發(fā)送給目的節(jié)點D。
[0061] 步驟四，目的節(jié)點D接收發(fā)送節(jié)點S發(fā)送的編碼符號序列和中繼節(jié)點R發(fā)送的放大 編碼符號序列，并將編碼符號序列和放大編碼符號序列進(jìn)行合并處理形成合并符號序列后 再譯碼輸出。
[0062] 步驟四的具體步驟如下：
[0063] 4a)、目的節(jié)點D接收發(fā)送節(jié)點S發(fā)送的移位編碼符號序列和中繼節(jié)點R發(fā)送的放大 移位編碼符號序列。
[0064] 4b)、在目的節(jié)點D采用最大比合并(MRC)方式將接收到的移位編碼符號序列和放 大移位編碼符號序列進(jìn)行合并，
[0065] 發(fā)送節(jié)點S到目的節(jié)點D信道的合并系數(shù)asD為
[0067]中繼節(jié)點R到目的節(jié)點D信道的合并系數(shù)ard為
[0069]式中，hsR、hsD、hRD分別為發(fā)送節(jié)點巧I忡繼節(jié)點R信道的衰落系數(shù)、發(fā)送節(jié)點S到目 的節(jié)點D信道的衰落系數(shù)、中繼節(jié)點R到目的節(jié)點D信道的衰落系數(shù)，本方法在AWGN信道環(huán)境 下仿真；
[0070] hsR*、hsD*、hRD*分別為 hsR、hsD、hRD 的共輛；
[0071] Cs2D、C苗分別為發(fā)送節(jié)點巧I忡繼節(jié)點R信道的噪聲方差、發(fā)送節(jié)點S到目 的節(jié)點D信道的噪聲方差、中繼節(jié)點R到目的節(jié)點D信道的噪聲方差；
[0072] 采用最大比合并方式合并后的合并符號序列為
[007引 Topt = V^(('SD .度SD + 片.化0 .歲SR..爲(wèi)?。?0'
[0074] 4c)、將合并符號序列采用Viterbi算法實現(xiàn)譯碼后輸出。
[0075] 本發(fā)明的效果可W通過W下仿真結(jié)果進(jìn)一步說明。
[0076] 在同頻譜效率下，將上述方法的性能與【背景技術(shù)】中的第S點提到的高階調(diào)制協(xié) 作通信系統(tǒng)的性能作仿真對比分析;參照圖2、圖3,是本發(fā)明仿真結(jié)果W及和高階調(diào)制協(xié)作 通信系統(tǒng)在同頻譜效率下的性能對比圖。
[0077] 仿真數(shù)據(jù)如下：
[0078] 在AWGN信道環(huán)境下進(jìn)行仿真，采用矩形波作為仿真波形，S個信道間的噪聲nsD， nsR和MD分別服從均值為0，噪聲方差為O^s2D，和苗復(fù)高斯分布，發(fā)送節(jié)點S到目的節(jié)點 D信道的信噪比化/No)sd和中繼節(jié)點R到目的節(jié)點D信道的信噪比化b/No)RD取值均為14地，發(fā) 送節(jié)點S到中繼節(jié)點R信道的信噪比化b/No)sR取值為10地，功率分配方式采用平均功率分 配，兩組仿真參數(shù)：（1)輸入帖數(shù)為8,每帖比特數(shù)為120000,頻譜效率為ri=12bpsAlz，重疊 系數(shù)Ki、K2的組合分別為1和6、2和3、3和2，對應(yīng)高階調(diào)制為4096QAM; (2)輸入帖數(shù)為10，每帖 比特數(shù)為120000，頻譜效率為Ii = 8bps/Hz，重疊系數(shù)Ki、K2的組合分別為1和4、2和2，對應(yīng)高 階調(diào)制為256QAM。
[00巧](1)第一組仿真，輸入帖為8帖，每帖比特數(shù)120000，總共960000bit，在信噪比為0 ~14地范圍內(nèi)對不同的Ki、K2組合的串行重疊協(xié)作模型進(jìn)行性能仿真，如圖2所示，其中：
[0080] 圖2中4條曲線是在相同的頻譜效率，即Il= 12bpsAlz時的誤碼率性能曲線。明顯 地，串行時空重疊協(xié)作系統(tǒng)的性能優(yōu)于高階調(diào)制協(xié)作系統(tǒng)，Ki = 1，K2 = 6和Ki = 2，K2 = 3的曲 線從起點開始性能就優(yōu)于4096QAM，Ki = 3，K2 = 2的曲線起始時性能不如4096QAM，在Eb/No為 7地左右時性能開始優(yōu)于4096QAM，且在Eb/No為14地，串行時空重疊協(xié)作系統(tǒng)的誤碼率性能 較高階調(diào)制協(xié)作系統(tǒng)最大可提升約5個數(shù)量級；對于串行時空重疊協(xié)作系統(tǒng)而言，不同的 Ki、K2組合有不同的誤碼率性能，從圖3可知，Ki越小K2越大的組合，其誤碼率性能越好。
[0081] (2)第二組仿真，輸入帖為10帖，每帖比特數(shù)120000,總共12000(K)bit，在信噪比為 0~14地范圍內(nèi)對不同的Ki、K2組合的串行重疊協(xié)作模型進(jìn)行性能仿真，如圖3所示，其中：
[0082] 圖3中3條曲線是在相同的頻譜效率，即ri = 8bps/Hz時的誤碼率性能曲線。仿真結(jié) 果表明，串行時空重疊協(xié)作系統(tǒng)的性能優(yōu)于高階調(diào)制協(xié)作系統(tǒng)，Ki = I,K2 = 4的曲線從起點 開始性能就優(yōu)于256QAM，Ki = 2瓜=2的曲線起點和256QAM相同，隨著抓/NO的增加，其性能 開始優(yōu)于256QAM，且在Eb/No為12地，串行時空重疊協(xié)作系統(tǒng)的誤碼率性能較高階調(diào)制協(xié)作 系統(tǒng)最大可提升約4個數(shù)量級；同樣地，從圖3可知，Ki越小K2越大的組合，其誤碼率性能越 好。同時串行重疊協(xié)作也好于非串行重疊協(xié)作方式。
[0083] 從W上仿真可W得出，本發(fā)明不但可W實現(xiàn)頻譜效率的提高，而且在相同信噪比 情況下較其他高階調(diào)制技術(shù)而言，本發(fā)明具有更優(yōu)的誤碼率性能，即本發(fā)明可W在低信噪 比條件下實現(xiàn)高誤碼率性能。
[0084] 本發(fā)明的有益效果是：
[0085] (1)在時空混合域?qū)崿F(xiàn)重疊協(xié)作通信模式，采用低階調(diào)制就可獲得比現(xiàn)有技術(shù)更 高的頻譜效率。
[0086] (2)在與現(xiàn)有技術(shù)頻譜效率相同的條件下，本發(fā)明在低信噪比情況下使系統(tǒng)達(dá)到 更低的誤碼率，即系統(tǒng)較現(xiàn)有技術(shù)具有更高的性能增益。
[0087] 盡管W上結(jié)合附圖對本發(fā)明的實施方案進(jìn)行了描述，但是本發(fā)明并不局限于上述 的具體實施方案和應(yīng)用領(lǐng)域，上述的具體實施方案僅僅是示意性的、指導(dǎo)性的，而不是限制 性的。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員在說明書的啟示下，在不脫離本發(fā)明權(quán)利要求所保護(hù)的范圍 的情況下，還可W做出很多種的形式，運些均屬于本發(fā)明保護(hù)之列。
【主權(quán)項】
1. 一種串行空時重疊協(xié)作通信方法，其特征在于，包括W下步驟： 步驟一，建立串行時空重疊協(xié)作通信的基本模型，在所述基本模型中設(shè)置有發(fā)送節(jié)點 (S)、中繼節(jié)點(R)和目的節(jié)點(D); 步驟二，所述發(fā)送節(jié)點（S)將符號序列進(jìn)行串行時域重疊編碼形成編碼符號序列后發(fā) 送； 步驟Ξ，所述中繼節(jié)點(R)接收所述發(fā)送節(jié)點（S)發(fā)送的編碼符號序列進(jìn)行放大處理形 成放大編碼符號序列后發(fā)送； 步驟四，所述目的節(jié)點(D)接收所述發(fā)送節(jié)點（S)發(fā)送的編碼符號序列和所述中繼節(jié)點 (R)發(fā)送的放大編碼符號序列，并將編碼符號序列和放大編碼符號序列進(jìn)行合并處理形成 合并符號序列后再譯碼輸出。2. 如權(quán)利要求1所述的一種串行空時重疊協(xié)作通信方法，其特征在于，在步驟二中， 2a)、所述發(fā)送節(jié)點（S)將隨機雙極性兩進(jìn)制符號序列進(jìn)行無相對移位的重疊時分復(fù)用 編碼形成無相對移位編碼符號序列，設(shè)重疊系數(shù)為Κι; 2b)、所述發(fā)送節(jié)點（S)將經(jīng)過無相對移位的重疊時分復(fù)用編碼的無相對移位編碼符號 序列相加，再進(jìn)行移位的重疊時分復(fù)用編碼形成移位編碼符號序列，重疊系數(shù)為K2; 2c)、所述發(fā)送節(jié)點（S)將經(jīng)過移位的重疊時分復(fù)用編碼的移位編碼符號序列分別發(fā)送 到所述中繼節(jié)點(R)和目的節(jié)點(D)。3. 如權(quán)利要求1所述的一種串行空時重疊協(xié)作通信方法，其特征在于，在步驟Ξ中， 3a)、所述中繼節(jié)點(R)接收到所述發(fā)送節(jié)點（S)發(fā)送的移位編碼符號序列，并對其進(jìn)行 放大形成放大移位編碼符號序列，放大系數(shù)β為：式中，hsR為發(fā)送節(jié)點（S巧Ij中繼節(jié)點(R)信道的衰落系數(shù)； 為發(fā)送節(jié)點（S)到中繼節(jié)點(R)信道的噪聲方差； P沸扣分別表示發(fā)送節(jié)點（S)和中繼節(jié)點(R)的發(fā)射功率； 3b)、所述中繼節(jié)點(R)將放大移位編碼符號序列發(fā)送給所述目的節(jié)點化）。4. 如權(quán)利要求3所述的一種串行空時重疊協(xié)作通信方法，其特征在于，在步驟四中， 4a)、所述目的節(jié)點（D)接收所述發(fā)送節(jié)點（S)發(fā)送的移位編碼符號序列和所述中繼節(jié) 點(R)發(fā)送的放大移位編碼符號序列； 4b)、在所述目的節(jié)點(D)采用最大比合并方式將接收到的移位編碼符號序列和放大移 位編碼符號序列進(jìn)行合并， 發(fā)送節(jié)點（S)到目的節(jié)點化)信道的合并系數(shù)asD為中繼節(jié)點(R)到目的節(jié)點化)信道的合并系數(shù)aRD為式中，hsR、hsD、hRD分別為發(fā)送節(jié)點（S)到中繼節(jié)點(R)信道的衰落系數(shù)、發(fā)送節(jié)點（S)到 目的節(jié)點(D)信道的衰落系數(shù)、中繼節(jié)點(R)到目的節(jié)點(D)信道的衰落系數(shù)； hsR*、hsD*、hRD*分別為hsR、hsD、hRD 的共輛值； c4、σ、2。、分別為發(fā)送節(jié)點（s巧I忡繼節(jié)點(R)信道的噪聲方差、發(fā)送節(jié)點（S)到 目的節(jié)點(D)信道的噪聲方差、中繼節(jié)點(R)到目的節(jié)點(D)信道的噪聲方差； 采用最大比合并方式合并后的合并符號序列為4c)、在所述目的節(jié)點化)將合并符號序列采用Viterbi算法實現(xiàn)譯碼后輸出。
【專利摘要】本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，公開了一種串行空時重疊協(xié)作通信方法。該通信方法包括以下步驟：步驟一，建立串行時空重疊協(xié)作通信的基本模型，在基本模型中設(shè)置有發(fā)送節(jié)點、中繼節(jié)點和目的節(jié)點；步驟二，發(fā)送節(jié)點將符號序列進(jìn)行串行時域重疊編碼形成編碼符號序列后發(fā)送；步驟三，中繼節(jié)點接收發(fā)送節(jié)點發(fā)送的編碼符號序列進(jìn)行放大處理形成放大編碼符號序列后發(fā)送；步驟四，目的節(jié)點接收發(fā)送節(jié)點發(fā)送的編碼符號序列和中繼節(jié)點發(fā)送的放大編碼符號序列，并將編碼符號序列和放大編碼符號序列進(jìn)行合并處理形成合并符號序列后再譯碼輸出。該通信方法采用低階調(diào)制就可獲得比現(xiàn)有技術(shù)更高的頻譜效率；且在低信噪比情況下使系統(tǒng)達(dá)到更低的誤碼率。
【IPC分類】H04B7/06, H04B7/04
【公開號】CN105577247
【申請?zhí)枴緾N201510969408
【發(fā)明人】張紅, 馬偉蘋, 張靜
【申請人】西安科技大學(xué)
【公開日】2016年5月11日
【申請日】2015年12月21日