專利名稱：用于估計到達方向的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于估計由一個信號源發(fā)出的基準信號的到達方向的方法。特別是，本發(fā)明可以用于估計由一個移動終端發(fā)出的信號的到達方向。
背景技術(shù)：
在回顧DOA(到達方向)估計領(lǐng)域的已有技術(shù)狀態(tài)之前，將簡短地介紹一下無源波束生成(beamforming)技術(shù)。
一個自適應(yīng)天線一般包括一個天線陣列和一個波束生成器，如圖1所示。天線100可以具有任意的幾可結(jié)構(gòu)，基本傳感器1001，…，100L可以是任意類型的。我們考慮位于頻率為f0的正弦波源S的遠場中的L個全向單元的陣列。根據(jù)遠場條件，我們可以考慮在方向(0，θ0)從波源到達的平面波。將第一天線任意地取為時間原點。在第l個單元和原點之間的行進時間差由下式給出 其中， 是第l個單元的位置向量， 是方向(0，θ0)上的單位向量，c是傳播速度，<，>代表內(nèi)積。對于一個均勻線性陣列(ULA)、即等間距單元的線性陣列，其中單元間距為d，沿X軸排列，第一單元位于原點，則(1)可以表示為τl(θ0)=dc(l-1)cosθ0---(2)]]>從第一單元接收的信號可以用復(fù)數(shù)表示法表示為m(t)exp(j2πf0t)(3)其中，m(t)代表復(fù)調(diào)制函數(shù)。
假設(shè)第l個單元上的波前比第一單元上的晚到達τl(0，θ0)，則由l個單元接收的信號可以表示為m(t)exp(j2πf0(t+τl(0，θ0))) (4)該表達式是基于陣列信號處理的窄帶假設(shè)的，其中假設(shè)信號的帶寬對于調(diào)制函數(shù)足夠窄，陣列維數(shù)對于調(diào)制函數(shù)足夠小，從而在τl(0，θ0)上可以幾乎保持恒定，即假設(shè)m(t)≌m(t+τl(0，θ0))有效。則在第l個單元接收的信號由下式給出xl(t)＝m(t)exp(j2πf0(t+τl(0，θ0)))+nl(t) (5)其中，nl(t)是一個隨機噪聲分量，包括背景噪聲和在第l個信道中產(chǎn)生的電噪聲。假設(shè)所產(chǎn)生的噪聲在時間上是零均值并且方差等于σ2的高斯白噪聲。
無源波束生成包括用復(fù)系數(shù)ωl對由不同單元接收的信號加權(quán)，并對加權(quán)信號求和，以生成一個陣列輸出信號。通過選擇復(fù)系數(shù)，可以生成一個展示波源在方向θ0上的最大增益的接收模式。陣列輸出信號可以表示為m(t)與通常被稱為陣列因子F的分量的乘積F(θ)=Σl=1Lωlexp(j(l-1)κdcosθ)---(6)]]>其中κ＝2π/λ是所謂的波向量的振幅，λ是所發(fā)射信號的波長。如果指定復(fù)加權(quán)ωl＝ρlexp(jφl)，則陣列因子可以寫為F(θ)=Σl=1Lρlexp(j(φl+(l-1)κdcosθ))---(7)]]>如果選擇φl＝(l-1)κdcosθ0，則對于角度θ0、即當波束向波源行進時獲得F(θ)的最大響應(yīng)。
下面假定陣列因子被標準化，ρl＝1/L。如果考慮一個任意到達方向θF(θ)=1LΣl=1Lexp(jκd(l-1)(cosθ-cosθ0))---(8)]]>
即，通過指定ψ＝κd(cosθ-cosθ0)F(ψ)=1Lsin(Lψ/2)sin(ψ/2)exp(j(L-1)ψ/2)---(9)]]>如果指定w＝(ω1，…，ωL)T為在波束生成中使用的加權(quán)系數(shù)，波束生成器的輸出可以簡單表示為wHx。在查看方向θ0上行進波束的向量w是w＝a(θ0)，其中，a(θ0)＝[1，exp(jκd cosθ0，...，exp(j(L-1)κd cosθ0)]T。如果RN＝σ2I是不相關(guān)噪聲的協(xié)方差矩陣，則在陣列輸出的噪聲分量的功率可以寫為PN=wHRNw=σ2L---(10)]]>換句話說，在陣列輸出的噪聲功率是在每個單元出現(xiàn)的噪聲功率的1/L。因此，在信號方向上帶有統(tǒng)一增益的波束生成已經(jīng)將不相關(guān)噪聲減少了因子L，從而增大了輸出信噪比(SNR)。
下面考慮更普遍的情況，其中M個點源出現(xiàn)在遠場中，則由單元l接收的信號可以寫為χl(t)=Σm=1Msm(t)exp(j(l-1)πcosθm)+nl(t)---(11)]]>如果考慮將在采樣時間nT，n＝{1，…，N}的采樣信號用n表示，為了簡化，(11)可以重寫為x(n)=Σm=1Ma(θm)sm(n)+n(n)---(12)]]>其中a(θm)＝[1，exp(jπcosθm)，...，exp(j(L-1)πcosθm)]T是一個被稱為陣列響應(yīng)的向量，x(n)是在時間n所接收信號的向量，n(n)＝[n1(n)，n2(n)，...，nL(n)]T是噪聲向量。所采樣的陣列輸出x(n)可以表示為一個矩陣乘積x(n)＝As(n)+n(n) (13)其中，A＝[a(θ1)，a(θ2)，…，a(θm)]是LxM矩陣，矩陣的列是向量a(θm)，s(n)＝[s1(n)，s2(n)，...，sM(n)]T是信號向量。
我們假設(shè)信號和噪聲樣本是零均值的、與信號不相關(guān)并且相互不相關(guān)的、固定的和遍歷各態(tài)的復(fù)數(shù)值隨機過程。它們以時間上的白高斯過程為模型，具有同一方差σ2。
大多數(shù)DOA估計技術(shù)是基于空間協(xié)方差矩陣R的估計的計算R=E[x(n)xH(n)]=limN→∞1NΣn=1Nx(n)xH(n)---(14)]]>該表達式可以根據(jù)(13)的矩陣表示法重寫為R＝APAH+σ2I (15)其中P是源協(xié)方差矩陣，I是單位矩陣。
意料之中的是，由于R反映所接收信號的(空間)頻譜，并且到達方向顯然與頻譜的峰值相聯(lián)系，所以大多數(shù)DOA估計技術(shù)采用R中包含的頻譜信息。
最簡單的DOA估計技術(shù)(也稱為傳統(tǒng)DOA估計)僅僅在于找到空間頻譜的峰值PBF=aH(θ)Ra(θ)L2---(16)]]>即，當波束在角度范圍內(nèi)行進時的最大輸出功率。然而，這個方法的問題在于當存在多個波源時有嚴重的分辨率(resolution)限制。
在已有技術(shù)中已經(jīng)設(shè)計了許多DOA估計技術(shù)，在這里沒有必要一一列舉。在H.Krim和M.Viberg的1996年7月在IEEE信號處理雜志(IEEE SignalProcessing Magazine)第67-74頁中的題目為“二十年陣列信號處理研究(Twodecades of array signal processing research)”的文章中可以找到這些技術(shù)。
最常見的DOA估計技術(shù)是MUSIC(多信號分類)和ESPRIT(利用旋轉(zhuǎn)不變性技術(shù)的信號參數(shù)估計)以及由其派生出的各種技術(shù)。
MUSIC算法依靠的是空間協(xié)方差矩陣R的特征分析。陣列響應(yīng)向量a(θ)定義了一個維數(shù)為L的希爾伯特空間，該空間可以分解成一個維數(shù)為M的信號子空間和一個維數(shù)為L-M的噪聲子空間(假設(shè)M＜L)。R是秩為M的厄密共軛的正半定矩陣(假設(shè)M個波源是不相關(guān)的，因此P是滿秩)。R的特征值可以排列為λ1≥λ2≥...＞λM+1＝...＝λL＝σ2，其中，前M個特征值對應(yīng)于生成信號子空間的特征向量，后L-M個特征值對應(yīng)于生成噪聲子空間的特征向量。指定∏⊥＝I-A(AHA)-1AH(17)為噪聲子空間上的射影算子，到達方向則通過找到所謂的MUSIC頻譜中的峰值來確定PM(θ)=aH(θ)a(θ)aH(θ)Π⊥a(θ)---(18)]]>已經(jīng)在文獻中提出了MUSIC算法的各種改進，以克服特定測量條件中的一些缺陷。
ESPRIT算法利用信號子空間的當天線陣列不隨變換而改變(例如，ULA)時的旋轉(zhuǎn)不變性。在R.Roy等的在1989年7月的IEEE transactions on ASSP，Vol.37，N7第984-995頁的題目為“ESPRIT利用旋轉(zhuǎn)不變性技術(shù)的信號參數(shù)估計(ESPRITEstimation of Signal Parameters via Rotational InvarianceTechniques)”的文章中可以找到該算法的詳細描述。在這里，該算法依靠的是陣列協(xié)方差矩陣R的特征分解，將其分解成一個信號子空間和一個噪聲子空間。
此外，基于信號和噪聲子空間分解的DOA估計方法、例如MUSIC或ESPRIT需要知道信號源的數(shù)目M。這個數(shù)目可以從協(xié)方差矩陣的特征值σ2的重數(shù)得到。然而，在大多數(shù)情況下，值σ2是不知道的，M從“最相等”的特征值的數(shù)目中導(dǎo)出，這也被稱為MDL(最小說明長度)標準。
上述算法利用協(xié)方差矩陣R。當然，在實際中，這個矩陣是不能得到的，必須例如通過表達式(14)估計。協(xié)方差矩陣的估計的系數(shù)上的噪聲電平可能導(dǎo)致對DOA和/或信號源數(shù)目的錯誤的確定。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個目的是減小協(xié)方差矩陣的估計上的噪聲電平，以便改進DOA和/或信號源數(shù)目估計，特別是降低信噪比(SNR)。
這個問題由附帶的權(quán)利要求1所限定的方法所解決，即，估計由一個信號源發(fā)射并由一個天線陣列接收的信號的到達方向的方法，所述方法估計由陣列的天線分別接收的信號的協(xié)方差矩陣，并從其導(dǎo)出到達方向，其中，所述接收的信號在進行協(xié)方差矩陣估計之前與一個由所述源發(fā)射的基準信號相關(guān)。
在從屬權(quán)利要求中限定了本發(fā)明的各個實施例。


通過下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的各種實施例的描述，可以更好地理解本發(fā)明圖1顯示了在DOA估計中使用的均勻線性陣列的基本示意圖；圖2示意性地顯示了依據(jù)本發(fā)明的第一實施例的采用DOA估計的DS-CDMA接收機；圖3示意性地顯示了依據(jù)本發(fā)明的第二實施例的采用DOA估計的DS-CDMA接收機；圖4示意性地顯示了依據(jù)本發(fā)明的第三實施例的采用DOA估計的DS-CDMA接收機。
具體實施例方式
廣泛地講，本發(fā)明背后的思想是使用由信號源發(fā)射的基準信號，以便減少協(xié)方差矩陣的估計的系數(shù)中的噪聲電平。在由天線接收的信號被互相關(guān)之前首先將其與信號源發(fā)射的基準信號進行相關(guān)。如同后面將顯示的，這個預(yù)處理步驟顯著地改進了SNR并因此改進了DOA估計。
為了清楚起見，在DS-CDMA(直播(direct spread)碼分多址)系統(tǒng)的環(huán)境下介紹本發(fā)明，但本發(fā)明實際上可以運用于信號源發(fā)射基準信號的任何系統(tǒng)中。
我們首先考慮只有一個信號源位于天線陣列的遠場中的情況。例如，這個天線陣列位于DS-CDMA移動通信系統(tǒng)的一個基站，信號源是用戶的終端。一般地，由終端發(fā)射的信號在撞上天線陣列之前沿不同的路徑傳播。陣列接收信號的幾個復(fù)制品，每個復(fù)制品都以一給定方向到達，并經(jīng)過一給定延遲。對應(yīng)于同一延遲的路徑可以被稱作同步路徑，而對應(yīng)不同延遲的路徑被稱為異步路徑。我們考慮如下情況，M個同步路徑起源于信號源并以M個入射角撞上陣列。這個假設(shè)可以被認為是等效于在M個不同方向上有M個相干源。
將由陣列的L個天線接收的信號以芯片頻率(chip frequency)采樣。它們可以這樣使用或由用戶代碼解除擴展(despread)。當然，如果信號被解除擴展，則樣本可以以碼元率得到。同一形式用于兩種情況采樣的接收信號可以排列在矩陣X中X＝AΓS+N (19)其中，X＝[x(1)，x(2)，…，x(N)]，x(i)是在時間iT和iTS(如果所接收信號被解除擴展)采樣的接收信號的向量，其中1/T是芯片速率。 其中s＝[s(1)，s(2)，...，s(N)]T 其中，α1，α2，…，αM代表每個同步路徑的復(fù)增益；N＝[n(1)，n(2)，…，n(N)]，其中n(i)是在時間i采樣的噪聲信號的向量。我們現(xiàn)在假設(shè)信號源發(fā)射一個基準信號s，即在DS-CDMA環(huán)境下發(fā)射一個引導(dǎo)碼元序列。預(yù)處理步驟由下式給出y=1NXs*=AΓSs*+Ns*---(20)]]>應(yīng)該注意的是，如果所接收信號未由用戶代碼解除擴展，則X的列顯示冗余。相反，如果所接收信號由用戶代碼解除擴展，則在一系列N個碼元上執(zhí)行(20)中表示的相關(guān)。
不失普遍性地，我們假設(shè)s(n)s*(n)＝1。我們考慮M＝2的情況，以簡化表示法。可以容易地顯示為 (21)預(yù)處理之后在每個天線上的噪聲可以表示為nl′=1NΣn=1Nnl(n)s*(n)l=1,...,L---(22)]]>這是具有零均值和方差為σ2/N的高斯白復(fù)噪聲，即n′l～N(0，σ2/N)。通過在R的估計中采用y來代替X，可以看出獲得了噪聲電平的減小，特別是對于對角單元。下面分別是不帶有和帶有預(yù)處理步驟的空間協(xié)方差矩陣的估計的表達式R=1NΣn=1Nx(n)xH(n)---(23)]]>RP＝y(tǒng)yH(24)如果我們考慮對角單元，可以在不失普遍性的情況下將比較限制在矩陣的第一行和第一列的單元1NΣn=1Nxl(n)xl*(n)=|α1+α2|2+2Re{α1+α2NΣn=1Ns(n)nl*(n)}+1NΣn=1N|n1(n)|2---(25)]]>y1y1*=|α1+α2|2+2Re{α1+α2NΣn=1Ns(n)nl*(n)}+(1NΣn=1Nnl(n)s*(n))(1NΣn=1Nnl*(n)s(n))]]>(26)表達式除了最后一項之外是相同的。表達式(25)和(26)的第二項是具有零均值和方差σ2/N的高斯隨機變量。
噪聲單元n1(n)是白高斯復(fù)隨機變量，其實部和虛部具有零均值和方差σ2D＝σ2/2，即n1(n)＝n1R(n)+jn1I(n)，其中，n1R(n)～N(0，σ2D)，n1I(n)～N(0，σ2D)，n＝1，…，N。預(yù)處理之后的噪聲n′1也是一個白高斯復(fù)隨機變量，其實部和虛部具有零均值和方差σ2D/N，即n′1＝n′1R+jn′1I其中，n′1R～N(0，σ2D/N)，n′1I～N(0，σ2D/N)。
因此，如果指定Y和Y’分別為表達式(25)和(26)的最后一項，則Y=1NΣn=1N[(n1R(n))2+(n1I(n))2]---(27)]]>Y′=(n1R′)2+(n1I′)2---(28)]]>為了簡化表示，我們引入獨立隨機變量Xi～N(0，σ2D)，i＝1，…，2N和X′j～N(0，σ2D/N)，j＝1，2。可以將表達式(27)和(28)重寫為Y=1NΣi=12N(Xi)2---(29)]]>Y′=Σj=12(Xj′)2---(30)]]>可以看出，Y和Y’是自由度分別為2N和2的中心χ平方分布的隨機變量。一個自由度為n的中心χ平方分布的隨機變量Z=Σi=1Zi2]]>的前兩個矩(moment)是E[Z]＝nσ2和E[Z2]＝2nσ4+n2σ4，其中每個Zi是具有零均值和方差σ2的獨立的相同分布的高斯隨機變量。從這些矩的值，可以分另導(dǎo)出Y和Y’的均值及方差 和 因此，破壞對角單元的噪聲的均值已經(jīng)減小了因子N。同樣，直到考慮方差，(26)中的最后一項的影響比(25)中的最后一項的影響小N倍。因此，通過采用協(xié)方差矩陣的引導(dǎo)輔助估計來代替已有技術(shù)的盲估計，可以去除對角單元上的偏差，并減小對角和非對角單元上的噪聲方差。此外，需要注意的是，依據(jù)MDL準則的路徑數(shù)目的估計由于也是基于協(xié)方差矩陣的估計，所以也得益于噪聲電平的減小。
下面考慮在遠場中存在不止一個信號源、例如兩個源S1和S2并且每個信號源和陣列之間的信號傳播只涉及一個傳播路徑的情況。這個假設(shè)等效于在兩個不同方向上具有兩個不相干信號源。
與(21)類似，對源S1的預(yù)處理步驟的輸出可以重寫為 (33)其中，s1(n)和s2(n)，n＝1，...，N是分別由S1和S2發(fā)出的引導(dǎo)序列，并且，nl′=1NΣn=1Nnl(n)s1*(n)]]>，l＝1，…，L。因此，Rp1＝y(tǒng)1y1H的計算給出在方向θ1上的空間頻譜密度|α1|2和在方向θ2上的|α2|2N2|Σn=1Ns2(n)s1*(n)|2]]>。因此，在方向θ2上的峰值減小一個正比于兩個序列(引導(dǎo)序列理想地是正交的)之間的互相關(guān)的因子。在協(xié)方差矩陣估計之前的預(yù)處理步驟在這里再次導(dǎo)致更精確地確定路徑數(shù)目及其入射角。
圖2顯示了依據(jù)本發(fā)明的采用引導(dǎo)輔助DOA估計的DS-CDMA接收機。接收機包括一個接收由M個用戶發(fā)射的信號的天線陣列2001，…，200L。為了清楚起見，只顯示了與用戶#1有關(guān)的接收機的子系統(tǒng)。應(yīng)該清楚，事實上，M個這種子系統(tǒng)在接收機中是并行工作的。
將每個接收信號用用戶#1擴展代碼c1解除擴展。更精確地，由天線2001接收的信號在相關(guān)器 中與延遲輪廓(profile)分析器(未顯示)給出的沿到達時間τ1，…τQ排列的擴展代碼的延遲型式進行相關(guān)。提供多個波束生成器2401，…，240Q，每個波束生成器240q，q＝1，…，Q接收對應(yīng)于mq個同步路徑的一組L個解除擴展信號。例如，2401輸入沿同步路徑傳播的都在時間τ1到達的解除擴展信號，并在這些路徑的各個方向上形成m1波束。將所接收的信號在2150，…，215L中與用戶#1的一個引導(dǎo)碼元序列s1(n)(以解除擴展的形式)進行相關(guān)。在2201中從相關(guān)信號的向量y1獲得協(xié)方差矩陣的估計 。矩陣 然后由DOA估計器2301用來實現(xiàn)上面回顧的一個DOA估計算法，例如，傳統(tǒng)、Capon、MUSIC或ESPRIT算法中的一個。從估計的DOA獲得加權(quán)系數(shù)的復(fù)向量w1，并發(fā)送給波束生成器2401。向量w1實現(xiàn)在同步路徑的m1方向上的波束生成。然后在2501對波束生成器240q，q＝1，…，Q的輸出信號 進行MRC(最大比合并)合并，以給出由用戶#1發(fā)射的信號的估計r1。
另一方面，在圖3所示的本發(fā)明的第二實施例中，將起源于用戶的不同路徑在進行波束生成之前在RAKE接收機中合并。在這個實施例中，每個用戶只需要一個波束生成器(而不是Q個)。在這里，圖3只顯示與用戶#1有關(guān)的接收機的子系統(tǒng)。應(yīng)該清楚，事實上，M個這種子系統(tǒng)在接收機中并行工作。RAKE接收機3601，…，360L輸入分別由天線3001，…，300L接收的信號，并合并起源于用戶#1的路徑。然后將RAKE接收機輸出的信號在3150，…，315L中與用戶#1的一個引導(dǎo)碼元序列s1(n)(以解除擴展的形式)進行相關(guān)。在3201中從相關(guān)信號的向量y1獲得協(xié)方差矩陣的估計RP。然后在330中從RP估計DOA，并將加權(quán)系數(shù)向量發(fā)送給波束生成器340。
在圖4所示的第三實施例中，在解除擴展之前(即，以芯片速率)實現(xiàn)波束生成。在這個實施例中，每個用戶只需要一個波束生成器。由于是寬帶工作，所以使用延遲以及DOA。分別為用戶#1，…，#M提供波束生成器4401，…，440M。對于一給定用戶#j，一組相關(guān)器4151，…，415L執(zhí)行所接收信號與所述用戶的引導(dǎo)序列(以擴展形式)的相關(guān)。更精確地，這個相關(guān)是在所接收信號與引導(dǎo)序列信號的不同頻率(在頻帶內(nèi))執(zhí)行的。對于每個用戶#j＝#1，…，#M，由MUSIC2D算法在功能塊425j中用來給出起源于用戶#j的路徑的延遲和DOA。然后在一個MRC合并器460j中合并不同路徑，以提供由用戶#1發(fā)射的信號的估計r1。
雖然已經(jīng)在DS-CDMA的環(huán)境下在本質(zhì)上描述了本發(fā)明，但應(yīng)該理解，在要定位的信號源發(fā)射基準信號時，本發(fā)明可以運用于任何無源波束生成。
權(quán)利要求
1.一種用于估計由一個信號源發(fā)射并由一個天線陣列接收的信號的到達方向的方法，所述方法估計由陣列的天線分別接收的信號的協(xié)方差矩陣，并從其導(dǎo)出到達方向，其特征在于，所述接收的信號在進行協(xié)方差矩陣估計之前與一個由所述源發(fā)射的基準信號進行相關(guān)。
2.依據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，到達方向是通過執(zhí)行一個MUSIC類型算法從所述協(xié)方差矩陣的估計獲得的。
3.依據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，到達方向是通過執(zhí)行一個ESPRIT類型算法從所述協(xié)方差矩陣的估計獲得的。
4.依據(jù)前面任何一個權(quán)利要求所述的方法，其特征在于，由所述信號源發(fā)射的信號沿多個傳播路徑傳播到天線陣列，所述接收信號被分組成多組同步接收信號，每組信號在進行協(xié)方差矩陣估計之前與一個由所述源發(fā)射的基準信號進行相關(guān)。
5.依據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，由所述信號源發(fā)射的信號用一個擴展代碼進行DS-CDMA編碼，所接收信號首先被解除擴展，然后將解除擴展的信號在進行協(xié)方差矩陣估計之前與一個引導(dǎo)碼元序列進行相關(guān)。
6.依據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，在一個波束生成步驟中將解除擴展的信號用加權(quán)系數(shù)加權(quán)并相加以形成一個波束，加權(quán)系數(shù)向量是從所述協(xié)方差矩陣的估計導(dǎo)出的。
7.依據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，對多個同步接收信號執(zhí)行多個波束生成步驟，將波束生成步驟的各個輸出進行MRC合并。
8.依據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，由所述信號源發(fā)射的信號用一個擴展代碼進行DS-CDMA編碼，多個所接收信號首先在相同多個RAKE接收機中被解除擴展并合并，然后將所述RAKE接收機分別輸出的每個信號在進行協(xié)方差矩陣估計之前與一個引導(dǎo)碼元序列進行相關(guān)。
9.依據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，在一個波束生成步驟中將RAKE接收機輸出的信號用加權(quán)系數(shù)加權(quán)并相加以形成一個波束，加權(quán)系數(shù)向量是從所述協(xié)方差矩陣的估計導(dǎo)出的。
10.依據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，由所述信號源發(fā)射的信號用一個擴展代碼進行DS-CDMA編碼，多個所接收信號中的每一個在進行MUSIC 2D估計步驟之前與擴展引導(dǎo)碼元進行相關(guān)。
11.依據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，采用由所述MUSIC 2D估計步驟輸出的延遲和到達方向?qū)Χ鄠€所接收信號執(zhí)行一個波束生成步驟。
12.依據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，為所述到達方向而從所述波束生成步驟輸出的信號被執(zhí)行MRC合并。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于估計由一個信號源發(fā)射并由一個天線陣列接收的信號的到達方向的方法,所述方法估計由陣列的天線接收的信號的協(xié)方差矩陣,并從其導(dǎo)出到達方向,所述接收的信號在進行協(xié)方差矩陣估計之前與一個由所述源發(fā)射的基準信號進行相關(guān)。
文檔編號G01S3/14GK1384368SQ0212009
公開日2002年12月11日 申請日期2002年4月26日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月27日
發(fā)明者A·里貝羅迪亞斯, L·布魯內(nèi)爾 申請人:三菱電機株式會社