專利名稱：鎮(zhèn)流器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及向帶有雙向可控硅調光器的燈提供電功率的鎮(zhèn)流器，該鎮(zhèn)流器包括電磁干擾濾波器，帶有輸入端和輸出端，在工作期間輸入端與雙向可控硅調光器耦合；整流器，與濾波器的輸出端耦合。
本發(fā)明還涉及緊湊型熒光燈。
雙向可控硅調光鎮(zhèn)流器控制提供的電功率量，從而控制由熒光燈產生的照度水平。常規(guī)雙向可控硅調光鎮(zhèn)流器，例如，在美國專利No.4392086中披露的常規(guī)雙向可控硅調光鎮(zhèn)流器，它不包括電磁干擾(EMI)濾波器。EMI濾波器濾除由鎮(zhèn)流器產生的諧波。當鎮(zhèn)流器被設定成高調光電平時，特別是在雙向可控硅工作期間，這些諧波可比預定時間更早地使由鎮(zhèn)流器拉出的電流下降至零。從而導致雙向可控硅的過早截止。由于這種雙向可控硅的過早截止，對于主電壓的半周期60赫茲(Hz)的有效部分，鎮(zhèn)流器不能拉出電流。使燈不能達到期望的照度水平。
另一種常規(guī)的緊湊型熒光燈，例如在美國專利No.5313142中披露的那種熒光燈，它包括EMI濾波器，但當耦接雙向可控硅時，由于鎮(zhèn)流器產生的諧波，而在防止雙向可控硅的過早截止方面無效。在不超出空間要求的情況下，在緊湊型熒光燈內的元件尺寸和數(shù)量的限制使其很難有效地濾除這些諧波。
因此，期望提供改進的緊湊型熒光燈，通過使用雙向可控硅調光器能夠設定其照度水平。該改進的緊湊型熒光燈應該有效地濾除在其中產生的諧波，以便在設置高調光電平時預防雙向可控硅調光器的過早截止。
一般來說，按照本發(fā)明的第一方案，控制供給燈的電功率量的裝置包括雙向可控硅調光器和鎮(zhèn)流器。鎮(zhèn)流器包括帶有輸入端和輸出端的電磁干擾濾波器，輸入端與雙向可控硅調光器耦合。鎮(zhèn)流器還包括緩沖器和整流器。緩沖器有跨接在濾波器輸出端上的串聯(lián)連接的至少一個電阻和至少一個電容器。整流器與濾波器的輸出端耦合。緩沖器充分衰減在鎮(zhèn)流器內特別是在雙向可控硅調光器導通期間產生的諧波，從而使雙向可控硅不被過早地截止。燈負載與整流器的輸出端耦合，用于把電功率提供給燈負載。
通過設置包括跨接在濾波器輸出端上的串聯(lián)連接的至少一個電阻和至少一個電容器的較簡單的緩沖器，能夠滿足在緊湊型熒光燈內的鎮(zhèn)流器所要求的元件尺寸和數(shù)量兩方面的限制。通過衰減在鎮(zhèn)流器內產生的諧波(即振蕩)，緩沖器維持雙向可控硅導通。因此，對于主電壓半周期60赫茲(Hz)的有效部分，鎮(zhèn)流器拉出電流。從而可達到燈照度的期望水平。
按照本發(fā)明的另一方案，該裝置包括雙向可控硅調光器和緊湊型熒光燈。緊湊型熒光燈包括帶有輸入端和輸出端的電磁干擾濾波器，輸入端與雙向可控硅調光器耦合。緊湊型熒光燈還包括緩沖器、整流器和燈負載。緩沖器有跨接在濾波器輸出端上串聯(lián)連接的至少一個電阻和至少一個電容器。整流器耦合濾波器的輸出端。燈負載與整流器的輸出端耦合。緩沖器衰減在緊湊型熒光燈內產生的諧波，否則該諧波會使雙向可控硅調光器過早地截止。
按照本發(fā)明的第三方案，控制緊湊型熒光燈的方法包括調整雙向可控硅調光器切入(cut-in)角的步驟，以使緊湊型熒光燈達到相應的期望照度水平；根據(jù)雙向可控硅調光器的切入角，通過雙向可控硅調光器把電功率提供給緊湊型熒光燈的電磁干擾濾波器；通過電磁干擾濾波器濾除由緊湊型熒光燈產生的諧波；和通過由至少一個電阻和至少一個電容器的串聯(lián)組合形成的跨接在電磁干擾濾波器輸出端上的緩沖器，隨著雙向可控硅調光器首先導通，衰減由緊湊型熒光燈產生的振蕩。從而由緊湊型熒光燈拉出足夠的電功率，避免雙向可控硅調光器過早地截止。
該方法還包括把根據(jù)雙向可控硅切入角的調光信號提供給驅動控制器，其中驅動控制器控制緊湊型熒光燈的照度水平。該方法還包括在大約最小功率因數(shù)下控制緊湊型熒光燈，以便一旦雙向可控硅導通就維持雙向可控硅的導通。
因此，本發(fā)明的目的在于提供不過早地截止雙向可控硅調光器的改進的可調光雙向可控硅緊湊型熒光燈。
本發(fā)明的另一目的在于提供能夠在高調光電平下可維持雙向可控硅導通的改進的可調光雙向可控硅緊湊型熒光燈。
本發(fā)明的再一目的在于提供使有效地衰減燈內產生的諧波所需要的元件數(shù)量和元件尺寸最小化的改進的可調光雙向可控硅緊湊型熒光燈。
從說明書中將使本發(fā)明的其它目的和優(yōu)點更明確和更明顯。
為了更好地理解本發(fā)明，應該參照結合下列附圖的說明，其中

圖1是本發(fā)明的雙向可控硅可調光緊湊型熒光燈的方框圖；圖2是圖1所示的雙向可控硅調光器的示意圖；圖3是緊湊型熒光燈的示意圖；圖4是用作圖3的驅動控制電路的集成電路的邏輯方框圖；和圖5是圖3所示的施密特觸發(fā)器的示意圖。
如圖1所示，由A.C.電源20表示的A.C.電源線通過雙向可控硅調光器30對緊湊型熒光燈10供電。緊湊型熒光燈10包括衰減電磁干擾(EMI)濾波器40，輔助電源45，整流器/電壓倍增器50，調光接口55，變換器60，驅動控制電路65，負載70和功率反饋電路90。作為CFL10鎮(zhèn)流器輸出端的變換器60的輸出端連接負載70。負載70包括燈85和由變壓器T的初級繞組75和多個電容器80、81及82形成的調諧電路。衰減EMI濾波器40充分地衰減由變換器60產生的諧波(即振蕩)。整流器/電壓倍增器50對A.C.電源20提供的正弦電壓整流，產生帶有升高波紋的D.C.電壓，并把大致恒定的D.C.電壓提供給變換器60。除了燈負載70以外的緊湊型熒光燈10的那些部分都接在一起，形成稱為對燈負載70供電的鎮(zhèn)流器。
在根據(jù)期望的照度水平改變轉換頻率時，由驅動控制電路65驅動變換器60。由變換器60將D.C.電壓轉換成供給負載70的方波電壓波形。通過分別減小和增加該方波電壓波形的頻率，能夠增加和減小燈照度水平。
由雙向可控硅調光器30設定燈照度的期望水平，并通過調光接口55連通驅動控制電路65。功率反饋電路90把來自調諧電路的一部分功率反饋給電壓倍增器，由此在點火后產生維持雙向可控硅導通所需的最小功率因數(shù)補償。輔助電源45把電功率提供給驅動控制器65，以便當滿足負載要求下變換器60的干線電壓暫時下降時，將電功率補充給驅動控制器65。
如圖2所示，雙向可控硅調光器30通過一對線21和22跨接在A.C.電源20上。雙向可控硅調光器30包括通過電感32和可變電阻33的串聯(lián)組合充電的電容器31。雙向擊穿二極管34與雙向可控硅35的門電路連接。當電容器31上的電壓達到雙向擊穿二極管34的擊穿電壓時，雙向可控硅35點火。將電流(即雙向可控硅35的鎖存電流(latching current))通過電感器32和雙向可控硅35提供給CFL10。在60Hz的末端，1/2波周期，雙向可控硅35中的電流水平下降到其保持電流(即維持雙向可控硅35導通所需的最小陽極電流)以下。雙向可控硅35截止?？赏ㄟ^改變可變電阻器33的電阻來調整點火角，即在雙向可控硅35首先導通時0至180度之間的角。可變電阻器33可以是分壓器，但并不限于此。用雙向擊穿二極管34的擊穿電壓限定最大點火角。電感器32限定di/dt升高和下降的時間。電容器36作為緩沖器，特別是當雙向可控硅35和CFL10之間的布線長度過長時可防止閃爍。由與這種長布線相關的電感和寄生電容引起的諧波被電容器36旁路。因此，雙向可控硅電流的水平和雙向可控硅36的工作不受雙向可控硅35和CFL10之間布線長度的影響。可避免通過這種諧波造成的燈85的閃爍。
雙向可控硅調光器30有由CFL10限定的/與CFL10有關的兩個最小調光置位。第一最小調光置位(即，最小接通調光置位)是能夠接通燈85的最低調光置位。其切入角大于最小接通調光置位時的切入角的第二最小調光置位(即，最小的穩(wěn)定狀態(tài)的調光置位)在燈85達到其穩(wěn)定狀態(tài)工作后可以移開。為了確保無閃爍的工作，在最小接通調光置位預熱期間由CFL10拉出的電功率必須大于在最小接通和最小穩(wěn)定狀態(tài)之間的置位時穩(wěn)定狀態(tài)工作期間所拉出的電功率。帶有雙向可控硅調光器30的CFL10在預熱期間處于最小接通調光置位時將比預熱后的情況拉出更多的電流，從而CFL10能夠完成預熱工作和在穩(wěn)定狀態(tài)模式下工作。
如圖3所示，衰減EMI濾波器40包括電感器41，一對電容器42和43以及電阻44。形成緩沖器的電阻44和電容器43串聯(lián)跨接在衰減EMI濾波器的輸出端上。當雙向可控硅35接通時，該緩沖器衰減由EMI濾波器40產生的振蕩。如果不用電阻44和電容器43構成的緩沖器進行衰減，那么這些振蕩將使通過雙向可控硅35的電流流下降至其保持電流以下，導致雙向可控硅35被截止。電阻44和電容器43還提供通路，以避免由60Hz濾波器40的功率的大的消耗。
形成級聯(lián)半波電壓倍增整流器的整流器和電壓倍增器包括一對二極管D1和D2以及一對電容器53和54。二極管D1和D2整流由衰減EMI濾波器提供的正弦電壓，產生帶有波紋的D.C.電壓。電容器53和54一起作為緩沖電容器，使整流的正弦電壓升高為基本恒定的D.C.電壓，該D.C.電壓提供給變換器60。
電容器51和一對二極管D3和D4從調諧電路提供高頻功率反饋信號，調諧電路將在下文中討論。高頻功率反饋信號在60Hz波形的正半周期間的導通狀態(tài)和非導通狀態(tài)之間切換二極管D1和D3。同樣，高頻功率反饋信號在60Hz波形的負半周期間的導通狀態(tài)和非導通狀態(tài)之間切換二極管D2和D4。由調諧電路(即繞組75和電容器80、81及82)派生的反饋功率將通過雙向可控硅35的電流水平保持在其保持電流之上。在60Hz、1/2周期(即約大于0.5微秒)的主要(substantial)部分期間能夠維持雙向可控硅35的導通。
調光接口55在EMI濾波器40的輸出端和驅動控制電路65之間提供接口。雙向可控硅35點火時的角度，即切入角，表示期望的照度水平。調光接口55將切入角轉換(即轉換雙向可控硅35的導通脈沖寬度)為成比例的平均整流電壓(即調光信號)，該電壓與驅動控制電路65中集成電路(IC109)的DIM管腳兼容并提供給該管腳。
調光接口55包括多個電阻56、57、58、59和61；電容器62、63和64；二極管66和齊納二極管67。IC109參照電路的地電位。但是，提供給IC109的DIM管腳的由調光接口55采樣的電壓被偏移-DC分量。該DC分量等于電壓倍增器的緩沖電容器電壓，也就是跨接在電容器54上的電壓的一半。電容器62濾除該DC分量。電容器62的尺寸較大以容納線頻率。一對電阻56和57形成分壓器，該分壓器與齊納二極管67一起確定在產生調光信號中施加的比例因數(shù)。電阻56和57還提供電容器62的放電通路。施加在DIM管腳上的平均整流電壓被齊納二極管67的齊納電壓所降低。因此，齊納二極管67限定施加在DIM管腳上的最大平均整流電壓(對應于最大(full)光輸出)。不同雙向可控硅調光器的最小切入角中的差引起的最大平均整流電壓的變化由齊納二極管67限定在能夠易于用IC109譯碼(interpreted)的電壓范圍內。換句話說，相對于調光信號的最大電平，齊納二極管67能夠使切入角最小(例如，25-30度)。
齊納二極管67還限定了60Hz波形的正半周期間雙向可控硅35的最大點火(切入)角(例如，約150度)。依據(jù)由電阻56和57以及齊納二極管67的擊穿電壓選擇的值，調整點火角。在某個點火角以上(例如，約150度以上)，總線101的干線電壓過低，以致不能對電源IC109的管腳VDD上產生足夠大的電壓。因此，變換器60不能工作，燈85未點燃。
大多數(shù)雙向可控硅調光器有相應于最大光輸出的25至30度的最小點火(切入)角。在這些小切入角時，將最大平均整流電壓施加在電容器64上。多個電阻56、57、58和59以及齊納二極管67影響調光曲線，特別是決定了在供給燈85最大光輸出時的最大點火角。也就是說，根據(jù)所選擇的雙向可控硅35的點火角，電阻56、57、58和59以及齊納二極管67確定由IC109的DIM管腳讀出的平均整流電壓。由電阻61和電容器64提供用于平均整流電壓的電路。電容器63濾除施加于電阻61和電容器64上的信號的高頻成分。
在60Hz波形的負半周期間，二極管66把在平均電路上(電阻61，電容器64)施加的負電壓限定為二極管電壓降(例如，約0.7伏)。在另一供選擇的實施例中，可用齊納二極管66替換二極管66，以改進調整率。齊納二極管66將箝位施加于DIM管腳上的電壓，以便能夠根據(jù)電壓的占空因數(shù)而不是平均整流電壓確定期望的亮度級。例如，當相對于燈85的最大光輸出把切入角設定為約30度時，占空因數(shù)應該相應地小于50％。隨著切入角增加，為了降低燈85的光輸出，應該減小占空因數(shù)。
變換器60被構成半橋式，它包括B+(干線)總線101，返回總線102(即電路地電位)，在總線101和總線102之間串聯(lián)連接的一對開關(例如，功率MOSFET)100和112。開關100和112在接點110上連接在一起，共同被確認為形成推挽式輸出電路配置。作為開關100和112的MOSFET分別有一對柵極G1和G2。一對電容器115和118連接在接點116上，并串聯(lián)連接在接點110和總線102之間。齊納二極管121與電容器118并聯(lián)連接。在IC109的管腳VDD和總線102之間連接二極管123。
繞組75、電容器80、電容器81和隔直流電容器126一起連接在接點170上。變壓器T的一對次級繞組76和77耦合初級繞組75，用于施加跨接在燈85的燈絲上的電壓，在預熱工作期間和按小于最大光輸出控制燈負載85時調整后者。電容器80、82、118、齊納二極管121、開關112和電阻153都連接電路地電位。燈85、電阻153和電阻168在接點88上連接在一起。一對電阻173和174串聯(lián)連接在接點175、連接燈85和電容器126的接點之間。電容器81和82串聯(lián)連接，并連接在接點83上。整流器的電容器51和電壓倍增器50連接在接點83上。電阻177連接在接點175和電路地電位之間。電容器179連接在接點175和接點184之間。二極管182連接在接點184和電路地電位之間。二極管180連接在接點184和接點181之間。電容器183連接在接點181和電路地電位之間。
驅動控制電路65包括IC109。IC109包括多根管腳。管腳RIND連接接點185。電容器158連接在接點185和電路地電位之間。一對電阻161和162以及電容器163串聯(lián)連接在接點185和接點116之間。在管腳RIND上的輸入電壓反映流過繞組75的電流水平。由跨接在變壓器T次級繞組78上的第一采樣電壓獲得流過繞組75的電流。然后，由電阻161和電容器158形成的積分器積分與跨接在繞組75上的電壓成比例的采樣電壓。提供給管腳RIND的積分采樣電壓表示流過繞組75的電流。通過第一采樣然后積分繞組78的電壓再現(xiàn)流過繞組75的電流，產生比檢測流過諧振電感器電流的常規(guī)方法(例如，檢測電阻)小得多的功率損耗。否則，由于該電流分離在燈85、諧振電容器80、81、和82以及功率反饋線87之間，所以再現(xiàn)流過繞組75的電流也十分困難。
VDD通過電阻103連接線路22提供用于驅動IC109的啟動電壓。管腳LI1經電阻168連接在接點88上。管腳LI2經電阻171連接在電路地電位上。輸入管腳LI1和LI2的電流之間的差反映流過燈85的檢測電流。在經電阻189連接在接點181的管腳VL上的電壓反映燈85的峰值電壓。通過電阻195和電容器192的并聯(lián)RC網(wǎng)絡以及電阻193和電容器194的串聯(lián)RC網(wǎng)絡，從CRECT管腳的輸出端流入電路地電位的電流反映燈85的平均電功率(即燈電流和燈電壓的積)。下面更詳細說明任選的外部D.C.偏置包括VDD和電阻199的串聯(lián)組合，該組合產生經電阻195流入電路地電位的電流的D.C.偏置。
電容器192用于提供跨接在電阻195上的已濾波的D.C.電壓。電阻156連接在管腳RREF和電路地電位之間，用于設置IC109內的基準電流。在CF管腳和電路地電位之間連接的電容器159設定下面詳細說明的電流控制振蕩器(CCO)的頻率。在管腳和電路地電位之間連接的電容器165被用于如下說明的預熱周期和非振蕩/備用模式的定時。GND管腳直接連接電路地電位。一對管腳G1和G2分別直接連接開關100和112的柵極G1和G2。直接連接接點110的管腳S1表示在開關100的源極上的電壓。管腳FVDD經電容器138連接在接點110上，表示用于IC109的浮動電源電壓。
如下是變換器60和驅動控制電路65的工作。最初(即啟動期間)，隨著電容器157根據(jù)電阻103和電容器157的RC時間常數(shù)被充電，開關100和112分別處于非導通和導通狀態(tài)。流入IC109管腳VDD的輸入電流在啟動相位期間保持低電平(低于500微安)。連接在接點110和管腳FVDD之間的電容器138充電至近似等于VDD的相對恒定的電壓，用作開關100的驅動電路的電壓電源。當跨接在電容器157上的電壓超過電壓導通閾值(例如，12伏)時，IC109就進入各工作(振蕩/開關)狀態(tài)，開關100和112在由繞組75和電容器80、81及82確定的諧振頻率之上的頻率處，來回在其導通的非導通狀態(tài)之間轉換。
一旦變換器60開始振蕩，IC109最初進入預熱周期(即預熱狀態(tài))。接點110依據(jù)開關100和112的轉換狀態(tài)在約0伏和總線101上的電壓之間變化。電容器115和118用于緩慢降低接點110上電壓的上升和下降速率，由此降低轉換損耗和由變換器60產生的EMI水平。齊納二極管121在接點116上產生脈動電壓，該電壓通過二極管123施加在電容器157上。產生供給IC109的管腳VDD的較大的工作電流，例如10-15毫安的電流。電容器126用于隔斷施加給燈85的D.C.電壓成分。
在預熱期間，燈85處于非點火狀態(tài)，也就是說，在燈85內還沒有建立電弧。由電阻156和電容器159以及開關100和112的反向二極管導通時間設定約100kHz的IC109的初始工作頻率。IC109按設定在IC內部的速率降低工作頻率。頻率持續(xù)下降，直至跨接在由電阻161和電容器158形成的RC積分器上的峰值電壓在RIND管腳上被檢測為等于-0.4伏(即負峰值電壓等于0.4伏)。調整開關100和112的轉換頻率，以保持由RIND管腳檢測的電壓等于-0.4伏，該電壓在接點110上產生約80-85kHz的相對恒定的頻率(定義為預熱頻率)。相對恒定的RMS電流流過繞組75，通過耦合到繞組76和77上，允許燈85的燈絲(即陰極)被充分地預置以隨后進行燈85的點火，并維護燈的長壽命。由電容器165設定預熱周期的持續(xù)時間。當電容器165的值為零時(即打開)，未有效地進行燈絲的預熱，不能使燈85瞬間開始工作。
在預熱工作的末端，由于由電容器165來確定，所以管腳VL假設為低邏輯電平。管腳VL在預熱期間為高邏輯電平。IC109此時從其預熱時的轉換頻率按設定在IC109內部的速率朝向無負載諧振頻率(即繞組75和電容器80、81和82在燈85點火前的諧振頻率，例如60kHz)向下開始掃描。隨著轉換頻率接近諧振頻率，燈85上的電壓迅速上升(例如，600-800伏的峰值)，一般足以使燈85點火。一旦燈被點火，流過的電流從幾毫安上升至幾百毫安。根據(jù)分別與電阻168和171成比例的在其之間的電流差，在管腳LI1和LI2上檢測等于燈電流的流過電阻153的電流。利用由二極管182和電容器183構成的峰-峰檢測器檢測由電阻173、174和177的分壓器組件標定的燈85的電壓，在接點181上產生與峰-峰燈電壓成比例的D.C.電壓。把接點181上的電壓通過電阻189轉換成流入管腳VL的電流。
利用管腳LI1和LI2之間不同的電流在IC109內使流入管腳VL的電流成倍增加，產生從管腳CRECT輸出端向電容器192和電阻195的并聯(lián)RC網(wǎng)絡以及電阻193和電容器194的串聯(lián)RC網(wǎng)絡饋送的已整流的A.C.電流。這些并聯(lián)和串聯(lián)RC網(wǎng)絡將A.C.整流電流轉換成與燈85的功率成比例的D.C.電壓。通過包含在由IC109內的反饋電路/環(huán)，使CRECT管腳上的電壓等于DIM管腳上的電壓。從而可進行燈85消耗功率的調整。
由DIM管腳上的電壓設定燈85期望的照度電平。反饋環(huán)包括下面要詳細說明的燈電壓檢測電路和燈電流檢測電路。依據(jù)該反饋環(huán)調整半橋變換器60的轉換頻率，從而使CRECT管腳電壓等于DIM管腳上的電壓。CRECT電壓在0.5和2.9伏之間變化。無論DIM管腳上的電壓上升到2.9伏以上還是下降到0.5伏以下，該電壓在內部分別被固定在2.9伏或0.5伏。通過調光的相位角產生供給DIM管腳的信號，在該相位角中，A.C.輸入線路電壓的一部分相位被截止。通過施加在DIM管腳上的調光接口55，將輸入線路電壓的切入相位角轉換成D.C.信號。
當燈85點火時，CRECT管腳上的電壓為零。隨著燈電流上升，與燈電壓和燈電流的積成比例的CRECT管腳上產生的電流使電容器192和194充電。變換器60的轉換頻率減小或增加，直至在CRECT管腳上的電壓等于DIM管腳上的電壓。當將調光水平設定到最大(100％)光輸出時，電容器192和194允許充電至2.9伏，因此CRECT管腳電壓利用反饋環(huán)升至2.9伏。在電壓上升期間，后面更詳細說明的反饋環(huán)被斷開。一旦CRECT管腳電壓達到約2.9伏，反饋環(huán)就接通。同樣，當將調光水平設定為最小光輸出時，電容器192和194允許充電到0.5伏，從而CRECT管腳電壓利用反饋環(huán)上升至0.5伏。一般來說，DIM管腳上的0.5伏對應于最大光輸出的10％。為了進一步調光降至最大光輸出的1％，可以采用由電阻199提供的外部偏置，否則不需要電阻199，以使DIM管腳上的0.5伏對應于最大光輸出的1％。當把調光水平設定成最小光輸出時，在反饋環(huán)接通前，CRECT電容器充電至0.5伏。
配有根據(jù)點火調光的常規(guī)燈通常出現(xiàn)點火閃爍。在點火后(例如，幾秒后)，通過將電源的高電平提供給燈一段較長的和不必要的時期，會產生大約在期望照度水平以上的光閃爍。在該方式中，常規(guī)的緊湊型熒光燈點火方法確保了燈的成功點火。而按照本發(fā)明，會使點火閃爍最小。點火之后強光條件的持續(xù)時間相對于低調光設定很短，并且不期望的光閃爍的視覺影響最小。通過使用反饋環(huán)，在點火發(fā)生后，降低供給燈85的功率電平從而基本避免點火閃爍。
在汞燈中，當汞齊溫度超過預定水平時，燈電壓嚴重下降。汞蒸汽壓力下降導致燈電壓下降。在這種條件下，燈功率的調整將產生非常高的燈電流，隨后使燈電極被破壞，燈壽命被縮短。
按照本發(fā)明，通過固定在接點181上的最小電壓等于VDD管腳電壓減去二極管186的電壓降，來維持燈電流的適當水平。由二極管182和電容器183構成的峰-峰檢測器檢測用電阻173、174和177的分壓器組合定標的燈85的電壓，在接點181上產生與峰-峰燈電壓成比例的D.C.電壓。
通過電阻189被轉換成流入管腳VL的電流的接點181上的電壓維持在不低于VDD管腳電壓減去二極管186的電壓降。由于IC109調整燈功率，并通過固定采樣的燈電壓為最小值，所以燈電流被限定在合適的最大值。
設有由變壓器T的次級繞組78、電阻162和電容器163形成的輔助電源，以避免閃爍。因管腳VDD上的電壓電平下降到功率IC109所需的最小閾值以下，IC109的瞬間截止會造成閃爍。當接通燈85時，CFL10拉出更多的電流，這造成總線101提供的電壓瞬間下降。由于管腳VDD上的電壓取決于由總線101提供的電壓，所以管腳VDD上的電壓電平瞬間下降到該最小閾值以下將導致閃爍。
輔助電源補充主電源。由齊納二極管121構成的主電源對電容器157提供脈動電壓以對后者充電。由電容器157設定VDD管腳電壓，該電壓等于跨接在電容器157上的電壓。輔助電源在預熱期間之后而非在預熱期間提供整流電壓，經電阻162、電容器163和二極管123將耦合到繞組78上的該電壓施加在管腳VDD上。輔助電源對管腳VDD提供DC偏置，該偏置確保管腳VDD上的電壓對功率IC109保持約10伏以上的最小閾值。從而避免因隨著燈85被接通而增加的負載導致的燈85產生的光的瞬間中斷(即閃爍)。
從接點83沿功率反饋線路87至將二極管D2、D4和電容器51連接在一起的接點，將功率反饋給整流器/電壓倍增器50。為了降低整流器/電壓倍增器50提供給燈85的過高電壓和增加在點火期間和調光條件下的電流量，由調諧電路的電容器81和82表示的電容量已分解在其間。反饋電流僅流過電容器81并取決于電容器81與電容器82之比。電容器81與電容器82之比取決于燈電壓(即跨接燈85的電壓)與線路電壓(即A.C.電源20的電壓)之比。
當線路電壓為正時，二極管D1和D3導通。當線路電壓為負時，二極管D2和D4導通。在主線路電壓(即來自A.C.電源20的電壓)的各半周期的峰值部分期間，沒有來自電容器81的高頻反饋作用。也就是說，主線路的各半周期的峰值部分期間的電壓大于接點83上的電壓，從而由二極管D2和D4隔斷反饋給整流器/電壓倍增器50的高頻部分。
電容器51是隔直電容器，相對于來自電容器81的高頻反饋作用電連接連接二極管D1和D3的接點和連接二極管D2和D4的接點。因此，相對于主線路電壓的正和負的兩個半周期，電容器51確保高頻反饋作用相同(即對稱)。反饋量依據(jù)主線路電壓和調光設定而變化。電容器81和82相對于反饋給整流器/電壓倍增器50的高頻功率有效地與燈85并聯(lián)。反饋給整流器/電壓倍增器50的功率反映跨接在燈85上的電壓。
功率反饋電路有助于允許CFL10在功率因數(shù)遠小于1.0(例如，0.7)下工作。當功率因數(shù)約為1.0時，在變換器60和負載70內元件上的應力遠大于低功率因數(shù)時的應力。功率反饋電路將功率因數(shù)上升到足以達到維持雙向可控硅35導通所需的約0.7的最小水平。
下面，參照圖4,IC109包括功率調整和調光控制電路250。管腳LI1和LI2之間的不同電流施加在有源整流器300上。有源整流器300采用帶有內部反饋的放大器而不是采用二極管電橋全波整流A.C.波形，以避免通常與二極管有關的任何電壓降。根據(jù)有源整流器300的輸出，電流源303產生表示流過燈85的電流的整流電流ILDIFF，該電流作為提供給電流倍增器306的兩個輸入的其中之一。
在預熱期間，P溝道MOSFET331導通，N溝道MOSFET332截止，以把VL管腳的電位拉升到管腳VDD的電位。在預熱周期(例如，持續(xù)時間為1秒)末端，P溝道MOSFET331截止，N溝道MOSFET332導通，以允許功率調整和進行變換器60的調光控制操作。在預熱周期后的電流流過VL管腳和N溝道MOSFET332，并由電阻333定標。響應于來自VL管腳的定標電流的電流源(即電流放大器)336產生電流信號IVL。電流箝位電路339限定反饋給倍增器306的其它輸入端的電流信號IVL的最大電平。電流源309輸出響應于倍增器306的輸出的電流ICRECT，該電流反饋給CRECT管腳和誤差放大器312的同相輸入端。如圖3所示，與電阻193和電容器194的串聯(lián)組合并聯(lián)的電容器192和電阻195的并聯(lián)網(wǎng)絡將CRECT管腳上的A.C.整流電流轉換成D.C.電壓。
再次參照圖4,DIM管腳上的D.C.電壓施加在電壓箝位電路315上。電壓箝位電路315將CRECT管腳上的電壓限定在0.3伏至3.0伏之間。把電壓箝位電路315的輸出施加在誤差放大器312的反相輸入端上。誤差放大器312的輸出控制流過電流源345的電流IDIF的值。電流比較器348將電流IDIF與基準電流IMIN和電流IMOD進行比較，并輸出最大幅度的電流信號。由開關電容積分器327控制IMOD電流。由電流比較器348輸出的電流提供控制信號，該信號確定在哪個振蕩(開關)頻率上使VCO318振蕩。當燈點火時，CRECT管腳電壓和IDIF電流為零。比較器348的輸出從IMIN、IDIF和IMOD中選擇最大的電流水平這時為IMOD。隨著CRECT管腳電壓提高到DIM管腳電壓，IDIF電流增加。當IDIF電流超過IMOD電流時，比較器348的輸出等于IDIF電流。
反饋環(huán)以誤差放大器312為中心，為使CRECT管腳上的電壓等于DIM管腳上的電壓，包括在IC109的內部和外部的許多元件。當DIM管腳上的電壓低于0.3伏時，0.3伏的D.C.電壓就施加在誤差放大器312的反相輸入端上。當DIM管腳上的電壓超過3.0伏時，3.0伏的電壓就施加在誤差放大器312上。施加在DIM管腳上的電壓應該在0.3伏(包括0.3伏)至3.0伏(包括3.0伏)的范圍內，以便在燈85的最大和最小亮度級之間達到10∶1的期望比例。由電流箝位電路339箝制對倍增器306的輸入，以提供適當比例的電流輸入到倍增器306中。
響應于比較器348的輸出的CCO318的頻率控制半橋式變換器60的轉換頻率。比較器348在預熱和點火掃描期間將IMOD電流提供給CCO318。比較器348在穩(wěn)定狀態(tài)工作期間對CCO318輸出IDIF電流。在比較器348輸出IMIN時，響應于IMIN電流的CCO318限定最小轉換頻率。最小轉換頻率還取決于電容器159和電阻156，它們分別從外部連接在IC109的管腳CF和RREF上。當CRECT管腳電壓與DIM管腳電壓相同時，變換器60進入閉環(huán)工作。誤差放大器312調整由比較器348輸出的IDIF電流，以保持CRECT管腳電壓大約等于DIM管腳電壓。
在確定變換器60是否處于或接近電容工作模式時，諧振電感器電流檢測電路監(jiān)視用RIND管腳上的信號表示的諧振電感器的電流。當流過繞組75的電流產生跨接于開關112的電壓時，變換器60就處于電容工作模式。在近電容工作模式，流過繞組75的電流接近于但還未在開關112上產生電壓。例如，假設依據(jù)繞組75和電容器80、81及82的諧振頻率約為50kHz，那么當流過繞組75的電流延遲于在開關112上的電壓約1毫秒內時，會出現(xiàn)近電容工作模式。
電路364還檢測是否發(fā)生開關100或110的正向導通或主二極管導通(從襯底至漏極)。由諧振電感器電流檢測電路364產生信號IZEROb，也就是說，在觸發(fā)器370的Q輸出端上產生的信號IZEROb處于在開關100或112正向導通時的高邏輯電平和在開關100或112的主二極管導通時的低邏輯電平。信號IZEROb施加在CCO318的IZEROb管腳上。當信號IZEROb處于低邏輯電平時，CF管腳379上的波形基本處于穩(wěn)定水平。當信號IZEROb處于高邏輯電平和開關100導通時，CF管腳上的電壓上升。當信號IZEROb處于高邏輯電平和開關112導通時，CF管腳上的電壓下降/跌落。
當變換器60的轉換頻率在近電容工作模式時，由諧振電感器電流檢測電路364產生的信號CM，即由OR門373產生的信號CM就處于高邏輯電平。依據(jù)處于高邏輯電平信號CM的開關電容積分器327將引起電流源329(即IMOD電流)的輸出增加。IMOD電流值增加導致比較器348將IMOD電流提供給VCO318，從而產生變換器60的轉換頻率的增加。通過監(jiān)視在IC109的管腳G1和G2上產生的各柵極驅動脈沖的前(上升)沿期間RIND管腳電壓波形的符號(+或-)，由諧振電感器電流檢測電路364檢測近電容工作模式。當RIND管腳上的電壓波形的符號在柵極脈沖G1的前沿期間為+(正)時或在柵極脈沖G2的前沿期間為-(負)時，變換器60為近電容工作模式。
當變換器60工作在電容模式時，NAND門電路376輸出處于高邏輯電平的CMPANIC信號。一旦檢測出電容模式，根據(jù)開關電容積分器327輸出的迅速上升，IMOD電流水平迅速上升。VCO318依據(jù)IMOD信號、電阻156和電容器159控制較短暫的上升至變換器60的最大轉換頻率。在IC109的管腳G1和G2上產生的各柵極驅動脈沖的后(下降)沿期間，通過監(jiān)視RIND管腳電壓波形的符號(+-)檢測電容模式。當RIND管腳上的電壓波形的符號在柵極脈沖G1的后沿期間為-(負)時或在柵極脈沖G2的后沿期間為+(正)時，變換器60處于電容工作模式。
依據(jù)電容器165(連接在管腳CP和電路地電位之間)的值的電路379設定預熱燈85燈絲的時間和使變換器60進入占空工作狀態(tài)的時間。在預熱期間，在CP管腳上產生兩個脈沖(在1秒持續(xù)時間以上)。預熱周期期間，變換器60的轉換頻率約為80kHz。在預熱周期末端，信號IGNST假定為點火開始時的高邏輯電平，也就是說，在約80kHz到在繞組75和電容器80、81及82的例如約60kHz(無負載諧振頻率)的諧振頻率以上的轉換頻率下點火掃描。能夠按例如10kHz/毫秒的速率進行點火掃描。
IC109調整RIND管腳上檢測的流過諧振繞組75的電流幅度。當RIND管腳上的電壓幅度超過0.4時，由比較器448輸出的信號PC呈現(xiàn)高邏輯電平，引起開關電容積分器327的輸出調整IMOD電流值。RMS轉換頻率的增加導致流過諧振繞組75的電流幅度的下降。當RIND管腳上的電壓值下降至0.4以下時，信號PC呈現(xiàn)低邏輯電平，引起開關電容積分器327的輸出調整IMOD信號電平，使轉換頻率降低。導致流過諧振繞組75的電流增加。實現(xiàn)對流過諧振繞組75電流的良好調整，該調整在預熱期間使燈85的各燈絲電壓基本穩(wěn)定。另一方面，通過包括串聯(lián)在各燈絲中的電容器(未示出)，在預熱期間能夠實現(xiàn)流過燈絲的電流的基本穩(wěn)定。
電路379還包括點火定時器，在預熱周期之后啟動該定時器。一旦該定時器被激勵，在CP管腳上就產生一個脈沖。如果在該脈沖之后檢測到變換器的電容工作模式或燈85上的過壓條件，那么IC109就進入備用工作模式。在備用模式期間，VCO318停止振蕩，開關112和100分別保持導通和非導通狀態(tài)。為了退出備用工作模式，供給IC109的電壓(即在管腳VDD上施加的電壓)必須至少降低到截止閾值(例如，10伏)或以下，然后至少增加到導通閾值(例如，12伏)。
預熱定時器包括設定CP波形觸發(fā)點的施密特觸發(fā)器400(即帶有滯后的比較器)。這些觸發(fā)點表示施加在施密特觸發(fā)器400輸入端的電壓，用于使觸發(fā)器導通和截止。處于導通狀態(tài)時的開關403提供電容器165的放電通路。每當在施密特觸發(fā)器400產生的各脈沖的持續(xù)時間內，開關403就處于導通狀態(tài)。每當CP管腳上的電壓超過由施密特觸發(fā)器400設置的上觸發(fā)點時，電容器165就放電。放電通路包括CP管腳、開關403和電路地電位。電容器165由電流源388充電。當檢測到電容工作模式時，正如由NAND門電路376上的CMPANIC信號的產生所反映的那樣，開關392導通。電容器165此時也由電流源391充電。當檢測到電容工作模式時，電容器165充電的電流會大10倍。CP管腳上的電壓在花費處于非電容模式時的1/10時間內就達到施密特觸發(fā)器400的上觸發(fā)點。因此，當檢測到電容工作模式時比未檢測到電容工作模式時，CP管腳上的脈沖就短十倍。因此，每當轉換頻率的增加未消除電容模式條件時，IC109將在很短的時間周期內進入備用工作模式。
預熱定時器還包括形成計數(shù)器397的D型觸發(fā)器。NAND門電路406的輸出端產生信號COUNT 8b，該信號在點火周期末端呈現(xiàn)低邏輯電平。每當已經檢測到燈85上的過電壓最小閾值條件(即由OVCLK信號表示)或變換器電容工作模式(即由信號CMPANIC表示)時，門電路412就輸出高邏輯電平。當門電路415的輸出呈現(xiàn)高邏輯電平時，開關403導通，導致電容165放電。
如上所述，在預熱周期后，從VL管腳流出的輸入電流經電流源336饋送給倍增器306，用于功率調整和調光控制的目的。來自VL管腳的輸入電流還分別經電流源417、電流源418和電流源419饋送給比較器421、424和427的同相輸入端。
響應于燈電壓已經超過過電壓最小閾值的檢測結果，比較器421激活點火定時器。當過電壓最小閾值條件出現(xiàn)在點火定時時間之后時，IC109就進入備用工作模式。D型觸發(fā)器430在管腳G2產生的門脈沖的后沿計時比較器421的輸出。D型觸發(fā)器433、AND門電路436和NOR門電路439的邏輯組合使開關(N溝道MOSFET)440導通，從而每當?shù)谝淮吸c火掃描期間超過過電壓最小閾值時就阻擋ICRECT信號。觸發(fā)器433有連接于內部節(jié)點385的D輸入端。當檢測出過電壓最小條件時，觸發(fā)器433的D輸入端在預熱周期的末端呈現(xiàn)高邏輯電平。響應于其D輸入端上的高邏輯電平，觸發(fā)器433的輸出端呈現(xiàn)低邏輯電平，從而導致門電路439的輸出端轉向低邏輯電平。開關440斷開，因此阻擋ICRECT信號到達CRECT管腳。當阻擋ICRECT信號到達CRECT管腳時，電容器192通過電阻195放電。如果未使用外部偏置，那么會出現(xiàn)完全(full)的放電。當采用如圖2所示的偏置198時，會出現(xiàn)局部放電。在另一種情況下，電容器192的放電降低了CRECT管腳上的電壓，以確保反饋環(huán)斷開。在預熱周期期間，內部節(jié)點385上的IGNST信號處于低邏輯電平。因此，在預熱周期期間，NOR門電路439將關閉開關440。沒有ICRECT信號施加在誤差放大器312上或流出CRECT管腳，電容器192不被充電。
一旦緊跟在預熱周期完成之后開始點火掃描，那么IGNST信號就處于高邏輯電平。開關440此時將導通，并在點火掃描期間保持導通，除非由比較器421檢測出過電壓最小閾值(例如，在點火期間施加在燈85上的最大電壓的約1/2)。在點火掃描期間，轉換頻率降低，導致燈85上的電壓和已檢測的燈電流增加。使電容器192充電的ICRECT信號的幅度增加，導致CRECT管腳上電壓的增加。在低調光級別下，CRECT管腳上的電壓應該等于DIM管腳上的電壓。不需其它干擾，誤差放大器312檢測到這兩個電壓之間沒有差別，將在燈85的成功點火之前過早地閉合反饋環(huán)。
為了避免反饋環(huán)的過早閉合，只要用比較器421檢測出存在過電壓最小閾值條件，那么在點火掃描期間門電路439將截止開關440并保持開關440截止。通過阻擋ICRECT信號達到CRECT管腳，CRECT管腳電壓下降并由此防止其等于DIM管腳電壓，即使后者被設定為深調光電平。一旦在點火掃描期間燈電壓達到過電壓最小閾值時并保持直到燈85點火時，最好就關閉開關440。當開關440關閉時，電容器192可通過電阻195充分地放電，以確保反饋環(huán)在點火掃描期間不過早地閉合。
為了燈啟動成功，常規(guī)的緊湊型熒光燈驅動系統(tǒng)在不期望的較長時間周期(例如達到幾秒)內對燈提供較高功率電平。當企圖在較低亮度級下啟動燈時，供給燈較高功率電平的不期望的較長時間周期會產生導致點火閃爍的條件。在該條件下，發(fā)生遠高于預定亮度的瞬間閃爍。
按照本發(fā)明，可基本消除點火閃爍，即使其最小以致不能被觀察到。通過避免以不期望的較長時間周期供給燈85較高的電平，可實現(xiàn)點火閃爍的基本消除。更具體地說，在燈點火后幅度減小之前約1毫秒或更短的時間內供給燈85較高功率的電平。通過監(jiān)測過電壓條件，特別是在允許開關440重新閉合之前燈電壓降低到過電壓最小閾值(由比較器421確定)以下時，可實現(xiàn)燈功率的直接減小。低于過電壓最小閾值的燈功率的降低與燈85的點火成功直接有關。換言之，在會發(fā)生點火閃爍的實際調光電平下，通過首先檢測何時燈電壓達到和/或超過過電壓最小閾值并在隨后檢測何時燈電壓降低在過電壓最小閾值之下，可避免點火閃爍。
當燈電壓超過過電壓最大閾值(例如兩倍于過電壓最小閾值)時，假定比較器424的輸出為高邏輯電平。當比較器424的輸出為高邏輯電平而不檢測近電容模式時，開關電容器積分器327增加VCO 318的振蕩頻率，因而按基于D型觸發(fā)器445的Q輸出的固定速率(例如以10kHz/毫秒的掃描速率)的轉換頻率處于高邏輯電平(即觸發(fā)器445輸出的信號F1(頻率增加)處于高邏輯電平)。因而減小變換器60的轉換周期的時間間隔。當比較器424的輸出為高邏輯電平時，檢測近電容模式。開關電容器積分器327增加VCO 318的振蕩頻率，并因此根據(jù)處于高邏輯電平的NAND門電路442的輸出(即由處于高邏輯電平的NAND門電路442輸出的信號FSTEP(頻率階躍))，轉換頻率立即(例如在10微秒內)達到其最大值(例如100KHz)。響應于此時為其最大振蕩值的VCO318，變換器60的轉換周期減小到其最小時間間隔(例如10毫秒)。
假定當燈電壓超過過電壓應急(panic)閾值(即在過電壓最大閾值以上)時，比較器427的輸出為高邏輯電平。當比較器427的輸出為高邏輯電平時，根據(jù)處于高邏輯電平的NAND門電路442的輸出(即由處于高邏輯電平的NAND門電路442輸出的信號FSTEP(頻率階躍))，開關電容器積分器327立即將VCO 318的轉換頻率增加到其最大值。
在本領域中眾所周知柵極驅動電路320，其在美國專利5373435中進行了充分的描述。這里參照并結合在美國專利5373435中對柵極驅動電路的描述。IC 109的管腳FVDD.G1.S1和G2相應于美國專利5373435中所示的接點P1、P2、P3和GL。其中示于圖3中的信號G1L和G2L分別相應于在美國專利5373435中的上驅動電路DU開啟時在接線端INL和在控制器與電平移相器之間的信號。
電源調節(jié)器592包括產生約5V輸出電壓的帶隙調節(jié)器595。調節(jié)器595在溫度和電源電壓(VDD)的寬范圍內基本上是獨立的。被稱為LSOUT的施密特觸發(fā)器(即帶有延遲的比較器)598的輸出識別電源電壓條件。當VDD管腳的輸入電源電壓超過接通閾值(例如12V)時，LSOUT信號處于低邏輯電平。當VDD管腳的輸入電源電壓降至斷開閾值(例如10V)以下時，LSOUT信號處于高邏輯電平，該高邏輯電平設定被稱為STOPOSC信號的鎖存器601的輸出為高邏輯電平。響應于處于高邏輯電平的STOPOSC的VCO 318終止VCO 318振蕩并設定CF管腳等于帶間隙調節(jié)器595的輸出電壓。
當VDD管腳的電源電壓超過接通閾值時，導致LSOUT信號為低邏輯電平，STOPOSC信號為低邏輯電平。響應于為低邏輯電平的STOPOSC的VCO 318將驅動變換器60，使其具有所述供給CF管腳的大體為梯形的波形按轉換頻率進行振蕩。只要當VDD管腳電壓降至斷開閾值以下，在管腳G2的柵極驅動信號便為高邏輯電平。VCO 318終止振蕩。開關100和112將分別維持在其非導通和導通狀態(tài)。
鎖存器601的輸出也為高邏輯電平，從而導致VCO 318終止振蕩和只要NOR門電路604的輸出為高邏輯電平，便采用備用工作模式。當在點火周期之后，稱為NOIGN信號的NOR門電路604的輸出為高邏輯電平時，檢測燈85的過電壓條件或變換器的電容工作模式。當燈85從電路中取下時，將發(fā)生這些條件中的兩種情況之一。當燈85點火失敗時產生過電壓條件。
圖5表示施密特觸發(fā)器598。多個電阻701、704、707和710串聯(lián)連接并構成在管腳VDD和電路地電位之間的電壓分壓器。在施密特觸發(fā)器的第一實施例中根據(jù)信號IGNST bar的邏輯電平控制晶體管713的導電狀態(tài)。通過開關714的閉合來表示該施密特觸發(fā)器的第一實施例。在施密特觸發(fā)器598中開關714的閉合與下列情況相同并最好是這種情況通過使信號IGNST bar直接與晶體管713的柵極連接而取消開關714來實現(xiàn)的。
在比較器719的反相輸入端的電壓取決于電壓分壓器，該分壓器又取決于管腳VDD電壓和信號IGNST bar的邏輯電平。比較器719將反相輸入端的電壓與VREG595的電壓進行比較。通過晶體管716提供在輸出信號LSOUT的高、低邏輯電平之間的滯后效果。
在預熱周期期間和其之后管腳VDD上的電壓發(fā)生變化。假定信號IGNST bar在預熱周期期間為高邏輯電平和在預熱周期之后為低邏輯電平。使VCO 318終止振蕩的管腳VDD上的該電壓(以下稱為欠壓閉鎖(UVLO)電平)根據(jù)信號IGNST bar的邏輯電平進行改變。當信號IGNST bar為高邏輯電平時(即在預熱期間)，UVLO電平與信號IGNST bar為低邏輯電平時(即在預熱之后)的電平相比為較高閾值。
按照本發(fā)明的另一個實施例，可改變施密特觸發(fā)器598，不再將信號IGNST bar送入晶體管713的柵極中(以下稱為另一個施密特觸發(fā)器實施例)。UVLO電平將不再改變。用斷開開關714來表示另一個施密特觸發(fā)器實施例。在另一個施密特觸發(fā)器實施例中斷開開關714與下列情況相同并最好是這種情況通過取消晶體管713、開關714和與信號IGNST bar連接來實現(xiàn)的。
本發(fā)明通過使用施密特觸發(fā)器598和/或輔助電源避免燈85的閃爍。施密特觸發(fā)器598和/或輔助電源可避免IC109因管腳VDD的電壓電平降低到功率IC109所需要的最小閾值之下所引起的瞬間斷開。當燈85接通時(即在預熱之后)，通過輔助電源(即次級繞組78、電阻162和電容163)補償主電源(由對電容器157提供脈動電壓的齊納二極管121構成)和/或通過降低UVLO閾值，使管腳VDD的電壓電平維持在UVLO電平以上。通過在預熱期間和在其之后改變供給管腳VDD的電壓和/或UVLO電平，當燈85接通時，可維持管腳VDD的電壓電平在UVLO電平以上。
因此，IC109通過其VDD管腳，具有至少一個輸入信號用于控制IC 109的變化。當使用施密特觸發(fā)器598而不是另一個施密特觸發(fā)器實施例時，VDD管腳電壓的特征在于基于工作模式的不同的預定的非零電壓范圍。在預熱模式期間，VDD管腳電壓典型地在約12V的上限和約10V的下限之間變化。在預熱模式之后(即在燈接通期間和其之后)，VDD管腳電壓典型地在約12V的上限和約9V的下限之間變化。
當使用另一個施密特觸發(fā)器實施例而不是施密特觸發(fā)器598時，VDD管腳電壓的特征在于在預熱模式期間和預熱模式之后有相同的預定的非零電壓范圍。在預熱模式期間和在預熱模式之后，在另一個施密特觸發(fā)器實施例中VDD管腳電壓典型地在約12V的上限和約10V的下限之間變化。
可以理解，輔助電源可與施密特觸發(fā)器598或另一個施密特觸發(fā)器實施例一起使用。同樣，可使用施密特觸發(fā)器598同時不使用輔助電源(即不需要輔助電源)。
VL管腳用于調節(jié)燈功率、保護燈不在過壓條件下和對預熱和正常調節(jié)之間的差提供輸出驅動。VL管腳的輸入是與燈電壓(例如峰或整流的平均值)成比例的電流。VL管腳電流與產生表示燈電流與燈電壓之積的信號的倍增器306耦合，如上所述用于調節(jié)燈功率。VL管腳電流還與用于檢測過電壓條件的比較器421、424和427耦合?？墒?，由于在燈85內還不存在充分的弧光放電，因而在預熱周期期間不需要調節(jié)燈功率。在預熱周期期間，變換器60工作在比繞組75和電容器80的無負載LC諧振電路的諧振頻率高的頻率下。在預熱周期期間該較高的頻率導致在燈85上的較低電壓，這將不會損傷緊湊型熒光燈10或燈85內的部件。
在預熱周期期間，P溝道MOSFET 331導通和N溝道MOSFET 332關閉，從而使VL管腳電位與VDD管腳電位相同。因此在預熱周期期間VL管腳為高邏輯電平，否則為低邏輯電平(即在點火期間和穩(wěn)定狀態(tài)條件下)。VL管腳的兩種不同的邏輯電平確認變換器60是工作于預熱或非預熱工作模式。
當流過繞組75的電流在相位上超前開關112上的電壓時，變換器60處于電容工作模式。在近電容工作模式，流過繞組75的電流稍稍滯后開關112上的電壓但在預定時間間隔內(例如典型約為1微秒)。換言之，流過繞組75的電流滯后開關112電壓預定的相位差。
為了使變換器60的轉換頻率不進入電容工作模式或者若已在其內，應盡快地離開電容工作模式，在決定相位差中，燈電流與一個變換器轉換周期的每1/2周期的兩個柵電壓之差進行比較。與其相反，常規(guī)電容模式保護電路不區(qū)別電容和近電容工作模式，因而當檢測這種模式時，或者過補償或者欠補償。
當例如從負載70取出燈85時，可很快地進入電容模式條件。一旦在電容模式中便可迅速地發(fā)生轉換晶體管(例如開關100和112)的損壞，用常規(guī)保護電路常常不能避免該損壞。
按照本發(fā)明，通過在管腳G1和G2產生的各驅動門電路脈沖的前沿期間監(jiān)視RIND管腳電壓波形的符號，確定近電容模式條件。一旦檢測到近電容工作模式和過電壓最大閾值，CCO 318將立即(例如在10微秒之內)增加到其最大值。
通過在管腳G1和G2產生的各柵極驅動脈沖的后沿期間分別監(jiān)視RIND管腳電壓波形的符號，確定電容模式條件。一旦檢測出電容工作模式，CCO 318將立即(例如在10微秒之內)增加到其最大值，以便確保變換器60在電感模式下工作，即具有在其非導通狀態(tài)在開關112上產生的相位超前于流過繞組75的電流的電壓。最大振蕩(轉換)頻率應遠遠高于無負載的諧振頻率。一般來說，CCO 318的最大頻率(即轉換周期的最小時間間隔)設定為等于變換器60的初始工作頻率(例如100kHz)。
正如已經討論的那樣，本發(fā)明提供較簡單的緩沖器，該緩沖器包括跨接在濾波器40的輸出端上的串聯(lián)連接的至少一個電阻44和至少一個電容器43?？蓾M足當鎮(zhèn)流器在緊湊型熒光燈內時所要求的元件尺寸和數(shù)量的限制。通過衰減在鎮(zhèn)流器中產生的諧波(即振蕩)，緩沖器維持雙向可控硅35的導通。因此對于主電壓半周期60赫茲(Hz)的有效部分，鎮(zhèn)流器拉出電流。從而即使在低調光電平，也可達到燈85的期望照度水平。
權利要求
1．一種鎮(zhèn)流器，用于向帶有雙向可控硅調光器(30)的燈提供電功率，該鎮(zhèn)流器包括電磁干擾濾波器(40)，帶有輸入端和輸出端，在工作期間所述輸入端與雙向可控硅調光器耦合；整流器(50)，與濾波器的輸出端耦合，其特征在于，包括至少一個電阻(44)和至少一個電容器(43)的串聯(lián)結構的緩沖器跨接在濾波器的輸出端上，用于衰減鎮(zhèn)流器內產生的諧波。
2．如權利要求1的鎮(zhèn)流器，其帶有燈負載(85)，其中整流器包括帶有與其燈負載耦合的輸出端。
3．一種配有如權利要求1的鎮(zhèn)流器的緊湊型熒光燈。
4．一種裝置，用于控制供給燈的電功率量并且包括如權利要求1所述的鎮(zhèn)流器和雙向可控硅調光器(30)。
全文摘要
一種緊湊型熒光燈,在該熒光燈中由雙向可控硅調光器控制照度水平。通過由至少一個電阻和至少一個電容器的串聯(lián)組合構成跨接在緊湊型熒光燈的電磁干擾濾波器的輸出端上的緩沖器,可避免雙向可控硅調光器的過早截止。緩沖器衰減在緊湊型熒光燈內產生的振蕩,從而供給緊湊型熒光燈足夠的電功率,以在整個熒光燈的調光范圍內維持雙向可控硅調光器的導通。
文檔編號H05B41/392GK1223066SQ98800451
公開日1999年7月14日 申請日期1998年3月23日 優(yōu)先權日1997年4月10日
發(fā)明者P·M·格拉德基, J·楊查克 申請人:皇家菲利浦電子有限公司