基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送和接收方法、系統(tǒng)及裝置的制造方法
【專利摘要】本申請(qǐng)公開(kāi)了一種基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送方法，包括：發(fā)射機(jī)獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡時(shí)，發(fā)射機(jī)根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)，并根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡操作，然后進(jìn)行基于濾波器組的調(diào)制。本申請(qǐng)還公開(kāi)了一種基于濾波器組的信號(hào)接收方法，及相應(yīng)的發(fā)射機(jī)、接收機(jī)、通信方法和通信系統(tǒng)。應(yīng)用本申請(qǐng)能提供靈活性，在網(wǎng)絡(luò)負(fù)載高的時(shí)候能夠在不截?cái)嗤衔驳那闆r下保證性能，從而最大化FBMC系統(tǒng)的頻譜效率，在網(wǎng)絡(luò)負(fù)載低的時(shí)候又可以通過(guò)改變子幀的配置來(lái)避免拖尾的影響，從而可以盡量保障用戶服務(wù)質(zhì)量。
【專利說(shuō)明】
基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送和接收方法、系統(tǒng)及裝置
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本申請(qǐng)涉及無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送和接收方 法、系統(tǒng)及裝置。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著信息產(chǎn)業(yè)的快速發(fā)展，特別是來(lái)自移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)和物聯(lián)網(wǎng)（IoT，internet of things)的增長(zhǎng)需求，給未來(lái)移動(dòng)通信技術(shù)面帶來(lái)了前所未有的挑戰(zhàn)。如根據(jù)國(guó)際電信聯(lián) 盟ITU的報(bào)告ITU-R M.[頂T. BEYOND 2020. TRAFFIC]，可以預(yù)計(jì)到2020年，移動(dòng)業(yè)務(wù)量增 長(zhǎng)相對(duì)2010年（4G時(shí)代）將增長(zhǎng)近1000倍，用戶設(shè)備連接數(shù)也將超過(guò)170億，隨著海量的 Ι〇Τ設(shè)備逐漸滲透到移動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)，連接設(shè)備數(shù)將更加驚人。為了應(yīng)對(duì)這前所未有的挑戰(zhàn)， 通信產(chǎn)業(yè)界和學(xué)術(shù)界已經(jīng)展開(kāi)了廣泛的第五代移動(dòng)通信技術(shù)研究（5G)，面向2020年代。目 前在ITU的報(bào)告ITU-R Μ.[頂T.VISI0N]中已經(jīng)在討論未來(lái)5G的框架和整體目標(biāo)，其中對(duì) 5G的需求展望、應(yīng)用場(chǎng)景和各項(xiàng)重要性能指標(biāo)做了詳細(xì)說(shuō)明。針對(duì)5G中的新需求，ITU的 報(bào)告ITU-R Μ.[頂T. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了針對(duì)5G的技術(shù)趨勢(shì)相關(guān)的信息， 旨在解決系統(tǒng)吞吐量顯著提升、用戶體驗(yàn)一致性、擴(kuò)展性以支持Ι〇Τ、時(shí)延、能效、成本、網(wǎng)絡(luò) 靈活性、新興業(yè)務(wù)的支持和靈活的頻譜利用等顯著問(wèn)題。
[0003] 調(diào)制波形和多址方式是無(wú)線通信空中接口（air-interface)設(shè)計(jì)的重要基礎(chǔ)， 在5G也不會(huì)例外。當(dāng)前，多載波調(diào)制（Multi-carrier Modulation, MCM)技術(shù)家族中的典 型代表正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 0FDM)被廣泛地 應(yīng)用于廣播式的音頻和視頻領(lǐng)域以及民用通信系統(tǒng)中，例如第三代移動(dòng)通信合作伙伴項(xiàng)目 (3rd Generation Partnership Pro ject，3GPP)制定的 Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)協(xié)議對(duì)應(yīng)的長(zhǎng)期演進(jìn)（Long Term Evolution，LTE)系統(tǒng)，歐 洲的數(shù)字視頻（Digital Video Broadcasting, DVB)和數(shù)字音頻廣播（Digital Audio Broadcasting, DAB)、甚高速數(shù)字用戶環(huán)路（Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop, VDSL) UEEE802. lla/g無(wú)線局域網(wǎng)（Wireless Local Area, WLAN)、IEEE802. 22無(wú)線城 域網(wǎng)（Wireless Regional Area Network, WRAN)和 IEEE802. 16 全球微波互聯(lián)接入（World Interoperability for Microwave Access, WiMAX)等等。眾所周知，OFDM 技術(shù)的基本思想 是將寬帶信道劃分為多個(gè)并行的窄帶子信道/子載波，使得在頻率選擇性信道中傳輸?shù)母?速數(shù)據(jù)流變?yōu)樵诙鄠€(gè)并行的獨(dú)立平坦子信道上傳輸?shù)牡退贁?shù)據(jù)流，大大增強(qiáng)了系統(tǒng)抵抗多 徑干擾的能力，且0FDM可以利用快速反傅里葉變換和快速傅里葉變換（IFFT/FFT)簡(jiǎn)化的 調(diào)制和解調(diào)的實(shí)現(xiàn)；其次，通過(guò)添加循環(huán)前綴（Cyclic Prefix，CP)使跟信道的線性卷積變 為圓周卷積，從而根據(jù)圓周卷積的性質(zhì)，當(dāng)CP長(zhǎng)度大于信道最大多徑時(shí)延時(shí)，利用簡(jiǎn)單的 單抽頭頻域均衡就可實(shí)現(xiàn)無(wú)符號(hào)間干擾（Inter-symbol Interference, ISI),從而降低接 收機(jī)處理復(fù)雜度。雖然基于CP-0FDM調(diào)制波形能很好的支持4G時(shí)代的移動(dòng)寬帶（Mobile broadband, MBB)業(yè)務(wù)需求，不過(guò)5G將面臨更具挑戰(zhàn)和更豐富的場(chǎng)景，這使得其CP-0FDM在 5G的場(chǎng)景中出現(xiàn)很大的限制或者不足之處，主要表現(xiàn)在：
[0004] (1)添加 CP來(lái)抵抗ISI在5G低時(shí)延傳輸?shù)膱?chǎng)景會(huì)極大的降低頻譜利用率，因?yàn)榈?時(shí)延傳輸將極大縮短0FDM的符號(hào)長(zhǎng)度，而CP的長(zhǎng)度只是受制于信道的沖擊響應(yīng)，那么CP 的長(zhǎng)度跟0FDM的符號(hào)長(zhǎng)度之比會(huì)大大增加，這樣的開(kāi)銷造成頻譜效率損失非常大，是難以 接受的。
[0005] (2)嚴(yán)格的時(shí)間同步要求在5G的IoT場(chǎng)景中會(huì)造成很大的閉環(huán)同步維護(hù)所需的信 令開(kāi)銷，而且嚴(yán)格的同步機(jī)制造成幀結(jié)構(gòu)無(wú)彈性，不能很好的支持多種業(yè)務(wù)的不同的同步 需求。
[0006] (3) 0FDM采用矩形脈沖成形（rectangular pulse)造成很大的帶外泄露，因?yàn)檫@ 樣的波形導(dǎo)致其頻域的旁瓣滾降很慢，這也是為什么0FDM對(duì)頻偏（CFO, central frequency offset)非常敏感的原因，而5G將會(huì)有很多的碎片化頻譜靈活接入/共享的需求，OFDM的 帶外泄露極大的限制了頻譜接入的靈活性或者說(shuō)需要很大的頻域保護(hù)帶從而降低了頻譜 的利用率。
[0007] 這些不足主要是由其自身的固有特性造成的，盡管通過(guò)采取一定的措施，可以降 低這些缺點(diǎn)造成的影響，但會(huì)增加系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜度，且無(wú)法從根本上解決問(wèn)題。
[0008] 正因?yàn)槿绱?，?ITU 的報(bào)告 ITU-R M.[頂T. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述， 一些新波形調(diào)制技術(shù)（基于多載波調(diào)制）被納入5G的考慮范圍之內(nèi)。其中，基于濾波 器組的多載波（FBMC:Filter Bank Multiple Carrier)調(diào)制技術(shù)成為熱點(diǎn)研究對(duì)象之 一，由于其提供了成型濾波器（Prototype Filter)設(shè)計(jì)的自由度，可以采用時(shí)頻域聚焦 性（Time/frequency localization, TFL)很好的濾波器對(duì)傳輸波形進(jìn)行脈沖成型，使得 傳輸信號(hào)能表現(xiàn)出多種較優(yōu)的特性，包括不需要CP來(lái)對(duì)抗ISI從而提高頻譜效率，較 低的帶外泄露從而很好的支持靈活的碎片化頻譜接入，以及對(duì)頻偏不敏感。比較典型的 FBMC系統(tǒng)通常使用一種叫做偏置正交幅度調(diào)制（0QAM :Off set Quadrature Amp 1 itude Modulation)技術(shù)來(lái)達(dá)到頻譜效率最大化，所以通常稱為FBMC/0QAM系統(tǒng)，也可稱作OFDM/ 0QAM系統(tǒng)。關(guān)于FBMC用于數(shù)字通信可以參考一篇早期文獻(xiàn)"Analysis and design of 0FDM/0QAM systems based on filter bank theory'，，IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 50, No. 5, 2002.
[0009] FBMC具有一些OFDM所不具備的好的特性，從而在5G研究中獲得關(guān)注，不過(guò)其本 身固有的一些缺點(diǎn)使得其在無(wú)線通信系統(tǒng)中應(yīng)用也存在著不少挑戰(zhàn)，這些急需解決的挑戰(zhàn) 正在被不斷的研究中。其中一個(gè)顯著的問(wèn)題就是FBMC采用的濾波器會(huì)造成時(shí)域波形有 較長(zhǎng)的拖尾效應(yīng)（tail effect)，也叫做轉(zhuǎn)換時(shí)間問(wèn)題（transition period problem)。 在上行基于短數(shù)據(jù)塊傳輸時(shí)，如果數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度擴(kuò)展包含拖尾來(lái)避免拖尾跟其他數(shù)據(jù)塊的 重疊，那么有效時(shí)間內(nèi)傳輸?shù)姆?hào)數(shù)就會(huì)減少，這會(huì)極大的降低頻譜效率，所以有說(shuō)法 是FBMC只適合長(zhǎng)數(shù)據(jù)傳輸，相反如果數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度不包含拖尾，那就意味著拖尾部分跟其 他數(shù)據(jù)塊會(huì)重疊，處理不好就會(huì)造成很大的干擾，從而也會(huì)限制頻譜效率。目前有的方 法就是對(duì)拖尾部分進(jìn)行截?cái)?，從而避免跟其他?shù)據(jù)塊重疊，但是對(duì)波形進(jìn)行截?cái)鄷?huì)造成 信號(hào)失真，同樣會(huì)影響到頻譜效率，此外截?cái)嗟男盘?hào)頻譜會(huì)造成擴(kuò)展，還會(huì)增加子載波間 (inter-carrier-interference, ICI)的干擾，這樣的截?cái)嗖皇且环N有效的方法。
[0010] 綜上所述，要提升FBMC在5G候選技術(shù)中的競(jìng)爭(zhēng)力，我們除了利用開(kāi)發(fā)其優(yōu)勢(shì) 外，還需要解決其自身不足，針對(duì)5G中特別是IoT場(chǎng)景下的零散短數(shù)據(jù)塊傳輸（Sporadic Access)的業(yè)務(wù)模式，我們非常有必要通過(guò)有效的方法來(lái)解決FBMC的拖尾效應(yīng)帶來(lái)的問(wèn) 題。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0011] 本發(fā)明所要解決的技術(shù)問(wèn)題是針對(duì)上行基于數(shù)據(jù)塊的傳輸時(shí)FBMC系統(tǒng)中的拖尾 問(wèn)題，目前尚未有一種非常有效的方法來(lái)減少拖尾帶來(lái)的影響。為此，本申請(qǐng)?zhí)峁┝艘环N基 于濾波器組的通信系統(tǒng)及其信號(hào)發(fā)送和接收方法，提供一種有效的可配置的預(yù)均衡處理， 可以在不截?cái)嗤衔驳那闆r下保證性能，最大化FBMC系統(tǒng)的頻譜效率。
[0012] 本申請(qǐng)?zhí)峁┑囊环N基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送方法，包括：
[0013] 發(fā)射機(jī)獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；
[0014] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡時(shí)，發(fā)射機(jī)根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)， 并根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡操作，然后進(jìn)行基于濾波器組的調(diào)制。
[0015] 較佳地，所述預(yù)均衡配置信息包含在發(fā)射機(jī)獲取的調(diào)度控制信令中。
[0016] 較佳地，所述發(fā)射機(jī)還從所述調(diào)度控制信令中獲取預(yù)均衡開(kāi)啟時(shí)和關(guān)閉時(shí)所采用 的子幀類型信息，所述子幀類型信息指示子幀中發(fā)送符號(hào)的個(gè)數(shù)和首個(gè)符號(hào)的發(fā)送時(shí)刻。
[0017] 較佳地，所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在預(yù)均衡配置信息中。
[0018] 較佳地，所述預(yù)均衡方式包括：對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡，或者，只對(duì)相位進(jìn)行 預(yù)均衡。
[0019] 較佳地，當(dāng)預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，所述根據(jù)預(yù)均衡方式生 成預(yù)均衡參數(shù)包括：根據(jù)獲取的信道狀態(tài)信息和預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)，所述預(yù)均衡 參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)為實(shí)數(shù)或者虛部趨近于0,且等效信道頻率 響應(yīng)的模趨近于1。
[0020] 較佳地，當(dāng)預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，所述根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均 衡參數(shù)包括：根據(jù)獲取的信道狀態(tài)信息和預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)，所述預(yù)均衡參數(shù)和 信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)為實(shí)數(shù)或者虛部趨近于〇,且等效信道頻率響應(yīng)的 模趨近于信道頻率響應(yīng)的模。
[0021] 較佳地，所述信道狀態(tài)信息通過(guò)信道互易性獲取。
[0022] 較佳地，當(dāng)預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，所述根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均 衡參數(shù)包括：通過(guò)接收機(jī)的反饋獲取相位指示，根據(jù)獲取的相位指示生成預(yù)均衡參數(shù)。
[0023] 較佳地，發(fā)射機(jī)根據(jù)所述相位指示獲取量化的信道頻率響應(yīng)的相位信息，并根據(jù) 所述相位信息生成所分配帶寬上的頻率相位響應(yīng)系數(shù)作為頻域預(yù)均衡參數(shù)。
[0024] 較佳地，該方法還包括：頻域劃分成若干子帶，相位指示是基于子帶進(jìn)行指示的， 子帶個(gè)數(shù)大于等于1，發(fā)射機(jī)根據(jù)相位指示和子帶的對(duì)應(yīng)關(guān)系來(lái)生成所分配帶寬上的頻域 預(yù)均衡參數(shù)。
[0025] 較佳地，發(fā)射機(jī)根據(jù)所述相位指示獲取量化的信道沖擊響應(yīng)的相位信息，并變換 成對(duì)應(yīng)的頻率相位響應(yīng)系數(shù)作為頻域預(yù)均衡參數(shù)。
[0026] 較佳地，該方法還包括：所述量化的信道沖擊響應(yīng)的相位信息為多徑信道中最強(qiáng) 的一條路徑的相位信息，或者為多徑信道中能量最強(qiáng)的X條路徑的相位進(jìn)行平均而合成的 一個(gè)相位信息，其中X大于1。
[0027] 較佳地，在上行調(diào)取授權(quán)信令中增加相位指示比特域或?qū)ｉT的反饋信道中獲取所 述反饋。
[0028] 本申請(qǐng)還提供了一種基于濾波器組的信號(hào)接收方法，包括：
[0029] 接收機(jī)根據(jù)指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息判斷是否對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信 號(hào)進(jìn)行后均衡；所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；
[0030] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡 時(shí)，接收機(jī)不對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡；
[0031] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，接 收機(jī)對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響 應(yīng)進(jìn)行后均衡；
[0032] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，接收機(jī)對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù) 估計(jì)的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行幅度和相位后均衡。
[0033] 較佳地，所述根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)進(jìn)行后均 衡包括：接收機(jī)通過(guò)接收采用了預(yù)均衡的用于信道估計(jì)的參考信號(hào)直接估計(jì)預(yù)均衡參數(shù)和 信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)，或者接收機(jī)通過(guò)對(duì)未采用預(yù)均衡的參考信號(hào)先做 信道估計(jì)再根據(jù)發(fā)射機(jī)采用的預(yù)均衡方式間接估計(jì)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等 效信道頻率響應(yīng)，所述等效信道頻率響應(yīng)用于對(duì)基于濾波器的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡。
[0034] 較佳地，所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在預(yù)均衡配置信息中。
[0035] 本申請(qǐng)還提供了一種基于濾波器組的發(fā)射機(jī)，包括：控制信令處理模塊、預(yù)均衡開(kāi) 關(guān)、信源、預(yù)均衡參數(shù)生成模塊和發(fā)送合成濾波器組，其中：
[0036] 控制信令處理模塊，用于獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi) 啟預(yù)均衡；
[0037] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，控制信令處理模塊控制預(yù)均衡開(kāi)關(guān)接通預(yù) 均衡參數(shù)生成模塊，信源產(chǎn)生的實(shí)數(shù)信號(hào)由預(yù)均衡參數(shù)生成模塊所生成的預(yù)均衡參數(shù)進(jìn)行 預(yù)均衡處理后，再由發(fā)送合成濾波器組進(jìn)行調(diào)制；
[0038] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，控制信令處理模塊控制預(yù)均衡開(kāi)關(guān)接通 發(fā)送合成濾波器組，信源產(chǎn)生的實(shí)數(shù)信號(hào)直接由發(fā)送合成濾波器組進(jìn)行調(diào)制。
[0039] 較佳地，所述預(yù)均衡配置信息由控制信令處理模塊從調(diào)度控制信令中獲取。
[0040] 較佳地，預(yù)均衡參數(shù)生成模塊根據(jù)預(yù)均衡方式生成所述預(yù)均衡參數(shù)；所述預(yù)均衡 方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在所述預(yù)均衡配置信息中。
[0041] 本申請(qǐng)還提供了一種基于濾波器組的接收機(jī)，包括：接收分析濾波器組、后均衡開(kāi) 關(guān)、后均衡參數(shù)生成模塊和取實(shí)部操作模塊；其中：
[0042] 所述后均衡開(kāi)關(guān)根據(jù)指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息判斷是否對(duì)接收分析濾波 器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡；所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；
[0043] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡 時(shí)，后均衡開(kāi)關(guān)接通接收分析濾波器組和取實(shí)部模塊；
[0044] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，后 均衡開(kāi)關(guān)將預(yù)均衡方式發(fā)送給后均衡參數(shù)生成模塊，并接通接收分析濾波器組和后均衡參 數(shù)生成模塊由后均衡參數(shù)生成模塊生成均衡參數(shù)，并對(duì)接收分析濾波器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行 幅度后均衡處理后，發(fā)送給取實(shí)部模塊；
[0045] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，后均衡開(kāi)關(guān)接通接收分析濾波器組和后 均衡參數(shù)生成模塊，由后均衡參數(shù)生成模塊生成均衡參數(shù)，并對(duì)接收分析濾波器組的解調(diào) 信號(hào)進(jìn)行幅度和相位后均衡處理后，發(fā)送給取實(shí)部模塊。
[0046] 較佳地，所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在預(yù)均衡配置信息中。
[0047] 本申請(qǐng)所述可配置預(yù)均衡的0QAM信號(hào)發(fā)送方案，給網(wǎng)絡(luò)調(diào)度提供了靈活性，在網(wǎng) 絡(luò)高負(fù)載的情況下可以通過(guò)對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡從而盡量保證頻譜效率，在網(wǎng)絡(luò)負(fù)載低 的時(shí)候又可以通過(guò)改變子幀的配置來(lái)避免拖尾的影響，從而可以盡量保障用戶服務(wù)質(zhì)量。
【附圖說(shuō)明】
[0048] 圖1為一種FBMC/0QAM的信號(hào)生成示意圖；
[0049] 圖2 (a)為FBMC/0QAM基于burst傳輸時(shí)的拖尾示意圖；
[0050] 圖2 (b)為數(shù)據(jù)塊波形沒(méi)有重疊的示意圖；
[0051] 圖2(c)為數(shù)據(jù)塊波形部分重疊的示意圖；
[0052] 圖3為采用本申請(qǐng)的FBMC/0QAM系統(tǒng)示意圖；
[0053] 圖4為本申請(qǐng)實(shí)施例一的預(yù)均衡0QAM信號(hào)發(fā)送和接收示意圖；
[0054] 圖5為本申請(qǐng)實(shí)施例一的未配置預(yù)均衡的0QAM信號(hào)發(fā)送和接收示意圖；
[0055] 圖6為本申請(qǐng)實(shí)施例二的預(yù)均衡0QAM信號(hào)發(fā)送和接收示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0056] 為使本申請(qǐng)的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下參照附圖并舉實(shí)施例，對(duì) 本申請(qǐng)作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。
[0057] 采用基于濾波器組技術(shù)的調(diào)制方式FBMC，可以獲得具有更好時(shí)頻聚焦性的信號(hào)波 形，例如基于 Isotropic Orthogonal Transform Algorithm(I0TA，各向同性正交變換算 法）、基于Extended Gaussian Function (高斯函數(shù)）和歐洲PHYDYAS等原型濾波器函數(shù)。 FBMC使用時(shí)頻域聚焦性（Time/Frequency Localization, TFL)很好的成型濾波器對(duì)每個(gè) 子載波的信號(hào)進(jìn)行脈沖成型（pulse shaping)，這使得：
[0058] 1)FBMC可以不需要CP也能極大抑制多徑帶來(lái)的ISI，不僅相對(duì)0FDM能帶來(lái)更高 的頻譜效率和能量效率，同時(shí)可以在更大的時(shí)間誤差下獲得良好的接收魯棒性，從而允許 非嚴(yán)格同步的傳輸；
[0059] 2)得益于良好的頻率聚焦性，F(xiàn)BMC可以在極窄的頻率資源內(nèi)傳輸信號(hào)并保持非 常低的帶外泄露，從而可以較好的抑制由于多普勒或相位噪聲等帶來(lái)的載波間干擾ICI。
[0060] 因此，F(xiàn)BMC在認(rèn)知無(wú)線電、碎片化的頻帶接入和非同步傳輸?shù)葓?chǎng)景上擁有極大的 潛力。
[0061] 為獲得在FBMC的最高頻譜效率，需要使用偏置正交幅度調(diào)制（0QAM:0ffset Quadrature Amplitude Modulation)技術(shù)，稱為 FBMC/0QAM 或 0FDM/0QAM，后面簡(jiǎn)稱為 0QAM。在0QAM中，一個(gè)QAM符號(hào)被分成兩路信號(hào)，分別被交替調(diào)制到一個(gè)子載波的實(shí)部和 虛部，并通過(guò)在時(shí)間上交錯(cuò)的方法發(fā)送。在接收端，如果沒(méi)有信道的影響，交替提取每個(gè)子 載波上信號(hào)的實(shí)部和虛部，即可恢復(fù)發(fā)送信號(hào)。圖1為一種FBMC/0QAM的信號(hào)生成示意圖， 從后面的OQAM信號(hào)公式表達(dá)很容易理解各模塊的作用。時(shí)間連續(xù)（continuous-time)的 多載波FBMC/0QAM信號(hào)的基帶等同形式可以用下面的公式（1)表達(dá)：
[0062]
(1 )
[0063] 其中：（·）m,n表示頻時(shí)點(diǎn)（frequency-time point);
[0064] 為在第η個(gè)符號(hào)的第m個(gè)子載波上發(fā)送的實(shí)數(shù)調(diào)制信號(hào)，也就是脈沖幅度調(diào)制 符號(hào)（PAM);
[0065] am,n為符號(hào)周期為 τ = 2 τ。的復(fù)數(shù) QAM (Quadrature Amplitude Modulation)符 號(hào)~的實(shí)部或虛部值，例如 mji
[0066] 別卜丨和分別為取實(shí)虛部；
[0067] j是虛數(shù)符，廣"表示實(shí)虛交替；
[0068] Μ為偶數(shù)表示子載波個(gè)數(shù)；
[0069] Ζ為發(fā)送的符號(hào)集合；
[0070] V。為子載波間隔；
[0071] τ。為 0QAM 的符號(hào)周期，τ。= τ /2 = V(2v 0);
[0072] g是原型濾波器函數(shù)，其時(shí)域沖擊響應(yīng)長(zhǎng)度一般為τ的Κ倍，這樣的話導(dǎo)致 相鄰的（2Κ-1)個(gè)符號(hào)的時(shí)域波形會(huì)部分重疊，所以Κ通常也稱作濾波器的重疊因子 (Overlapping Factor)；
[0073] gm,n(t)為去調(diào)制am,n的整體合成濾波器函數(shù)（synthesis filter)。
[0074] 可以看出0QAM的符號(hào)率是傳統(tǒng)OFDM符號(hào)率的2倍，并且不附加循環(huán)前綴CP，而因 為0QAM的調(diào)制是實(shí)數(shù)的，每個(gè)0QAM符號(hào)的信息量是傳統(tǒng)0FDM的一半。
[0075] 0QAM的實(shí)數(shù)域正交性是通過(guò)設(shè)計(jì)原型濾波器函數(shù)g，使得發(fā)送時(shí)的合成濾波器函 數(shù)和接收時(shí)的分析濾波器函數(shù)的內(nèi)積（Inner Product)滿足或者近似滿足公式（2)實(shí)現(xiàn) 的，也就是原型濾波器需要滿足：
[0076]
[0077] 其中，*代表復(fù)數(shù)共輒，別卜丨為取實(shí)部操作，〈?卜 >表示內(nèi)積，如果m = m'，n = η'則5m,m，= 1，δ n,n，= 1，否則為〇,也就是說(shuō)如果m辛m'或η辛η'，貝lj內(nèi)積為純虛數(shù)項(xiàng)， 為了描述方便把內(nèi)積用表示。很顯然不同子載波和不同符號(hào)之間的信號(hào)本身造成的 是純虛部干擾，那么FBMC/0QAM調(diào)制的信號(hào)s(t)經(jīng)過(guò)一個(gè)無(wú)失真（distortion-free)信道 時(shí)，對(duì)接收的信號(hào)用發(fā)送合成濾波器（Synthesis Filter, SF)gmin(t)相匹配的接收分析濾 波器組（Analysis Filter，AF) ⑴按照公式（3)進(jìn)行簡(jiǎn)單操作，就可以把原始發(fā)送的實(shí) 數(shù)信號(hào)amin完美的重構(gòu)（Perfect Reconstruction，PR)出來(lái)，η。是噪聲項(xiàng)，緊接著合成復(fù) 數(shù)QAM信號(hào)就可以解調(diào)出原始數(shù)據(jù)。
[0078]
[0079] 但實(shí)際中信道不是無(wú)失真的，眾所周知信道通常因?yàn)槎鄰蕉尸F(xiàn)頻域選擇性 衰落和/或因?yàn)槎嗥绽粘尸F(xiàn)時(shí)間選擇性衰落，簡(jiǎn)單把信道沖擊響應(yīng)表示為 |h| I (norm)為幅度變化，I為相位變化，假設(shè)信道在單位符號(hào)周期和單位子載波帶寬上 不變，用Hm,n表示信道h(t)在符號(hào)η時(shí)子載波m上的頻率響應(yīng)（frequency response)，那 么接收到的信號(hào)可以表示為：
[0080]
[0081] 毫無(wú)疑問(wèn)這個(gè)復(fù)數(shù)的信道會(huì)破壞0QAM的實(shí)數(shù)域正交性，用解調(diào)a_n。為例，如公式 (5)所示，直接對(duì)y_ n。進(jìn)行取實(shí)部操作不能還原a _n。，而必須進(jìn)行額外的操作以消除或者 最大程度地降低對(duì)實(shí)數(shù)域正交性的破壞。
[0082]
[0083] 上面的M，n。跟原型濾波器的聚焦特性設(shè)計(jì)相關(guān)，所以也稱為固有干擾（intrinsic interference)，原型濾波器g函數(shù)的特性使得（m0, n0)上的固有干擾項(xiàng)中，只有周 邊有限的（m，η)辛（m0，n0)符號(hào)會(huì)帶來(lái)不可忽略的影響而不是所有，也就是純虛數(shù)的 賄姉關(guān)(m，n) # (m0，n0)賴獅般t匕財(cái)白勺樣忽難白勺貝丨排 常小，近似為零或?yàn)榱?，那么相?duì)噪聲而言，后面的那部分完全可以忽略而只需要關(guān)注周邊 有限的那些符號(hào)。把不可以忽略的周邊有限的（m，n)辛（m0，n0)取值用集合ΩΛηι Λη = {(p，q)，|p-m〇| < Am，|q-n〇| < Δη}表示（這個(gè)集合跟原型濾波器函數(shù)的時(shí)頻聚焦性是 對(duì)應(yīng)的），那么ImO, η0可以進(jìn)一步改寫為：
[0084]
[0085] 根據(jù)公式（5)和（6)，可以很清楚的知道，要想通過(guò)簡(jiǎn)單的頻域信道均衡來(lái)消除 而還原a 。，需要滿足下面公式（7)條件，也就是雖然經(jīng)過(guò)的是時(shí)變多徑信道，但在 Ω Ληι, Λη所代表的局部范圍內(nèi)，需要信道是相關(guān)的，這也就是說(shuō)原型濾波器的設(shè)計(jì)是要匹配 信道特性的，時(shí)頻聚焦性越好，那么對(duì)應(yīng)的ΩΛηι,Λη范圍就越小，條件（7)就越容易滿足。 [0086] Hn〇ino^HPiq, (p,q) e ΩΔη>Δη (7)
[0087] 從而公式（5)所示的經(jīng)過(guò)接收濾波器后的信號(hào)，可以近似成公式（8)的形式：
[0088]
[0089] 那么只要對(duì)（m0，n0)處的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行均衡，就可以再通過(guò)取實(shí)部操作把發(fā) 送的am〇,n。還原出來(lái)。
[0090] 綜上，雖然FBMC/0QAM符號(hào)在時(shí)域上是部分重疊的和頻域子載波也不像0FDM是復(fù) 數(shù)域正交，0QAM實(shí)虛交替和原型濾波器的聚焦性設(shè)計(jì)使得解調(diào)信號(hào)輸出在滿足公式（7)的 條件時(shí)，也可以通過(guò)簡(jiǎn)單的頻域均衡把信道的影響消除，從而恢復(fù)實(shí)數(shù)域正交性，再通過(guò)取 實(shí)部操作就可以解調(diào)出發(fā)送的信號(hào)。典型的0QAM信號(hào)均衡檢測(cè)可用公式（9)來(lái)表示，其中 SINR表示存在多用戶干擾時(shí)的信干噪比。
[0091]
、 11 · I I為取模操作
[0092] 對(duì)于下行或者上行單個(gè)用戶傳輸來(lái)說(shuō)，只要原型濾波器設(shè)計(jì)能匹配信道的時(shí)延拓 展（Delay Spread)和/或多普勒頻率延展（Doppler Frequency Spread),那么合理的設(shè) 置子載波間隔和數(shù)據(jù)傳輸時(shí)間，公式（7)中的條件還是可以基本滿足的，從而ICI和ISI 可以忽略。然而本發(fā)明
【申請(qǐng)人】認(rèn)為對(duì)于FBMC/0QAM的上行多用戶數(shù)據(jù)塊傳輸，公式（7)的 條件是比較難以滿足的，因?yàn)樯闲胁煌脩舻男盘?hào)到達(dá)基站所經(jīng)歷的信道一般都是不相關(guān) 的，所以頻域上有重疊的不同用戶時(shí)域相鄰的集合Ω Λη= {|q-n〇| < Δη}難以認(rèn)為是相 關(guān)的，這也正是FBMC/0QAM的拖尾在上行多用戶數(shù)據(jù)塊傳輸時(shí)需要有效的方案做特別處理 的原因。
[0093] 下面先說(shuō)明拖尾問(wèn)題。通信系統(tǒng)資源通常是按照時(shí)間頻率劃分成時(shí)間頻率單元 (resource grid)，然后把這些最小的時(shí)間頻率單元組成易于調(diào)度的基本資源塊。例如通 信標(biāo)準(zhǔn)說(shuō)的傳輸時(shí)間間隔（transmission time interval, TTI)或者子幀（subframe，也稱 b u r s t)就是說(shuō)的時(shí)間上以基本資源塊傳輸?shù)母拍睿活l域上則以帶寬的大小來(lái)定義基本資 源塊的概念，例如若干個(gè)子載波，最終用戶的數(shù)據(jù)塊是映射到資源塊上傳輸?shù)摹?FDM因?yàn)?采用的是矩形波形，所以在一個(gè)資源塊上各符號(hào)是緊接著排列的并沒(méi)有重疊，而FBMC/0QAM 因?yàn)椴捎玫脑蜑V波器的長(zhǎng)度比較長(zhǎng)，雖然是每隔τ。發(fā)送一個(gè)符號(hào)，但是每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng) 度卻不是跟0FDM -樣跟符號(hào)周期吻合而是超過(guò)了許多，這樣多個(gè)符號(hào)組成的數(shù)據(jù)塊就會(huì) 出現(xiàn)前后各有一部分拖尾。如圖2(a)所給出的子載波0上原型濾波器的波形，數(shù)據(jù)子幀 burstl為第一個(gè)用戶傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊，數(shù)據(jù)子幀burst 2為第二個(gè)用戶的數(shù)據(jù)塊，數(shù)據(jù)子幀 burst 3為第三個(gè)用戶的數(shù)據(jù)塊，長(zhǎng)度都為L(zhǎng)B，包含若干個(gè)0QAM符號(hào)，每個(gè)burst的拖尾 包含了長(zhǎng)度都為1^的前尾（pre-tail)和后尾（post-tail)兩部份，拖尾長(zhǎng)度取決于原型 濾波器的長(zhǎng)度，可以看到拖尾導(dǎo)致數(shù)據(jù)塊的波形有重疊，那么帶來(lái)的干擾就需要解決；而圖 2 (b)所給出的是用戶的數(shù)據(jù)塊波形沒(méi)有重疊情況，這個(gè)時(shí)候就需要減少每個(gè)數(shù)據(jù)塊中要發(fā) 的0QAM符號(hào)，那么這樣就造成了浪費(fèi)；圖2(c)給出的是用戶的數(shù)據(jù)塊波形是部分重疊的情 況，在實(shí)際設(shè)計(jì)中可以作為折衷考慮。另外如果通過(guò)拖尾截?cái)鄟?lái)避免浪費(fèi)的話，會(huì)導(dǎo)致波形 失真從而會(huì)額外引入ICI，這種方式需要很好的評(píng)估可實(shí)現(xiàn)的頻譜效率后慎重采用。
[0094] 針對(duì)上述問(wèn)題，本發(fā)明提出一種可配置預(yù)均衡的FBMC/0QAM系統(tǒng)及該系統(tǒng)的信號(hào) 發(fā)送和接收方法，圖3給出了本發(fā)明的示意圖，下面結(jié)合圖3描述本發(fā)明FBMC/0QAM系統(tǒng)的 工作原理：
[0095] a)控制信令處理單元（302)從網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器（301)獲取調(diào)度控制信令，也稱為調(diào)度 授權(quán)信令（scheduling grant)，所述調(diào)度授權(quán)信令至少包含資源分配和映射信息以及預(yù)均 衡配置信息。較佳地，資源分配和映射信息用于指示發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)所用的資源塊的時(shí)間頻率 位置、單位資源塊或者子幀burst上的0QAM符號(hào)數(shù)以及發(fā)送數(shù)據(jù)到資源塊的映射；預(yù)均衡 配置信息用于指示在相應(yīng)資源上發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)是否開(kāi)啟預(yù)均衡，進(jìn)一步地，如果開(kāi)啟預(yù)均衡， 還可以配置預(yù)均衡方式，或者也可以預(yù)先規(guī)定預(yù)均衡方式。預(yù)均衡方式可以包括：基于信 道互易性（Channel Reciprocity)對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡，或者，基于信道互易性只對(duì) 相位進(jìn)行預(yù)均衡，或者，基于有限反饋（limited feedback)只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡；預(yù)均衡 方式相應(yīng)地確定了預(yù)均衡參數(shù)Wpra。進(jìn)一步地，配置了預(yù)均衡和不配置預(yù)均衡時(shí)單位資源 塊或者子幀burst上0QAM符號(hào)數(shù)的設(shè)定為不同的，即：可以配置預(yù)均衡開(kāi)啟時(shí)和關(guān)閉時(shí)所 采用的子幀類型信息，所述子幀類型信息指示子幀中發(fā)送符號(hào)的個(gè)數(shù)和首個(gè)符號(hào)的發(fā)送時(shí) 亥IJ。也就是可設(shè)置不同的子幀類型，不同的子幀類型上拖尾伸出子幀外的長(zhǎng)度不同，其通過(guò) 設(shè)置單位子幀上傳輸?shù)?QAM符號(hào)數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)，配置了預(yù)均衡和不配置預(yù)均衡分別使用不同 的子幀類型。
[0096] b)信號(hào)源（303)根據(jù)分配的資源準(zhǔn)備好待發(fā)送的數(shù)據(jù)，該數(shù)據(jù)為實(shí)數(shù)信號(hào)，用 表不。
[0097] c)預(yù)均衡開(kāi)關(guān)（304)根據(jù)從302獲得的預(yù)均衡配置信息來(lái)確定是否對(duì)303輸出的 實(shí)數(shù)信號(hào)在進(jìn)行0QAM調(diào)制前進(jìn)行預(yù)均衡。當(dāng)配置為不開(kāi)啟預(yù)均衡時(shí)，實(shí)數(shù)信號(hào)通過(guò)串 /并轉(zhuǎn)換后直接到發(fā)送合成濾波器組（306)進(jìn)行0QAM調(diào)制，此時(shí)輸出s(t)可用公式（1)表 示；當(dāng)配置為開(kāi)啟預(yù)均衡時(shí)，預(yù)均衡參數(shù)生成單元（305)根據(jù)獲取的信道狀態(tài)信息以及配 置的預(yù)均衡方式，生成預(yù)均衡參數(shù)（pre-equalization coefficients)Wpfe，先由所述預(yù)均 衡參數(shù)對(duì)進(jìn)行預(yù)先處理，然后再到306進(jìn)行0QAM調(diào)制，生成0QAM信號(hào)s (t)，目的是使 該信號(hào)s (t)通過(guò)信道后還趨近滿足0QAM的實(shí)數(shù)域正交性，也就是針對(duì)信道進(jìn)行預(yù)均衡，從 而使得他們合成的等效信道頻率響應(yīng)異為實(shí)數(shù)或虛部很小可以忽略，即# = = 其中9?:表示實(shí)數(shù)，￥表示等于或者趨近，Η為信道頻率響應(yīng)；或者使得相鄰burst上不同用 戶的等效信道頻率響應(yīng)f的相位盡量接近，從而減少拖尾重疊帶來(lái)的干擾。其中：
[0098] 當(dāng)預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，一般需要基于信道互易性獲得較 全的信道狀態(tài)信息用于生成預(yù)均衡參數(shù)W pra，從而使得預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的 等效信道頻率響應(yīng)為實(shí)數(shù)或者虛部趨近于〇,且等效信道頻率響應(yīng)的模趨近于1，即31 = 1。
[0099] 當(dāng)預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，實(shí)際系統(tǒng)使用中可以基于信道互易性獲 得較全的信道狀態(tài)信息用于生成預(yù)均衡參數(shù)1_或者基于有限反饋獲取相位調(diào)整信息用于 生成預(yù)均衡參數(shù)，前者可以使得預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng) 為實(shí)數(shù)或者虛部趨近于〇,且等效信道頻率響應(yīng)的模趨近于信道頻率響應(yīng)的模，即，. 所以能極大消除信道對(duì)OQAM實(shí)數(shù)域正交性的破壞從而獲得很好的性能，后者因?yàn)閷?shí)際系 統(tǒng)使用只能允許有限的反饋開(kāi)銷，所以只能盡量通過(guò)量化的相位調(diào)整來(lái)使得不同用戶之間 的等效合成信道的相位趨近相同，從而通過(guò)后均衡盡量減小信道對(duì)0QAM的實(shí)數(shù)域正交性 的破壞，只獲得次優(yōu)的性能。
[0100] 預(yù)均衡后的S(t)可用公式（10)來(lái)表示。其中預(yù)均衡所用信道狀態(tài)信息可以是通 過(guò)反饋或者信道互易性（Channel Reciprocity)來(lái)獲取。
[0101]
[0102] d)接收分析濾波器組（307)對(duì)接收到的通過(guò)了信道的0QAM信號(hào)r(t)進(jìn)行0QAM 解調(diào)，輸出用ynin表示。
[0103] e)根據(jù)網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息，判斷模塊308判斷是否對(duì) 307輸出的信號(hào)進(jìn)行后均衡。當(dāng)配置了在發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)進(jìn)行預(yù)均衡，并且預(yù)均衡的方式為信 道的幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡，則不對(duì)307的輸出進(jìn)行后均衡，而是直接到310進(jìn)行取 實(shí)部操作，從而獲得估計(jì)出的發(fā)送信號(hào)4^ ;當(dāng)配置了在發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)進(jìn)行預(yù)均衡，并且預(yù)均 衡的方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡，則對(duì)307的輸出還要進(jìn)行后均衡，此時(shí)后均衡為 根據(jù)估計(jì)出的預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)Η~來(lái)生成后均衡參 數(shù)進(jìn)行均衡，所用后均衡參數(shù)（equalization coefficients)用胃3^表示，等效信道頻率響 應(yīng)#的估計(jì)可以通過(guò)接收機(jī)接收采用了跟數(shù)據(jù)相同的預(yù)均衡參數(shù)進(jìn)行預(yù)均衡后的用于信 道估計(jì)的參考信號(hào)來(lái)直接估計(jì)獲取，或者接收機(jī)通過(guò)對(duì)未采用預(yù)均衡的參考信號(hào)先做信道 估計(jì)再根據(jù)發(fā)射機(jī)采用的預(yù)均衡方式間接估計(jì)獲取，均衡后的信號(hào)再到310進(jìn)行取實(shí)部操 作，從而獲得估計(jì)出的發(fā)送信號(hào);當(dāng)沒(méi)有配置在發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，則對(duì)307的 輸出進(jìn)行傳統(tǒng)的對(duì)幅度和相位進(jìn)行信道均衡，所用均衡參數(shù)用W baft表示，均衡后的信號(hào) 再到310進(jìn)行取實(shí)部操作，從而獲得估計(jì)出的發(fā)送信號(hào)元,;，。后均衡所需的信道狀態(tài)信息可 以通過(guò)已知的用于信道估計(jì)的導(dǎo)頻信號(hào)來(lái)獲取。
[0104] 下面通過(guò)幾個(gè)較佳實(shí)施例對(duì)本申請(qǐng)技術(shù)方案進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。
[0105] 具體實(shí)施例一
[0106] 在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，基帶信號(hào)是直接生成的離散（discrete-time)形式，其為連續(xù)信 號(hào)在嚴(yán)格的抽樣點(diǎn)上的抽樣序列，也就是抽樣頻率滿足抽樣定理。FBMC/0QAM系統(tǒng)的離散基 帶信號(hào)可以用公式（11)來(lái)描述，公式（1)中變量t換成了抽樣時(shí)刻1 :
[0107]
[0108] 其中，Lg為原型濾波器的長(zhǎng)度，一般Lg= KM，或KM-1或KM+1，K為重疊因子， -if1是為了保證是因果系統(tǒng)。特別說(shuō)明，本發(fā)明不涉及具體的原型濾波器設(shè)計(jì)，圖2(a)示 意的原型濾波器波形僅為舉例，為近似滿足公式（2)的原型濾波器函數(shù)，其時(shí)域抽頭系數(shù) 為
[0109] 在本實(shí)施例中，我們給定FBMC/0QAM系統(tǒng)為時(shí)分雙工（Time Division Duplex，TDD)系統(tǒng)，其參數(shù)為子載波個(gè)數(shù)Μ = 512,子載波間隔vQ= 15khz，抽樣頻率為 7. 68Mhz，重復(fù)因子K = 4,原型濾波器的長(zhǎng)度Lg= 2048個(gè)抽樣樣點(diǎn)（sample)。另外關(guān) 于burst類型，我們?cè)O(shè)定兩種不同的類型：分別稱為擴(kuò)展子幀（Extended Burst，EB)和 非擴(kuò)展子幀（Non-extended burst, NEB)，EB 和 NEB 的 burst 長(zhǎng)都為 0· 4 毫秒（ms)，也 就是3072個(gè)samples，另外說(shuō)明EB和NEB的長(zhǎng)度也是可以預(yù)設(shè)置成不同的，或者說(shuō)系 統(tǒng)可以支持多種子幀長(zhǎng)度，本實(shí)施例為了方便說(shuō)明，設(shè)置成了相同而已。如圖2(a)所 示，EB的長(zhǎng)度L B= 0. 4ms = 3072s amples，而每個(gè)burst前后各一個(gè)拖尾，長(zhǎng)度都為
>.每個(gè)EB包括12個(gè)符號(hào)，兩邊的拖尾是伸到burst之外的； 而圖2(b)中的burst類型就是NEB，burst長(zhǎng)度也是1^= 0.4ms = 3072s amples，不過(guò)每 個(gè)burst包括如圖所設(shè)的6個(gè)符號(hào)，因?yàn)闇p少了 6個(gè)符號(hào)，拖尾都在burst內(nèi)，沒(méi)有擴(kuò)展到 burst之外。請(qǐng)注意我們也可以按照?qǐng)D2 (c)所示來(lái)設(shè)置burst類型，也就是每個(gè)burst包含 8個(gè)符號(hào)，允許一部分拖尾伸展到burst外，因?yàn)橥衔膊糠值母蓴_已經(jīng)比較小了，具體burst 長(zhǎng)度和符號(hào)數(shù)取決于系統(tǒng)設(shè)計(jì)的整體考慮。
[0110] 本實(shí)施例多用戶調(diào)度器的調(diào)度選擇中包含有表一所示的兩種選擇：
[0111] 表一
[0112]
[0113] 為描述方便，我們假設(shè)Μ個(gè)子載波都用于用戶數(shù)據(jù)傳輸而忽略資源分配和映射過(guò) 程。
[0114] 當(dāng)上述可配置預(yù)均衡的FBMC/OQAM TDD系統(tǒng)在配置為預(yù)均衡開(kāi)啟時(shí)（調(diào)度選項(xiàng) A)，基帶信號(hào)發(fā)送和接收分別為：
[0115] 發(fā)射機(jī)從網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器發(fā)送的調(diào)度控制信令獲知其發(fā)送的信號(hào)需要進(jìn)行預(yù)均衡、且 采用EB的結(jié)構(gòu)來(lái)發(fā)送信號(hào)，以及發(fā)射機(jī)根據(jù)TDD的信道互易性生成頻域預(yù)均衡參數(shù)1_對(duì) 發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡再進(jìn)行0QAM調(diào)制，圖4給出了帶預(yù)均衡的0QAM信號(hào)發(fā)送和接收的一 種具體實(shí)現(xiàn)不意圖。參見(jiàn)圖4 :
[0116] 在發(fā)送端，401為0QAM的復(fù)數(shù)QAM調(diào)制符號(hào)到實(shí)數(shù)PAM信號(hào)的轉(zhuǎn)換模塊， 402為預(yù)均衡模塊，403為0QAM調(diào)制采用快速傅里葉逆變換（Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)加多相濾波器（Polyphase Filtering)的合成濾波器組實(shí)現(xiàn)模塊，404為 并\串轉(zhuǎn)換模塊。有預(yù)均衡的0QAM信號(hào)可以用公式（12)表示，如圖4所示意，在進(jìn)行IFFT 之前，每個(gè)子載波上要發(fā)送的信號(hào)乘了參數(shù)Wpra，所述預(yù)均衡參數(shù)是為了避免時(shí)變多徑信道 破壞0QAM的實(shí)數(shù)域正交特性，從而發(fā)射機(jī)根據(jù)信道互易性估計(jì)得到在符號(hào)η時(shí)子載波m上 的頻率響應(yīng)右_，按照公式（13)生成，公式（13)也可叫做匹配預(yù)均衡算法，也就是對(duì)估計(jì) 的信道取共輒然后處于估計(jì)信道的模的平方。
[0117]
[0118]
· I I為取模運(yùn)算（13)
[0119] 在接收端，405為串/并轉(zhuǎn)換模塊，406為跟403匹配的接收合成濾波組實(shí)現(xiàn)模塊， 407為取實(shí)部操作模塊，408為實(shí)數(shù)到復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換模塊，其操作為對(duì)應(yīng)于模塊401的逆操作。接 收機(jī)接收到的通過(guò)了信道的0QAM信號(hào)r(l)可以用公（14)來(lái)表示：
[0120]
[0121] 根據(jù)公式（14)可以知道，在信道估計(jì)誤差小于某范圍的情況下，跟實(shí)際信道 之間可以認(rèn)為相等，那么合成的等效信道頻率響應(yīng)# =，_好* 1，從而接收機(jī)的406模 塊對(duì)接收到的r(l)進(jìn)行解調(diào)，以（m0，n0)上的輸出為7ηι(λη。為例，如公式（15)所示，很顯然 根據(jù)原型濾波器的設(shè)計(jì)，后面那項(xiàng)我們可以認(rèn)為是虛數(shù)，所以接收機(jī)根據(jù)網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器之前 給發(fā)射機(jī)配置的預(yù)均衡信息，直接把從模塊406的輸出 yniin輸入到模塊407進(jìn)行取實(shí)部操
作，就可以發(fā)射信號(hào)
[0122]
[0123] 很顯然地，通過(guò)上述預(yù)均衡方案描述，我們可以看出即使不同的用戶采用圖2 (a) 所示的基于EB的多用戶時(shí)分復(fù)用，拖尾也不會(huì)因?yàn)樾诺啦粷M足公式（7)而造成嚴(yán)重干擾， 也就是說(shuō)只要各用戶的發(fā)送信號(hào)根據(jù)信道做好預(yù)均衡，就可以允許拖尾伸展到burst之 外，采用EB這樣的方式傳輸，可以保證頻譜效率最大化。
[0124] 當(dāng)然，預(yù)均衡是基于信道估計(jì)比較準(zhǔn)的情況下，性能可以得到保證。當(dāng)網(wǎng)絡(luò)負(fù)載比 較低的時(shí)候，為了保障各用戶的服務(wù)質(zhì)量（Quality of service，Qos),網(wǎng)絡(luò)可以配置基于 NEB的不做預(yù)均衡的FBMC/0QAM信號(hào)發(fā)送（調(diào)度選項(xiàng)B)，此時(shí)0QAM信號(hào)的發(fā)送如圖5所 示，相比圖4,少了一個(gè)預(yù)均衡模塊，多了一個(gè)501所示的后均衡模塊，發(fā)射機(jī)發(fā)送信號(hào)就是 公式（11)所示的形式。如圖2(b)所示，因?yàn)橛脩舨捎昧?NEB傳輸，不同用戶之間沒(méi)有重疊， 所以不需要考慮不同用戶間的信道是否滿足公式（7)的問(wèn)題，而對(duì)于單個(gè)用戶來(lái)說(shuō)，自己 burst上的重疊信號(hào)因?yàn)榭梢詽M足公式（7)的條件，所以各用戶接收機(jī)只需要針對(duì)自己合 成濾波器組的輸出做均衡就可以還原發(fā)送信號(hào)，以（m0，n0)上的輸出為y_ n。為例，其形 式就是公式（8)，那么發(fā)射機(jī)的501模塊只要根據(jù)估計(jì)的信道生成均衡參數(shù)即可，此時(shí) 后均衡方式為傳統(tǒng)的信道均衡，可以是最小均方誤差（Minimum mean square error, MMSE) 均衡或匹配濾波均衡等，以匹配濾波均衡為例，設(shè)I
然后用該參數(shù)對(duì) 進(jìn)行均衡，再進(jìn)行取實(shí)部操作就可以還原發(fā)送信號(hào)，即qc 9
[0125] 從本實(shí)施例我們可以參考，本申請(qǐng)所述可配置預(yù)均衡的0QAM信號(hào)發(fā)送方案給網(wǎng) 絡(luò)調(diào)度提供了靈活性，在網(wǎng)絡(luò)高負(fù)載的情況下可以盡量保證頻譜效率，在網(wǎng)絡(luò)負(fù)載低的時(shí) 候又可以改為盡量保障用戶服務(wù)質(zhì)量。對(duì)于burst不長(zhǎng)的情況，例如本實(shí)施例中burst為 0. 4ms，拖尾的長(zhǎng)度大約為0. 1167ms，占比非常大，如果要完全避免拖尾重疊會(huì)帶來(lái)很大的 頻譜效率損耗，所以之前普遍認(rèn)為FBMC系統(tǒng)不適合基于短burst的傳輸，而通過(guò)預(yù)均衡完 全可以打破之前的技術(shù)偏見(jiàn)，進(jìn)一步拓展FBMC/0QAM的應(yīng)用范圍。
[0126] 具體實(shí)施例二
[0127] 在本實(shí)施例中，我們考慮一種FBMC/0QAM為頻分雙工（Frequency Division Duplex, FDD)系統(tǒng)。同實(shí)施例--樣，burst也分成EB和NEB兩種，參數(shù)設(shè)置同實(shí)施例一。 本實(shí)施例中調(diào)度器的上行發(fā)送調(diào)度選擇中包含有表二所示的兩種選擇：
[0128] 表二
[0129]
[0130]
[0131] 本實(shí)施例中假設(shè)發(fā)射機(jī)可以通過(guò)多根發(fā)射天線進(jìn)行波束賦形使得發(fā)射的波束具 有很好的方向性，從而波準(zhǔn)（boresight)方向上為能量最強(qiáng)徑且大部分能量集中在這里， 在接收機(jī)處接收到該條能量最大徑時(shí)接收機(jī)估計(jì)的信道沖擊響應(yīng)（時(shí)域）可以簡(jiǎn)化表示為
I I h | | (norm)為幅度，叾為傳播時(shí)延引起的相位變化系數(shù)，接收機(jī) 在反饋信道上獲取反饋的信道相位指示#，其為對(duì)I中Θ進(jìn)行量化，采用有限比特在反饋 信道上發(fā)送，例如360度的信道方向情況下，6比特和8比特可以表征粒度為5. 625度和1. 5 度的信道方向信息，這個(gè)粒度對(duì)于大部分波束賦形的空間辨析度來(lái)說(shuō)是足夠的。即使該條 能量最大徑具有反射路徑，假設(shè)我們存在接收波束賦形，我們還是可以把能接收到的多條 主要路徑等效成一個(gè)角度上接收到的路徑，從而還是用= IM石來(lái)簡(jiǎn)化表征。
[0132] 當(dāng)配置為預(yù)均衡開(kāi)啟時(shí)（調(diào)度選項(xiàng)C)，基帶信號(hào)發(fā)送和接收分別為：
[0133] 發(fā)射機(jī)從網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器發(fā)送的調(diào)度控制信令獲知其發(fā)送的信號(hào)需要進(jìn)行預(yù)均衡且 為只針對(duì)相位做預(yù)均衡、采用EB的結(jié)構(gòu)來(lái)發(fā)送信號(hào)。
[0134] 發(fā)射機(jī)根據(jù)網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器的指示，通過(guò)反饋信道獲取接收機(jī)反饋的量化的|得到 （時(shí)域），發(fā)射機(jī)把該信道相位信息f轉(zhuǎn)換成信道在（m，η)上的頻率相位響應(yīng)系數(shù) &_，下面用離散傅里葉變換（DFT)來(lái)表示頻域轉(zhuǎn)換，注：等效的，這里反饋信道也可以直 接反饋信道的頻率相位響應(yīng)來(lái)直接生成。進(jìn)一步的，所述反饋信道可以作為傳統(tǒng)上行 調(diào)度授權(quán)信令（uplink scheduling request)的一部分，也就是新增一個(gè)相位指示比特域； 也可以新設(shè)立下行反饋信道用于基站把信道相位指示反饋給終端。
[0135] 發(fā)射機(jī)根據(jù)B生成頻域預(yù)均衡參數(shù)1_對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡再進(jìn)行0QAM調(diào) 制，圖6給出了本實(shí)施例的預(yù)均衡0QAM信號(hào)發(fā)送和接收的一種具體實(shí)現(xiàn)示意圖。跟圖4相 比，601的均衡模塊生成預(yù)均衡參數(shù)的方式不同，同時(shí)增加了 602的后均衡模塊，其它模塊 與圖4的對(duì)應(yīng)模塊相同。發(fā)射機(jī)生成的預(yù)均衡的0QAM信號(hào)和601模塊生成的預(yù)均衡參數(shù) 可以分別用實(shí)施例一中的公式（12)和下面的（16)表示：
[0136]
[0137] 接收機(jī)接收到的通過(guò)了信道的0QAM信號(hào)r(l)可以用公式（17)來(lái)表示：
[0138]
[0139] 根據(jù)公式（17)，如果存在一條能量非常集中的主路徑，在信道方向信息的估計(jì) 誤差和量化誤差小于一定的范圍的情況下，估計(jì)的信道方向和實(shí)際信道的方向近似，從而 也就是相位近似，那么合成的等效信道頻率響應(yīng)將趨近實(shí)數(shù)，也就是虛部很小，可以忽略，
。接收機(jī)對(duì)r(l)進(jìn)行解調(diào)，以（m0，n0)上的輸出為y_ n。為例，我們可以 知道合成濾波器組的是近似滿足實(shí)數(shù)域正交的，如公式（18)所示，公式中的第二項(xiàng)可 以認(rèn)為也是虛數(shù)了。
[0140]
[0141] 接收機(jī)知道發(fā)射機(jī)只對(duì)相位做了預(yù)均衡，所以接收機(jī)的602模塊根據(jù)估計(jì)的信 道頻率響應(yīng)對(duì)表達(dá)形式如公式（18)所示的根據(jù)合成的等效信道頻率響應(yīng)進(jìn)行后均 衡，接收機(jī)通過(guò)接收采用了預(yù)均衡處理的用于信道估計(jì)的參考信號(hào)直接估計(jì)獲得等效信 道頻率響應(yīng)或者接收機(jī)通過(guò)接收未采用預(yù)均衡處理的參考信號(hào)獲取#以及 接收機(jī)知道發(fā)射機(jī)用采用的，從而間接知
?就是生成后均衡 參婁
丨后跟相乘，再進(jìn)行取實(shí)部操作就可以得到發(fā)射信號(hào)
[0142] 可以看到預(yù)均衡和后均衡分別對(duì)相位和幅度進(jìn)行處理，可以減少反饋量的需求。 此外反饋信道方向信息（時(shí)域）而不是直接反饋頻域的信道相位可以進(jìn)一步降低反饋開(kāi) 銷，只是在發(fā)射機(jī)需通過(guò)傅里葉變換來(lái)生成頻域上的信道相位，不過(guò)這項(xiàng)操作的復(fù)雜度很 低。
[0143] 當(dāng)配置為預(yù)均衡關(guān)閉時(shí)（調(diào)度選項(xiàng)D)，其處理與實(shí)施例一的調(diào)度選項(xiàng)B的處理相 同，在此不重復(fù)敘述。
[0144] 具體實(shí)施例三
[0145] 在本實(shí)施例中，我們考慮一種FBMC/0QAM為頻分雙工（Frequency Division Duplex, FDD)系統(tǒng)。同實(shí)施例--樣，burst也分成EB和NEB兩種，參數(shù)設(shè)置同實(shí)施例一。 本實(shí)施例中調(diào)度器的上行發(fā)送調(diào)度選擇中包含有表三所示的兩種選擇：
[0146] 表三
[0147]
[0148] 本實(shí)施例中假設(shè)發(fā)射機(jī)采用全向發(fā)射天線過(guò)一個(gè)時(shí)變多徑信道，t時(shí)刻的信道沖 擊響應(yīng)可以簡(jiǎn)單用公式（19)表不：
[0149]
[0150] 其中，fDn為第η條徑的多普勒頻移；θ n為第n條徑的傳輸時(shí)延引起的相移；τ A 第η條徑相對(duì)第一條到達(dá)徑的相對(duì)時(shí)延，而Cn(t)為第η條徑的復(fù)增益；δ為Dirac Delta 函數(shù)。從這個(gè)公式可看出，對(duì)于這樣的存在能量分散的多徑信道，直接反饋時(shí)域信道狀態(tài)信 息來(lái)重構(gòu)信道沖擊響應(yīng)相位信息是不現(xiàn)實(shí)的，開(kāi)銷特別大。但是根據(jù)多徑信道時(shí)延拓展， 我們可以在頻域把信道劃分成不同的相關(guān)子帶，每個(gè)子帶我們可以假設(shè)信道的頻率響應(yīng)基 本相同，從而可以從頻域角度基于子帶反饋來(lái)量化信道頻率相位響應(yīng)，每個(gè)子帶可以反饋 一個(gè)相位指示，該相位指示可以用于重構(gòu)該子帶上相應(yīng)的各子載波的頻率相位響應(yīng)系數(shù) 利用基于子帶重構(gòu)的信道頻率相位響應(yīng)系數(shù)可以用于生成所分配帶寬上使用的預(yù)均 衡參數(shù)= 。舉例來(lái)說(shuō)，我們可以把多徑信道的信道沖擊響應(yīng)變換到頻域，簡(jiǎn)單用公 式（20)來(lái)表示：
[0151]
[0152] 其中，| |H(f) | |表示頻率幅度響應(yīng)（也稱幅頻響應(yīng)），f(/)表示頻率相位響應(yīng)（也 稱相頻響應(yīng)），表示相應(yīng)的復(fù)數(shù)頻率相位響應(yīng)系數(shù)。根據(jù)信道相關(guān)帶寬把頻域劃分成 N個(gè)子帶，我們把頻率相位影響劃分成k段舛Λ)，針對(duì)每段頻率fk，我們認(rèn)為列Λ)是線性 變化的，從而我們可以用一個(gè)量化的相位指示01)來(lái)進(jìn)行有限反饋，根據(jù)這個(gè)相位指示我 們可以重構(gòu)屬于頻段f k內(nèi)的各子載波的頻率相位變化系數(shù)片(< = e 該參數(shù) 用于生成預(yù)均衡參數(shù)Wpra。
[0153] 舉例說(shuō)明，當(dāng)配置為預(yù)均衡開(kāi)啟時(shí)（調(diào)度選項(xiàng)E)，基帶信號(hào)發(fā)送和接收分別為：
[0154] 發(fā)射機(jī)從網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器發(fā)送的調(diào)度控制信令獲知其發(fā)送的信號(hào)需要進(jìn)行預(yù)均衡且 為只針對(duì)相位做預(yù)均衡、采用EB的結(jié)構(gòu)來(lái)發(fā)送信號(hào)。
[0155] 發(fā)射機(jī)機(jī)根據(jù)網(wǎng)絡(luò)調(diào)度器的指示，從反饋信道獲取子帶的相位指示?；?， 發(fā)射機(jī)根據(jù)所分配的帶寬包含的子帶的情況，根據(jù)子帶逐步重構(gòu)頻率相位響應(yīng)系數(shù)
，再把各子帶上的頻率相位響應(yīng)系數(shù)按照子帶位置串起來(lái)得到這個(gè)所分配 帶寬上所有子載波的頻率相位變化系統(tǒng)。進(jìn)一步的，所述反饋信道可以作為傳 統(tǒng)上行調(diào)度授權(quán)信令（uplink scheduling request)的一部分，也就是新增相位指示孕供） 比特域；也可以新設(shè)立下行反饋信道用于基站把信道狀態(tài)信息反饋給終端。
[0156] 發(fā)射機(jī)根據(jù)生成頻域預(yù)均衡參數(shù)，如對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡再 進(jìn)行0QAM調(diào)制。接收機(jī)接收到的通過(guò)了信道的0QAM信號(hào)r(l)還是用公式（17)來(lái)表示：
[0157] η
[0158] 結(jié)合公式（7)的條件和公式（17)，只要相鄰的符號(hào)上預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng) 合成的等效信道頻率響應(yīng)的相位變化系數(shù)趨近相同，可以減少信道破壞0QAM實(shí)數(shù)域正交 性帶來(lái)的干擾影響，S
>其中A_是一個(gè)在相鄰符 號(hào)之間變化很小的值。接收機(jī)對(duì)r(l)進(jìn)行解調(diào)，以（m0，n0)上的輸出為y^。為例，如公式 (21)所示：
[0159]
[0160] 基吁
的前提，根據(jù)公式（6)，我們可以知 道相鄰符號(hào)之間的干擾通過(guò)進(jìn)一步后均衡可以明顯減少。我們把公式（21)可以進(jìn)一步近 似寫為下面公式（22):
[0161]
[0162] 顯然，接收機(jī)知道發(fā)射機(jī)只對(duì)相位做了預(yù)均衡，所以接收機(jī)的602模塊根據(jù)估計(jì) 的等效信道頻率響應(yīng)忌對(duì)表達(dá)形式如公式（22)所示的根據(jù)后均衡即可還原傳輸?shù)臄?shù) 據(jù)，接收機(jī)可通過(guò)接收采用了預(yù)均衡處理的用于信道估計(jì)的參考信號(hào)直接估計(jì)獲得等效信 道頻率響E
從而生成后均衡參I
S于后均衡操作，即跟 相乘，再進(jìn)行取實(shí)部操作就可以得到發(fā)射信號(hào)
[0163]
[0164] 當(dāng)配置為預(yù)均衡關(guān)閉時(shí)（調(diào)度選項(xiàng)F)
，其處理與實(shí)施例一的調(diào)度選項(xiàng)B的處理相 同，在此不重復(fù)敘述。
[0165] 基于上述具體實(shí)施例，本申請(qǐng)?zhí)峁┝艘环N基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送方法，包括：
[0166] 發(fā)射機(jī)獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；
[0167] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡時(shí)，發(fā)射機(jī)根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)， 并根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡操作，然后進(jìn)行基于濾波器組的調(diào)制。
[0168] 對(duì)應(yīng)于上述方法，本申請(qǐng)?zhí)峁┝艘环N基于濾波器組的發(fā)射機(jī)，包括：控制信令處理 模塊、預(yù)均衡開(kāi)關(guān)、信源、預(yù)均衡參數(shù)生成模塊和發(fā)送合成濾波器組，其中：
[0169] 控制信令處理模塊，用于獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi) 啟預(yù)均衡；
[0170] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，控制信令處理模塊控制預(yù)均衡開(kāi)關(guān)接通預(yù) 均衡參數(shù)生成模塊，信源產(chǎn)生的實(shí)數(shù)信號(hào)由預(yù)均衡參數(shù)生成模塊所生成的預(yù)均衡參數(shù)進(jìn)行 預(yù)均衡處理后，再由發(fā)送合成濾波器組進(jìn)行調(diào)制；
[0171] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，控制信令處理模塊控制預(yù)均衡開(kāi)關(guān)接通 發(fā)送合成濾波器組，信源產(chǎn)生的實(shí)數(shù)信號(hào)直接由發(fā)送合成濾波器組進(jìn)行調(diào)制。
[0172] 基于上述具體實(shí)施例，本申請(qǐng)還提供了一種基于濾波器組的信號(hào)接收方法，包 括：
[0173] 接收機(jī)根據(jù)指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息判斷是否對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信 號(hào)進(jìn)行后均衡；所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；
[0174] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡 時(shí)，接收機(jī)不對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡；
[0175] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，接 收機(jī)對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響 應(yīng)進(jìn)行后均衡；
[0176] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，接收機(jī)對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù) 估計(jì)的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行幅度和相位后均衡。
[0177] 對(duì)應(yīng)于上述方法，本申請(qǐng)?zhí)峁┝艘环N基于濾波器組的接收機(jī)，包括：接收分析濾波 器組、后均衡開(kāi)關(guān)、后均衡參數(shù)生成模塊和取實(shí)部操作模塊；其中：
[0178] 所述后均衡開(kāi)關(guān)根據(jù)指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息判斷是否對(duì)接收分析濾波 器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡；所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡；
[0179] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡 時(shí)，后均衡開(kāi)關(guān)接通接收分析濾波器組和取實(shí)部模塊；
[0180] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，后 均衡開(kāi)關(guān)將預(yù)均衡方式發(fā)送給后均衡參數(shù)生成模塊，并接通接收分析濾波器組和后均衡參 數(shù)生成模塊由后均衡參數(shù)生成模塊生成均衡參數(shù)，并對(duì)接收分析濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù) 預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)進(jìn)行后均衡處理后，發(fā)送給取實(shí)部模 塊；
[0181] 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，后均衡開(kāi)關(guān)接通接收分析濾波器組和后 均衡參數(shù)生成模塊，由后均衡參數(shù)生成模塊生成均衡參數(shù)，并對(duì)接收分析濾波器組的解調(diào) 信號(hào)根據(jù)估計(jì)的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行幅度和相位后均衡處理后，發(fā)送給取實(shí)部模塊。
[0182] 以上所述僅為本申請(qǐng)的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本申請(qǐng)，凡在本申請(qǐng)的精 神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本申請(qǐng)保護(hù)的范圍之內(nèi)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種基于濾波器組的信號(hào)發(fā)送方法，其特征在于，包括： 發(fā)射機(jī)獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡時(shí)，發(fā)射機(jī)根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)，并根 據(jù)預(yù)均衡參數(shù)對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行預(yù)均衡操作，然后進(jìn)行基于濾波器組的調(diào)制。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于： 所述預(yù)均衡配置信息包含在發(fā)射機(jī)獲取的調(diào)度控制信令中。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于： 所述發(fā)射機(jī)還從所述調(diào)度控制信令中獲取預(yù)均衡開(kāi)啟時(shí)和關(guān)閉時(shí)所采用的子幀類型 信息，所述子幀類型信息指示子幀中發(fā)送符號(hào)的個(gè)數(shù)和首個(gè)符號(hào)的發(fā)送時(shí)刻。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于： 所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在預(yù)均衡配置信息中。5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于： 所述預(yù)均衡方式包括：對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡，或者，只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡。6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于： 當(dāng)預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，所述根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù) 包括：根據(jù)獲取的信道狀態(tài)信息和預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)，所述預(yù)均衡參數(shù)和信道頻 率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)為實(shí)數(shù)或者虛部趨近于0,且等效信道頻率響應(yīng)的模趨近 于1。7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于： 當(dāng)預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，所述根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)包括： 根據(jù)獲取的信道狀態(tài)信息和預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)，所述預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng) 合成的等效信道頻率響應(yīng)為實(shí)數(shù)或者虛部趨近于〇,且等效信道頻率響應(yīng)的模趨近于信道 頻率響應(yīng)的模。8. 根據(jù)權(quán)利要求6或7所述的方法，其特征在于： 所述信道狀態(tài)信息通過(guò)信道互易性獲取。9. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于： 當(dāng)預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，所述根據(jù)預(yù)均衡方式生成預(yù)均衡參數(shù)包括： 通過(guò)接收機(jī)的反饋獲取相位指示，根據(jù)獲取的相位指示生成預(yù)均衡參數(shù)。10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于： 發(fā)射機(jī)根據(jù)所述相位指示獲取量化的信道頻率響應(yīng)的相位信息，并根據(jù)所述相位信息 生成所分配帶寬上的頻率相位響應(yīng)系數(shù)作為頻域預(yù)均衡參數(shù)。11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于： 該方法還包括：頻域劃分成若干子帶，相位指示是基于子帶進(jìn)行指示的，子帶個(gè)數(shù)大于 等于1，發(fā)射機(jī)根據(jù)相位指示和子帶的對(duì)應(yīng)關(guān)系來(lái)生成所分配帶寬上的頻域預(yù)均衡參數(shù)。12. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于： 發(fā)射機(jī)根據(jù)所述相位指示獲取量化的信道沖擊響應(yīng)的相位信息，并變換成對(duì)應(yīng)的頻率 相位響應(yīng)系數(shù)作為頻域預(yù)均衡參數(shù)。13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于： 該方法還包括：所述量化的信道沖擊響應(yīng)的相位信息為多徑信道中最強(qiáng)的一條路徑 的相位信息，或者為多徑信道中能量最強(qiáng)的X條路徑的相位進(jìn)行平均而合成的一個(gè)相位信 息，其中X大于1。14. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于： 在上行調(diào)取授權(quán)信令中增加的相位指示比特域或?qū)ｉT的反饋信道中獲取所述反饋。15. -種基于濾波器組的信號(hào)接收方法，其特征在于，包括： 接收機(jī)根據(jù)指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息判斷是否對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn) 行后均衡；所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)， 接收機(jī)不對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，接收機(jī) 對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)進(jìn) 行后均衡； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，接收機(jī)對(duì)基于濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù)估計(jì) 的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行幅度和相位后均衡。16. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于： 所述根據(jù)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)進(jìn)行后均衡包括：接收 機(jī)通過(guò)接收采用了預(yù)均衡的用于信道估計(jì)的參考信號(hào)直接估計(jì)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響 應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)，或者接收機(jī)通過(guò)對(duì)未采用預(yù)均衡的參考信號(hào)先做信道估計(jì)再 根據(jù)發(fā)射機(jī)采用的預(yù)均衡方式間接估計(jì)預(yù)均衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率 響應(yīng)，所述等效信道頻率響應(yīng)用于對(duì)基于濾波器的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡。17. 根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的方法，其特征在于： 所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在預(yù)均衡配置信息中。18. -種基于濾波器組的發(fā)射機(jī)，其特征在于，包括：控制信令處理模塊、預(yù)均衡開(kāi)關(guān)、 信源、預(yù)均衡參數(shù)生成模塊和發(fā)送合成濾波器組，其中： 控制信令處理模塊，用于獲取預(yù)均衡配置信息，所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù) 均衡； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，控制信令處理模塊控制預(yù)均衡開(kāi)關(guān)接通預(yù)均衡 參數(shù)生成模塊，信源產(chǎn)生的實(shí)數(shù)信號(hào)由預(yù)均衡參數(shù)生成模塊所生成的預(yù)均衡參數(shù)進(jìn)行預(yù)均 衡處理后，再由發(fā)送合成濾波器組進(jìn)行調(diào)制； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，控制信令處理模塊控制預(yù)均衡開(kāi)關(guān)接通發(fā)送 合成濾波器組，信源產(chǎn)生的實(shí)數(shù)信號(hào)直接由發(fā)送合成濾波器組進(jìn)行調(diào)制。19. 根據(jù)權(quán)利要求18所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于： 所述預(yù)均衡配置信息由控制信令處理模塊從調(diào)度控制信令中獲取。20. 根據(jù)權(quán)利要求18或19所述的發(fā)射機(jī)，其特征在于： 預(yù)均衡參數(shù)生成模塊根據(jù)預(yù)均衡方式生成所述預(yù)均衡參數(shù)；所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī) 定的或者包含在所述預(yù)均衡配置信息中。21. -種基于濾波器組的接收機(jī)，其特征在于，包括：接收分析濾波器組、后均衡開(kāi)關(guān)、 后均衡參數(shù)生成模塊和取實(shí)部操作模塊；其中： 所述后均衡開(kāi)關(guān)根據(jù)指示給發(fā)射機(jī)的預(yù)均衡配置信息判斷是否對(duì)接收分析濾波器組 的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行后均衡；所述預(yù)均衡配置信息指示是否開(kāi)啟預(yù)均衡； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為對(duì)幅度和相位都進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)， 后均衡開(kāi)關(guān)接通接收分析濾波器組和取實(shí)部模塊； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示開(kāi)啟預(yù)均衡，且預(yù)均衡方式為只對(duì)相位進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，后均衡 開(kāi)關(guān)將預(yù)均衡方式發(fā)送給后均衡參數(shù)生成模塊，并接通接收分析濾波器組和后均衡參數(shù)生 成模塊由后均衡參數(shù)生成模塊生成均衡參數(shù)，并對(duì)接收分析濾波器組的解調(diào)信號(hào)根據(jù)預(yù)均 衡參數(shù)和信道頻率響應(yīng)合成的等效信道頻率響應(yīng)進(jìn)行后均衡處理后，發(fā)送給取實(shí)部模塊； 當(dāng)預(yù)均衡配置信息指示不進(jìn)行預(yù)均衡時(shí)，后均衡開(kāi)關(guān)接通接收分析濾波器組和后均衡 參數(shù)生成模塊，由后均衡參數(shù)生成模塊生成均衡參數(shù)，并對(duì)接收分析濾波器組的解調(diào)信號(hào) 根據(jù)估計(jì)的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行幅度和相位后均衡處理后，發(fā)送給取實(shí)部模塊。22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的接收機(jī)，其特征在于： 所述預(yù)均衡方式為預(yù)先規(guī)定的或者包含在預(yù)均衡配置信息中。
【文檔編號(hào)】H04L25/03GK105991490SQ201510083155
【公開(kāi)日】2016年10月5日
【申請(qǐng)日】2015年2月15日
【發(fā)明人】喻斌, 孫鵬飛, 朱大琳
【申請(qǐng)人】北京三星通信技術(shù)研究有限公司, 三星電子株式會(huì)社