達接收端， 路徑的包絡呈瑞利分布，即：
[0037]
[0038] 式中&、f^、A和ti分別是信道的幅度、多普勒頻移、相位和時延，
為矩形脈沖。
[0039] (2)采用菱形導頻插入樣式，分別在所述信道模型的0FDM符號的時域和頻域方向 上插入導頻符號，得到二維插值的原始發(fā)送信號。
[0040] 0FDM系統(tǒng)的信道頻率響應CFR可以看作是一個二維信號，因而可以在時域和頻域 兩個方向上有規(guī)律地插入導頻信號。
[0041] 導頻在0FDM符號內的插入可看作是對信道頻率響應的二維采樣，因此導頻插入 需要滿足采樣定理以免發(fā)生頻率混疊，在相干帶寬B。內和相干時間T。內至少要插入一個導 頻符號。
[0042] 作為一種實施方式，在時、頻方向上的Nyquist間隔df、dt與信道的相關帶寬B。、 相干時間T。之間必須滿足下式：
[0043]
[0044]式中，t 分別為最大時延和最大多普勒頻移，Af、Tsymb()1為0FDM系統(tǒng)的載 波間隔和符號間隔。
[0045] 相對于采用塊狀、梳狀、格形和菱形等導頻模式，采用菱形導頻插入樣式可以提高 信道估計的性能，在本發(fā)明中，采用菱形導頻的導頻形狀如圖3所示，圖3為菱形導頻形狀 示意圖，在時間、頻率二維導頻平面上，白色框為用戶數(shù)據，灰色框為小區(qū)特定干擾信號。
[0046] (3)對接收端所接收的所述原始發(fā)送信號進行信道估計得到導頻點位置及其估計 信道值。
[0047] 在本步驟中，是完成信道的粗估計，估計導頻點位置及其在估計數(shù)據位置處的信 道值。
[00