然而，甚至在沒有擾亂的情況下，大多數用戶數據在足夠大量的樣本之上仍舊是有效隨機的(即使內容可能不隨機，內容中的任何順序不必在物理層中顯著地列明自身)。
[0051]已經發(fā)現，由切除創(chuàng)建的頻譜“空洞”相比于分量的數目和數據的頻譜寬度而言往往是相對少和小的。作為結果，在移除干擾之后變換回到時域時，由于該切除所致的信號中的失真可忽略或者至少可容許。
[0052]例如，對于長度2048個樣本的FFT和具有2KHz處的峰值和4kHz處的空值的如圖5-7中圖示的頻譜，每一個寬度1Hz可以僅存在10個樣本的量級。
[0053]要指出的是，編碼光信號格式可能不允許強信號恢復算法，比如誤差校正或擴展頻譜。在實施例中，合期望的是，在其它接收器算法之中仔細挑選干擾切除算法及其位置以便減少信號失真。在實施例中，可以可選地實現一個或多個以下附加措施以進一步改進本文所公開的干擾消除的性能:
?應用用于確定閾值曲線的兩步過程，包括確定超過第一閾值曲線的分量，然后在移除這些分量的效果的情況下基于頻譜密度確定第二閾值曲線；
?在進行頻域干擾切除之前應用匹配濾波器；
?在具有FFT塊的N/2重疊的FFT之前應用時域漢寧窗口 ；
?使用頻域中的成形(升余弦)閾值以用于在想要的頻譜和干擾頻率之間區(qū)分；
?使FFT和IFFT的結果的端點為零以用于最小化由于固定點計算所致的失真；和/或?用于旁路切除算法從而允許接收器的信號處理延遲及其抵擋干擾的魯棒性之間的交換的開關。
[0054]在實施例中，在匹配濾波器18之后，但是在諸如功率驟增檢測的載波偵聽、時鐘生成、幀同步檢測以及聯合時鐘和數據恢復之類的較傳統基帶接收器算法32之前，應用干擾切除(移除干擾頻率)。
[0055]模擬前端10中的模擬LPF 14被設計成能夠以64kHz對其輸出進行采樣而沒有擾動混疊產物。在64kHz處，首先應用用于三進制曼徹斯特的匹配濾波器18。作為副產物，創(chuàng)建OHz和4kHz附近的強寬空值(參見圖5-7)。低頻處的信號抑制幫助避免來自諸如市電電源之類的源的低頻(帶外)干擾。另外，圖3的鏈中的匹配濾波器18的放置的優(yōu)點在于，下一空值(在該示例中在4kHz處)可以布置成與用于后續(xù)數字LPF 20的過渡帶重合。數字LPF 20移除4kHz以上的所有頻率，從而允許到8kHz的下采樣(根據奈奎斯特定理，為了避免混疊失真，合期望的是移除超過采樣頻率的一半的所有頻率)。然而，如圖12中示意性圖示的，沒有低通濾波器是完美的，并且實際上將具有通帶64與阻帶68之間的過渡帶66。通過在LPF 20之前應用匹配濾波器18，4kHz (例如)處的空值可以布置成處于LPF 20的過渡帶66內。另外，以上描述的干擾切除涉及從頻域到時域并且再次返回的變換。這暗示著在時域中具有盡可能寬的窗口是合期望的，其暗示著想要盡可能低的采樣頻率。通過在LPF 20之前應用匹配濾波器18，已知整個頻譜處于OHz與4kHz之間。
[0056]干擾切除發(fā)生在SkHz采樣頻率處，從而對應于三進制曼徹斯特物理層的基帶信號帶寬(~4kHz)。如所提到的，通過使用N點FFT和IFFT，例如使用長度N=2048個點的FFT(8kHz處的接連時間樣本)，干擾切除發(fā)生在頻域中。
[0057]將輸入劃分成N個接連時間樣本的塊。在實施例中，每一個塊與以諸如漢明窗口之類的升余弦窗口(具有滾降(roll-off) I的升余弦)的形式的窗口函數40相乘，窗口在時域中具有寬度N。然后使用N點FFT將每一個塊轉換到頻域，從而導致頻率的N維矢量。時域中的乘法對應于頻域中的卷積。因而在頻域中，離散的干擾音調A(例如由于PWM所致的矩形波的基波或諧波)導致正弦曲線與窗口函數的卷積。矩形窗口函數60和升余弦窗口函數62的示例在圖10的頂部處示意性地示出，并且窗口函數W與干擾音調A在頻域中的所得卷積的示例在圖10的底部處示意性地圖示。如果窗口在其邊緣不連續(xù)，則干擾音調的寬度在頻域中伴隨著Ι/f ;如果窗口的一階導數在其邊緣不連續(xù)，則該音調的寬度伴隨著I/f2;并且如果二階導數不連續(xù)，則音調的寬度伴隨著l/f3。合期望的是，使這些音調的寬度在頻域中保持盡可能地窄(以在被切除時最小化失真)，因此有利的是，選擇僅在其二階導數中不連續(xù)的窗口函數。升余弦窗口具有該性質。漢明窗口是以滾降I參數化的升余弦窗
□ O
[0058]在實施例中，劃分輸入使得N個接連時間樣本的塊彼此重疊。在漢明窗口(具有滾降參數I的升余弦)的情況中，給予每一個塊與其相鄰塊的N/2個樣本的重疊。這樣的原因在圖11中示意性地圖示。非矩形窗口函數具有以下效果:來自窗口邊緣的樣本在時域中衰減。因而重疊區(qū)被布置成對應于其中時域信號通過窗口函數衰減的區(qū)。當塊轉換回到時域中并且加在一起時，重疊區(qū)組合以撤消來自窗口函數的邊緣的衰減效果。在實施例中，這將在時域中恢復平坦函數。對于漢明窗口(具有滾降I的升余弦)，半個塊(N/2)的重疊將具有該效果?？商鎿Q地，具有小于I的滾降的升余弦窗口可以通過取決于滾降而將重疊布置成小于一半來實現這種相同效果。
[0059]在另外的實施例中，在頻域中，干擾消除模塊28可以舍棄所述頻率的N維矢量的前幾個和后幾個分量。這是因為這些分量由于固定點計算而往往非常不穩(wěn)定。
[0060]接下來，干擾消除模塊28計算作為標準閾值曲線(頻譜密度)的純量倍數的頻域閾值曲線。
[0061]圖5示出在沒有干擾的情況下閾值掩蔽和想要的信號的頻譜。如使用2048點FFT所計算的隨機頻譜應用到所接收到的信號的漢明窗口部分(塊)。對于每一個FFT塊，計算頻域閾值曲線，其將在想要的信號的連續(xù)頻譜和干擾者的離散頻譜之間區(qū)分。頻域閾值曲線是三進制曼徹斯特的功率譜密度的經縮放版本或其簡化近似。集中在1750Hz處的升余弦被用作針對從O到4kHz的頻率的近似。
[0062]頻域閾值曲線的縮放是所計算的隨機頻譜的積分的線性函數?？s放使得在沒有干擾的情況下沒有頻率分量越過閾值，即不發(fā)生切除。
[0063]圖6示出包含想要的信號和干擾信號(SIR=_20dB處的240HZ PffM)二者的所接收到的信號片段的隨機頻譜。用于切除的實際頻域閾值曲線是“閾值2”，因為在實施例中，在兩個步驟中確定期望的縮放(以及要切除的頻率)。
[0064]首先，通過取所計算的隨機頻譜的絕對值的積分的線性函數來獲得縮放(導致閾值I)。也就是說，用于相關光編碼方案(例如三進制曼徹斯特)的理論(預期)頻譜密度曲線通過相應塊中的總信號強度(積分功率或幅度)來縮放。這還可以包括通過某個因子的縮放以允許某個誤差裕度(即在實踐中一些合法信號分量可能落在略微高于理論頻譜密度曲線的地方)。在實施例中，該因子可以是1.2或1.3。
[0065]其次，通過將相同的函數應用于所計算的隨機頻譜的經修改的絕對值來獲得第二縮放，其中通過將大于其“閾值I”的頻譜分量設置成等于零來從所計算的隨機頻譜的絕對值獲得所計算的隨機頻譜的經修改的絕對值。也就是說，頻譜密度現在通過總信號強度(積分功率或幅度)進行縮放，其中移除落在超過閾值I的地方的分量。這還可以再次包括通過因子的縮放以允許誤差裕度，例如再次為1.2或1.3。最終切除通過將其絕對值超過“閾值2”的頻率分量設置成等于零而發(fā)生。
[0066]在以上的概括中，應用閾值、切除分量和重新計算閾值的步驟可以再次重復一次或多次。即可以存在導致“閾值3”的三個步驟等。
[0067]要指出的是，在實施例中，以上計算僅必須針對N/2 (復合)頻率分量(O到4kHz)完成，因為真實信號的頻譜在頻域中是復共軛的。
[0068]在將前面提到的頻域切除應用于每一個FFT塊之后，使用N點IFFT將每一個經切除的頻率塊變換回到時域，從而造成時域中的經切除的真實N維矢量。
[0069]接下來，將時域中的所述經切除的真實N維矢量的前幾個和后幾個分量設置成零，因為這