專利名稱：尋位系統(tǒng)接收器及靈敏度增加的尋位方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種依據(jù)權(quán)利要求1的在前特征部分的在一尋位系統(tǒng)中的接收器，再者，本發(fā)明亦相關(guān)于一種依據(jù)權(quán)利要求13的在前特征部分的用于在一尋位系統(tǒng)中尋找一接收器的位置的方法。
背景技術(shù)：
已知，有些時候，尋位乃會以，舉例而言，在衛(wèi)星相關(guān)的GPS(Globalpositioning system，全球?qū)の幌到y(tǒng))系統(tǒng)范圍中的，無線電連結(jié)作為基礎(chǔ)而加以實(shí)行，而歐洲導(dǎo)航衛(wèi)星系統(tǒng)(European satellitenavigation system)伽利略(Galieo)，以及以陸地?zé)o線電來源(terrestfial radio sources)作為基礎(chǔ)的尋位方法，則是提供了更進(jìn)一步的應(yīng)用，其中，如此的尋位方法以及適當(dāng)?shù)膽?yīng)用系使得使用者可以藉由測量與特定數(shù)量之無線信號源，例如，衛(wèi)星、或基地臺，間的距離而決定其位置，舉例而言，每一個GPS以及伽利略衛(wèi)星(Galileo satellite)乃會傳輸包括一時間辨識符以及該衛(wèi)星位置的獨(dú)特?cái)?shù)字序列，而通常，該等信號乃會利用冗長的展頻碼來進(jìn)行編碼，其中，由于該等用于該等個別衛(wèi)星的展頻碼系會于實(shí)際上彼此成直角，因此，該等信號系可以在接收器中彼此有所區(qū)分，舉例而言，用于該等各式GPS以及伽利略衛(wèi)星的該等展頻碼乃會利用設(shè)置在該等衛(wèi)星中的高準(zhǔn)確度自動時鐘而彼此進(jìn)行同步。
該接收器系會評估在來自不同無線電來源(GPS衛(wèi)星，伽利略衛(wèi)星，或陸地發(fā)射器)的信號傳輸之間的相關(guān)延遲，并且，乃會根據(jù)這些延遲來決定延遲時間偏移(delay time offsets)，另外，與相關(guān)于該等各式無線電來源的位置以及時間參考的資料一起，該時間延遲偏移系可以加以使用于精準(zhǔn)地尋位該接收器，所以，為了這個目的，該接收器系會計(jì)算代表與每一個無線電來源的距離的假范圍(pseudoranges)，接著，導(dǎo)航軟件即可以以到達(dá)每一個無線電來源的該假范圍以及該等無線電來源的位置作為基礎(chǔ)，并藉由解一組分線性方程式，而計(jì)算出該使用者的位置。
現(xiàn)今，習(xí)慣上，在尋位系統(tǒng)中的許多接收器系，首先，會以該等已接收且已展頻之尋位信號的解展頻實(shí)施作為基礎(chǔ)，以及，接著，以對它們進(jìn)行相干積分(coherent integration)以及非相干積分(non-coherent integration)的實(shí)施做為基礎(chǔ)，然后，所得的統(tǒng)計(jì)數(shù)值系被供給到會依照所需之需求而最大化該等尋位信號之辨識可能性的一檢測器，舉例而言，一內(nèi)曼檢測器(Neyman-Pearsondetector)。
該檢測器則是會將供給至其的該等統(tǒng)計(jì)數(shù)值與一閾數(shù)值進(jìn)行比較，在此，假若一統(tǒng)計(jì)數(shù)值大于該閾數(shù)值時，則即視為已接收一尋位信號，相對的，若是在相反的例子中，則該已接收信號就不會被歸類為一尋位信號，而此乃是為了避免不是尋位信號的信號被用于尋位，此外，此方法也可以避免具有太小之一接收振幅的尋位信號被用于尋位。
其中的一個問題是，該等個別的尋位信號并不會總是沿著一直接可視線(direct line-of-sight(LOS))路徑而到達(dá)該接收器，而是常常會由于很多各種的障礙物而產(chǎn)生衰減，其中，這些障礙物包括，建筑物的墻壁以及天花板，有涂層的窗戶，汽車的車身，遮蔽的來源，以及樹梢，由于在衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中的各個衛(wèi)星乃會在規(guī)定的配置之中盡可能遠(yuǎn)離彼此地進(jìn)行分布，因此，該等個別之衛(wèi)星所發(fā)射的各種尋位信號乃會從完全不同的方向到達(dá)該接收器，所以，在各種傳輸路徑上到達(dá)該接收器的該等尋位信號就會以不同的方式產(chǎn)生衰減，舉例而言，在從一個衛(wèi)星所發(fā)射之尋位信號為了到達(dá)該接收而必須要通過一堵會將它們衰減25dB的墻壁的同時，來自另一個衛(wèi)星的該等尋位信號有可能是經(jīng)由一可視線路徑而到達(dá)該接收器，而這則造成了，尋位信號，就其本身而言，會由于它們的衰減而不再被該檢測器所辨識，或是在把不是尋位信號之信號視為尋位信號的接收器中不再受到辨識。
因此，本發(fā)明的一個目的系在于提供一用于尋位系統(tǒng)的接收器，其比習(xí)知接收器具有更高水平的靈敏，另外，另一個目標(biāo)系在于載明一相對應(yīng)的方法。
本發(fā)明做為基礎(chǔ)的該目的乃藉由獨(dú)立權(quán)利要求1及13的特征而加以達(dá)成，至于本發(fā)明較具優(yōu)勢的改進(jìn)以及發(fā)展則是載明于附屬權(quán)利要求之中。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的該接收器系為一尋位系統(tǒng)的一部件，且該尋位系統(tǒng)作為基礎(chǔ)的原則系為，尋位信號乃是由復(fù)數(shù)個發(fā)射器所發(fā)射，且接著會被該接收器所接收，而該接收器則是可以使用其已經(jīng)接收的一尋位信號來辨識該尋位信號傳輸來源的發(fā)射器，以及該尋位信號加以發(fā)射的時間，再者，在該等傳輸并非被配置在一固定位置的情況下，該尋位信號也是被用以衍生出考慮中之發(fā)射器在該傳輸時間時所處的位置，此外，由于該接收器系已知尋位信號自不同發(fā)射器被接收的時間，因此，其系可以使用在該等個別尋位信號之間的傳播時間差異來決定其正確的位置。
根據(jù)本發(fā)明的接收器系具有一計(jì)算單元，其系會根據(jù)一已接收信號而計(jì)算出一統(tǒng)計(jì)數(shù)值，而該統(tǒng)計(jì)數(shù)值則是會被供給至一檢測器單元，以進(jìn)行該統(tǒng)計(jì)數(shù)值與一閾數(shù)值之間的比較，然后，利用此比較的結(jié)果，該檢測器單元即可以決定該已接收信號是否為一已同步化之尋位信號，此外，其系亦加以提供為，該檢測器單元會使用該所形成的閾數(shù)值比較結(jié)果來決定一已接收信號是否被用于尋找該接收器的位置，這是因?yàn)樵谧栽摪l(fā)射器傳輸至該接收器期間，系有可能會發(fā)生該尋位信號衰減的情形，因而使得該尋位信號被接收時僅能不適當(dāng)?shù)嘏c噪音產(chǎn)生區(qū)別，而關(guān)于此方面，根據(jù)本發(fā)明的該接收器則是會對應(yīng)于尋位系統(tǒng)中的習(xí)知接收器。
不過，不同于習(xí)知的接收器，根據(jù)本發(fā)明的該接收器尚具有一評估單元以及一決定單元。
該評估單元系用以評估信號載波功率C對該已接收信號之噪音功率頻譜密度N0的比值。
并且，藉由使用該信號載波功率C對該已接收信號之該噪音功率頻譜密度N0的該已評估比值，該決定單元乃會決定該閾數(shù)值，而該閾數(shù)值則是接著為該檢測器單元所使用，以用于該閾數(shù)值比較，其中，特別地是，該比值的評估以及該閾數(shù)值的接續(xù)適應(yīng)乃會為了每一個已接收信號而加以執(zhí)行。
相較于習(xí)知在尋位系統(tǒng)中的接收器，根據(jù)本發(fā)明之該接收器乃具有一相對而言較高水平之靈敏性的優(yōu)點(diǎn)，其中，該較高水平的靈敏性乃是源自于該閾數(shù)值與該商C/N0之間的附屬關(guān)系。
若是一尋位信號，舉例而言，在無線電傳輸期間，所產(chǎn)生的衰減大到使得根據(jù)該已接收、且已同步化之尋位信號所確定的該統(tǒng)計(jì)數(shù)值小于該已經(jīng)設(shè)定的閾數(shù)值時，則該已接收、且已同步化的尋位信號，就其本身而言，將不會被該接收器所辨識，至于在相反的例子之中，亦即，若是該閾數(shù)值太小時，則噪音信號、或未同步化的信號將可能會不正確地被視為尋位信號。
本發(fā)明所使用的事實(shí)系為，該信號載波功率對一已接收信號之該噪音功率頻譜密度的該比值乃會指示出該信號在自該發(fā)射器被傳輸至該接收器之后所經(jīng)歷的衰減，因此，利用此比值，該閾數(shù)值系可以加以設(shè)定為一已接收、且已同步化之尋位信號被檢測的可能性可以被最大化。
根據(jù)本發(fā)明，檢測尋位信號所增加之靈敏性所帶來的優(yōu)點(diǎn)乃會應(yīng)用于多路徑信號傳播以及經(jīng)由可視線路徑的信號傳輸兩者，而在該多路徑信號傳播之中，該等尋位信號在相較于其被該接收器接收前由于反射所產(chǎn)生的可視線路徑，乃會覆蓋一較長的路徑。
該決定單元系可以加以設(shè)計(jì)為，其首先會根據(jù)該評估商C/N0而計(jì)算該已接收信號在該接收器之中，由于相干以及非相干積分所產(chǎn)生之處理之后所具有的可能性密度(probability density)，接下來，該檢測器的該閾數(shù)值乃會根據(jù)考慮到該已評估商C/N0的該可能性密度而進(jìn)行計(jì)算。
作為本發(fā)明上述該決定單元之改進(jìn)的一替代方案，其系有可能提供該決定單元在其已經(jīng)計(jì)算完該可能性密度之后，根據(jù)一表格而讀取該閾數(shù)值，而此表格之中則是包含了該可能性密度的該等數(shù)值，以及該等相關(guān)的閾數(shù)值，較佳地是，該表格在該尋位程序?qū)嵭兄凹匆旬a(chǎn)生。
用于決定該閾數(shù)值的一另一替代方案則是藉由一直接列出用于該等已評估商C/N0之檢測器閾數(shù)值的表格所加以形成，在此，同樣較佳地是，此表格也是可以在該尋位程序?qū)嵭兄埃韵惹八?jì)算的可能性密度作為基礎(chǔ)而加以產(chǎn)生。
根據(jù)本發(fā)明之該接收器的一特別較佳改進(jìn)，一用于該錯誤檢測可能性的數(shù)值系會堅(jiān)定地加以規(guī)定，其中，該錯誤檢測可能性即為，一非為已同步化尋位信號之信號被該檢測器單元不正確地視為一尋位信號的可能性，舉例而言，此乃會在非尋位信號所產(chǎn)生之隨意噪音由于不幸地結(jié)合而使得其產(chǎn)生一高于該閾數(shù)值之統(tǒng)計(jì)數(shù)值的時候發(fā)生，因此，在根據(jù)本發(fā)明之該接收器所呈現(xiàn)的較佳實(shí)施例之中，該閾數(shù)值的計(jì)算系不僅會包括該已評估商C/N0，也會包括該錯誤檢測可能性的數(shù)值。
根據(jù)本發(fā)明之接收器的一另一特別較佳實(shí)施例系加以提供為，該計(jì)算單元會包含一串聯(lián)電路，而該串聯(lián)電路則是包括一用于相干積分的第一積分器，一絕對數(shù)值平方單元、或絕對數(shù)值形成單元，以及一用于非相干積分的第二積分器，并且，一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器所產(chǎn)生之該已接收器號的取樣值乃會被輸入該串聯(lián)電路之中，而該等統(tǒng)計(jì)數(shù)值則是可以在該串聯(lián)電路的輸出端處進(jìn)行分接。
其亦較具優(yōu)勢地是在該等發(fā)射器若是對該等尋位信號進(jìn)行展頻編碼的時候，在此例子中，該計(jì)算單元系會具有一用于解展頻該已接收信號的單元。
根本上，乃具有復(fù)數(shù)個可用于去耦(decoupling)數(shù)值的選擇，而依照該等選擇，該商C/N0系可以根據(jù)該接收路徑而進(jìn)行評估，舉例而言，該計(jì)算單元所產(chǎn)生的該等統(tǒng)計(jì)數(shù)值系可以被供給至該評估單元，以利用它們來衍生出該商C/N0，或者，二者擇一地，該解展頻單元所產(chǎn)生的該等數(shù)值系可以被供給至該評估單元。
本發(fā)明的一特別較佳實(shí)施例系會提供一另一評估單元，其系被用以評估該已接收信號藉以進(jìn)行傳輸之無線電連結(jié)的萊斯因子(Ricefactor)(K)，而該已評估之萊斯因子則是會在該閾數(shù)值乃是藉由該決定單元而加以決定時受到考慮。
該萊斯因子的特征系在于，一經(jīng)由一可視線路徑(line-of-sightpath)而進(jìn)行傳輸?shù)男盘柶湎嚓P(guān)于該等經(jīng)由非可視線路徑(non-line-of-sight path)而進(jìn)行傳輸之信號之強(qiáng)度的強(qiáng)度，因此，在多路徑信號傳播的例子之中，該萊斯因子即為對于用于待實(shí)行之尋位程序之無線電連結(jié)的品質(zhì)、或可靠性的度量，并且，該萊斯因子乃會正比于該可視線分量之信號強(qiáng)度以及該多路徑分量之方差(variance)之間的比值，所以，考慮到該萊斯因子系可以造成該接收器檢測尋位信號之靈敏性的一更進(jìn)一步增加。
而為了評估該萊斯因子，則是可以利用于德國專利商標(biāo)局參考案號10 2004 027 666.8的德國專利申請“Verbesserung derZuverlssigkeit und der Genauigkeit vonPositionsbestimmungs-Verfahten durch Abschtzung des Rice-Faktors einer Funkverbindung”[Improving the reliability andaccuracy of position-finding methods by estimating the Ricefactor of radio link]之中所載明的該等方法，在此，該所引用的專利申請案乃被包括于本發(fā)明專利申請案的揭示內(nèi)容之中。
此外，德國專利申請案“Empfnger einesPositionsbestimmungssystems mit verbesserter Sensitivitt”[Receiver in a position-finding system with improvedsensitivity]系揭示了在一尋位系統(tǒng)之中的一接收器，且其中，該閾數(shù)值即是利用該已評估之萊斯因子來進(jìn)行適應(yīng)，該申請案于德國專利商標(biāo)局的參考案號系為10 2004 032 222.8，并且，同樣地，系被包括于本發(fā)明專利申請案的揭示內(nèi)容之中。
較佳地是，該信號載波功率對該已接收信號之該噪音功率頻譜密度的該比值系藉由該評估單元且依照下式而進(jìn)行評估C^N^=2·(E{|yv|2})2-E{|yv|4}Ts·(E{|yv|2}-2·(E{|yv|2})2-E{|yv|4})]]>方程式(1)在方程式(1)之中，Ts系代表用以取樣該已接收信號的周期，yv系代表該已接收信號于基頻中的復(fù)合包絡(luò)(complex envelope)，以及該預(yù)期數(shù)值E{x}乃是藉由對x的連續(xù)平均而進(jìn)行逼近。
該萊斯因子系可以，舉例而言，根據(jù)之后所顯示的方程式(2)以及(3)而加以決定，其中，R系為該已接收信號之取樣值的振幅，以及 乃是藉由對x的的連續(xù)平均而進(jìn)行逼近K^s≈E^{R2}·2·E^{(R-E^{R})2}2·E^{(R-E^{R2})2}]]>方程式(2)
K^2,4=E^{R4}-2(E^{R2})2-E^{R2}·2·(E^{R2})2-E^{R4}(E^{R2})2-E^{R4}]]>方程式(3)該尋位系統(tǒng)系可以為一衛(wèi)星協(xié)助的系統(tǒng)，在此狀況下，該等發(fā)射器乃會符合在分別之系統(tǒng)中所使用的該等衛(wèi)星，特別地是，該尋位系統(tǒng)系可以為一GPS系統(tǒng)，一GLONASS系統(tǒng)，或是一Galileo系統(tǒng)，或者，二者擇一地，原則上，其系亦可以是一具有陸地?zé)o線電來源的純粹陸地尋位系統(tǒng)，而如此的尋位系統(tǒng)則是可以，舉例而言，以“到達(dá)時間(time of arrival，TOA)”，“到達(dá)時間差(time difference ofarrival，TDOA)”，或“增強(qiáng)的測得時間差(enhanced observed timedifference，E-TOD)”評估方法作為基礎(chǔ)，此外，該評估方法系亦可以在美國，歐洲，或亞洲移動無線系統(tǒng)，例如，GSM，GPRS，EDGE，UMTS，DCS-1800，IS-136，IS-95，PCS-1900，CDMA-2000，以及PDC，中執(zhí)行。
根據(jù)本發(fā)明的該方法系用于尋找一屬于一尋位系統(tǒng)之一接收器的位置。
在根據(jù)本發(fā)明的該方法之中，一統(tǒng)計(jì)數(shù)值乃會與一閾數(shù)值進(jìn)行比較，所以，為了這個目的，該統(tǒng)計(jì)數(shù)值系首先會根據(jù)該接收器所接收的一信號而進(jìn)行計(jì)算，此外，信號載波功率對該已接收信號之噪音功率頻譜密度的比值系會進(jìn)行評估，接著，此已評估的比值系會被用以設(shè)定該閾數(shù)值，而在此狀況下，該閾數(shù)值則是會加以設(shè)定為，一已接收、且已同步化之尋位信號其進(jìn)行檢測的可能性會加以最大化的方式，接下來，該比較的結(jié)果則是可以被用以決定該已接收信號是否為一已同步化的尋位信號，及/或該已接收信號是否被用于尋找該接收器的位置。
根據(jù)本發(fā)明的方法乃具有與習(xí)知用于尋位系統(tǒng)之方法相同的優(yōu)點(diǎn)，如同根據(jù)本發(fā)明的該接收器一樣。


本發(fā)明將以圖式作為參考并藉由實(shí)例而于接下來的內(nèi)容中進(jìn)行更詳盡的解釋，其中圖1顯示作為根據(jù)本發(fā)明之該接收器之一第一示范性實(shí)施例的一接收器1的一方塊圖；圖2顯示作為根據(jù)本發(fā)明之該接收器之一第二示范性實(shí)施例的一接收器20的一方塊圖；圖3a至圖3j顯示尋位信號之檢測可能性Pd以及信號載波功率(signal carrier power)C與噪音功率頻譜密度(noise powerspectral density)N0間之比值C/N0所繪制的曲線圖；圖4顯示一用于評估該商C/N0的評估設(shè)備50的一方塊圖；圖5顯示一仿真電路80的一方塊圖；圖6顯示利用該仿真電路80所獲得之一AWGN無線電信道的仿真結(jié)果的一表示；圖7顯示自該仿真所獲得之接收包絡(luò)(envelope)的振幅的長條圖；圖8a及圖8b顯示自該仿真所獲得之該等C/N0數(shù)值的表示圖；以及圖9顯示一用于評估萊斯因子(Rice factor)K的評估設(shè)備100的一方塊圖。
具體實(shí)施例方式
圖1顯示一在一尋位系統(tǒng)中之接收器l的方塊圖，在所呈現(xiàn)的例子中，此系為一GPS系統(tǒng)，而由在該GPS系統(tǒng)中之衛(wèi)星所傳送的尋位信號則是由一天線2所接收，然后，該天線2之下游系連接著一RF前端級(RF frontend stage)3，而該RF前端級3則是會在一基頻(baseband)中輸出一已接收尋位信號之復(fù)合包絡(luò)(complexenvelope)r(t)的正交分量 方程式(4)在方程式(4)之中，d(t)系代表資料信號，c(t)系代表已接收的展頻碼，(t)＝(t)-r(t)系代表在已接收信號相位(t)以及參考相位r(t)之間的相位偏移(phase offset)，以及n(t)系代表具有一平均數(shù)值零的復(fù)合數(shù)值(complex-value)加性白高斯噪音(additive white Gaussian noise，AWGN)。
緊接在藉由該RF前端級3的處理之后，該已接收尋位信號乃會藉由一被配置在該RF前端級3之下游處的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器4而于時間v(v∈Z)進(jìn)行取樣，其中，該等取樣數(shù)值rv乃是藉由使用一乘法器5來將它們乘上復(fù)數(shù)共軛局部PRN參考展頻碼(complex-conjugatelocal PRN reference spread code)cr，v+τmodL*而進(jìn)行解展頻，至于此程序所獲得的乘積則是會依照下列的方程式(5)而在一相干積分器6之中進(jìn)行加總sμ=1L·Σv=lLrv·cr,v+τmodL*]]>方程式(5) 該參數(shù)L＝Tc/Ts(L∈N)系表示在該相干積分時間Tc以及該取樣周期Ts之間的比值。
藉由在該方程式(5)之中所執(zhí)行的相加程序，所獲得的結(jié)果如下sμ=2C·dμ·1L·Rrc(τ)·si(Δω·Tc2)·exp(j·ΔΦ)+wμ]]>方程式(6)在方程式(6)之中，Rrc(τ)系表示在cv以及cr，v+τmodL之間的循環(huán)交叉相關(guān)函數(shù)(circular cross-correlat ion funct ion)，Δω系表示在移除都卜勒(Doppler)之后的頻率偏移，以及wμ＝wI，μ+j·wQ，μ系表示具有一平均數(shù)值零的結(jié)果復(fù)合數(shù)值加性白高斯噪音，至于 以及 的預(yù)期數(shù)值則是藉由下式表示E{wI2}=E{wQ2}=E{(1L·Σv=1LnI·cr,v+τmodL*)2}]]>方程式(7)=E{(1L·Σv=1LnQ·cr,v+τmodL*)2}=σw2=N0TC]]>
由該相干積分器6所輸出的該些數(shù)值sμ系會被供給至一絕對數(shù)值平方單元(absolute-value squaring unit)、或絕對數(shù)值形成單元(absolute-value formation unit)7，并且，接著會被傳送至一非相干積分器8，而在該非相干積分程序期間，N＝Tn/Tc的數(shù)值則是會進(jìn)行相加，且其中，Tn系表示該非相干積分時間，此外，藉由以σw2而將方程式(6)分開，該加性白高斯噪音的同相分量wI以及正交分量wQ乃會采用一具有方差(variance)1的標(biāo)準(zhǔn)常態(tài)分布(standardnormal distribution)，至于該非相干積分器8則是會輸出下列所顯示的統(tǒng)計(jì)數(shù)值ΛAWGNΛAWGN=Σμ=1N|SAWGN,μ|2σw2H1≥≤H0κAWGN]]>方程式(8)一下游檢測器9乃會將該統(tǒng)計(jì)數(shù)值ΛAMGN以及一閾數(shù)值κAWGN進(jìn)行比較，其中，假設(shè)ΛAWGN≥κAWGN時，則就會采用使用H1的假設(shè)，而以此作為根據(jù)，該已接收的信號就會是一已藉由一衛(wèi)星進(jìn)行發(fā)射并具有已測試之碼相位(tested code phase)τ的尋位信號，相對的，在相反的條件下，亦即，當(dāng)ΛAWGN＜κAWGN時，就會使用H0的假設(shè)，而此則是一個陳述在該天線2上所接收的該信號并不是一具有該已測試碼相位τ的已同步尋位信號的假設(shè)。
操作該檢測器9的方法乃是以內(nèi)曼準(zhǔn)則(Neyman-Pearsoncriterion)作為基礎(chǔ)，而該內(nèi)曼準(zhǔn)則則是會在一固定比率倘若已為了一信號被不正確地視為該具有已測試碼相位τ之已同步化尋位信號的錯誤檢測而加以規(guī)定的情形下，最大化該尋位信號的檢測可能性。
該錯誤檢測可能性Pf系如下而進(jìn)行計(jì)算Pf=∫κ∞pΛ|H0(s|H0)ds]]>方程式(9)該閾數(shù)值κ乃是利用該方程式(9)并藉由規(guī)定該可能性Pf的一固定數(shù)值，舉例而言，10-3，而進(jìn)行計(jì)算。
該尋位信號的檢測可能性Pd則是藉由下式而加以提供Pd=∫κ∞pΛ|H1(s|H1)ds]]>方程式(10)該等上述的方程式系會產(chǎn)生該可能性密度(可能性密度函數(shù))pΛ的一非中心χ2分布函數(shù)(可能密度函數(shù))pΛAWGN(s)=1σw·χM2(sσw,γ2)]]>方程式(11)=12σw·(sσw·γ2)M-24·exp(-s2σw-γ22)·IM2-1(s·γ2σw)]]>IM/2-1(x)系為第一型態(tài)以及第(M/2-1)階的已修正貝索函數(shù)(Bessel function)，其中，來自方程式(11)之該分布函數(shù)χ2的自由程度計(jì)數(shù)MAWGN，以及該非向心性參數(shù)(non-centralityparameter)γ2AWGN系如下而加以計(jì)算MAWGN=2·TnTc]]>方程式(12)γAWGN2=Σv=1Mγv2=Σμ=1tnTc1σw2·[E{Re{sAWGN,μ}}2+E{Im{sAWGN,μ}}2]]]>方程式(13)=CN0·2Tn·1L2·Rrc2(τ)·si2(Δωμ·TC2)]]>本發(fā)明系提供該信號載波功率C以及該噪音功率頻譜密度(noisepowe rspectral density)N0的商C/N0進(jìn)行評估，以及提供該商C/N0被用于確定該最佳閾數(shù)值κ，為此，一已接收之已同步尋位信號的該檢測可能性系會進(jìn)行最大化，并且，對該噪音功率頻譜密度N0而言，N0＝k·T0，其中，k＝1.38·10-23J/K，系為玻爾茲常數(shù)(Boltzmannconstant)，以及T0＝290K系為室溫，再者，若是一固定數(shù)值，舉例而言，10-3，會依照該內(nèi)曼準(zhǔn)則而為了該可能性進(jìn)行規(guī)定時，則該最佳閾數(shù)值κ系可以利用方程式(7)，(9)，(11)，以及(13)而加以計(jì)算，并且，為了評估該商C/N0，該評估單元10系加以提供在圖1之中，而該閾數(shù)值κ則是可以在該評估單元10之中、或是在該檢測器9之中加以決定。
在圖1之中，該評估單元10乃被饋送自該非相干積分器8，或者，二者擇一地，一用于評估該商C/N0的評估單元系可以亦被連接在該乘法器5的下游，而類似于此的一接收器20的方塊圖則是舉例說明于圖2之中，其中，該接收器20與在圖1中所舉例說明之該接收器1的不同僅在于該評估單元21的配置以及，相較于該評估單元10，該評估單元21之相對應(yīng)不同的內(nèi)部設(shè)計(jì)，此外，作為該兩個已經(jīng)提及之選擇的一替代方案，該評估單元系亦可以被饋送自該相干積分器6、或是自該絕對數(shù)值平方單元、或絕對數(shù)值形成單元7。
上述的該等方程式乃是一AWGN信道模型作為基礎(chǔ)，不過，本發(fā)明對任何的信道模型都是有效的，現(xiàn)在，本發(fā)明將應(yīng)用于，舉例而言，萊斯(Ricean)以及瑞利(Rayleigh)信道模型。
倘若該已接收信號系具有一占優(yōu)勢、穩(wěn)定的，也就是說，未遭受衰退的，信號分量以作為該可視線信號時，則該已接收信號的包絡(luò)乃會遵守一萊斯分布(Ricean distribution)，此外，該萊斯多路徑信道系會產(chǎn)生一具有一平均為零的復(fù)合數(shù)值白高斯噪音方差u，且該方差系會出現(xiàn)在該已接收尋位信號之該包絡(luò)r(t)的決定方程式之中，以作為一乘法因子，而對該方差u的該包絡(luò)x而言，則會使用下式x=|u|=uI2+uQ2]]>方程式(14)根據(jù)“Probability，Random Variables and StochasticProcesses”by A.Papoulis and A.U.Pillai，appearing inMcGraw-Hill，New York，2002，該包絡(luò)x乃會符合下列的萊斯衰退分布(Ricean fading distribution)px(x)
px(x)=xσu2·exp(-x2+Au22σu2)·I0(Au·xσu2)]]>方程式(15)I0(x)系為第一型態(tài)以及零階的已修正貝索函數(shù)，以及Au2系為該可視線分量的信號強(qiáng)度Au2=E{uI}2+E{uQ}2]]>方程式(16)該萊斯因子K系加以定義為該可視線分量之該信號強(qiáng)度與該多路徑分量之該方差之間的比值K=Au22σu2]]>方程式(17)再者，在基頻中之該萊斯多路徑頻道的該復(fù)合包絡(luò)系表示如下 方程式(18)另外，下式系加以提供E{u|2}=Au2+2σu2=1]]>方程式(19)E{uI2}=E{uQ2}=12]]>方程式(20)E{uI}=E{uQ}=σu·K=K2·(K+1)]]>方程式(21)E{(uI-E{uI})2}=E{(uQ-E{uQ})2}=σu2=12·(K+1)]]>方程式(22)
對該等自該相干積分器6所輸出的數(shù)值sμ而言，下列方程式乃會加以提供在一萊斯分布的例子之中sμ=2C·dμ·1L·Rrc(τ)·si(Δω·Tc2)·exp(j·ΔΦ)·uμ+wμ]]>方程式(23)在方程式(23)之中，具有不等于零之平均數(shù)值之該兩個高斯方差的相加系會產(chǎn)生具有一不等于零之平均數(shù)值的一另一高斯方差，并且，該相加程序所產(chǎn)生的該高斯方差系可以加以標(biāo)準(zhǔn)化，以產(chǎn)生一不等于零、且具有一方差1的標(biāo)準(zhǔn)分布。
該檢測器9所要達(dá)成的該閾數(shù)值決定系具有下列的形式ΛRice=Σμ=1N|sRice,μ|2σRi2H1≥≤H0κRice]]>方程式(24)就σRi2而言，下式系加以提供σRi2=C·1L2·Rrc2(τ)·si2(Δωμ·TC2)·1K+1+N0TC]]>方程式(25)上述的該等方程式系會造成該可能性密度pΛRice(可能密度函數(shù))的一非中心χ2分布函數(shù)pΛRice(s)=1σRi·χM2(sσRi,γ2)]]>=12σRi·(sσRi·γ2)M-24·exp(-s2σRi-γ22)·IM2-1(s·γ2σRi)]]>方程式(26)IM/2-1(x)系為第一型態(tài)以及第(M/2-1)階的已修正貝索函數(shù)(Bessel function)，并且，根據(jù)方程式(26)之該χ2分布函數(shù)的自由程度計(jì)數(shù)MRice以及該非向心性參數(shù)(non-centralityparameter)γ2Rice系如下而加以計(jì)算MRice=2·TnTc]]>方程式(27)γRice2=Σv=1Mγv2=Σμ=1TnTc1σRi2·[E{Re{sRice,μ}}2+E{Im{sRice,μ}}2]]]>=Σμ=1TnTc1σRi2·C·(1L2·Rrc(τ))2·si2(Δωμ·TC2)]]>方程式(28)=K·TnTc·(1+N0(K+1)Tc·C·Rrc2(τμ)·si2(Δωμ·Tc2))-1]]>若是該占優(yōu)勢的可視線信號變得較微弱時，則該萊斯分布系會瓦解成為瑞利分布(Rayleigh distribution)，以及該萊斯因子K乃會被視為零，而對一瑞利分布來說，該可能性密度pΛRayleigh的決定方程式則是會具有下列的形式pΛRayleigh(s)=1σRa·χM2(sσRa)]]>=12σRia·exp(-s2σRa)·(sσRa)M2-12M2·Γ(M2)]]>方程式(29)在此例子中，下式系加以提供Γ(M2)=∫0∞xM2-1·e-xdx]]>方程式(30)
σRa2=C·1L2·Rrc2(τ)·si2(Δω·TC2)+N0TC]]>方程式(31)根據(jù)本發(fā)明，同時在一基本的萊斯信道模型的例子之中以及在一瑞利信道模型的例子之中，該商C/N0，首先，系會進(jìn)行評估，以及接著，該商C/N0乃會被用以確定該最佳閾數(shù)值κ，其中，在一萊斯分布的例子之中，該最佳閾數(shù)值κ系可以利用方程式(9)，(25)，(26)，以及(28)而加以計(jì)算，以及在一瑞利分布的例子之中，該閾數(shù)值κ的計(jì)算則是會以該等方程式(9)，(29)，以及(31)作為基礎(chǔ)。
為了決定該最佳閾數(shù)值κ，基本上乃具有兩種可獲得的不同選擇，無論該最佳閾數(shù)值κ是在尋找該接收器之位置的同時根據(jù)該商C/N0而加以計(jì)算，或是此計(jì)算實(shí)際上會事先加以執(zhí)行、然后結(jié)果會在該尋位方法的執(zhí)行期間被輸入一表格，現(xiàn)在，其系需要僅讀取相關(guān)于該商C/N0的一已評估數(shù)值的該閾數(shù)值κ。
其系亦有可能在一萊斯分布例子中之該最佳閾數(shù)值κ的決定之中包括該萊斯因子K，所以，為了這個目的，該萊斯因子K乃會利用與該商C/N0相同的方式進(jìn)行評估，以及，接著被包含在該最佳閾數(shù)值k的決定之中，相同的，該萊斯因子K系可以在該決定單元10、或21之中進(jìn)行評估。
本發(fā)明系會造成該接收器之靈敏性的相當(dāng)程度增加，其中，該非相干積分時間Tn越長，則相較于習(xí)知的接收器，該靈敏性就會越高，舉例而言，對10秒的一非相干積分時間Tn而言，于靈敏性中的增益系為14.3dB，而對100秒的一非相干積分時間Tn而言，增益則為16.8dB。
至于靈敏性增加的更進(jìn)一步例子則顯示在圖3a至圖3j之中，而在該些圖式之中，檢測該尋位信號的可能性Pd則是會在分別地相對于商C/N0而進(jìn)行描繪，以作為該非相干積分時間Tn的一函數(shù)，其中，該等虛線曲線系表示一習(xí)知接收器的可能性Pd，同時間，該等實(shí)線曲線則是表示適合用以本發(fā)明作為基礎(chǔ)之一接收器的可能性Pd，并且，為了計(jì)算在圖3a至圖3j中所描繪的該等曲線，系加以設(shè)定為Pf＝10-3以及Tc＝20ms，而在所呈現(xiàn)的例子中，該接收器的尋位程序則是以GPSL1-C/A標(biāo)準(zhǔn)以及一AWGN信道模型作為基礎(chǔ)。
一種用于評估該商C/N0的方法系于接下來進(jìn)行解釋。
對在基頻中之一已接收尋位信號的該復(fù)合包絡(luò)而言，該信號載波功率C與該噪音功率頻譜密度N0＝N/Ts的比值yv=C·av+N·wv]]>方程式(32)系可以利用第二非中心分量M2=E{yv·yv*}]]>=C·E{|av|2}+C·N·(E{av·wv*}+E{av*·wv})+N·E{|wv|2}]]>方程式(33)以及，該第四非中心分量M4=E{yv·yv*}]]>方程式(34)=C2·E{|av|4}+2C·C·N·(E{|av|2·av·wv*}+E{|av|2·av*·wv})]]>+C·N·(E{(av·wv*)}+4·E{|av|2·|wv|2}+E{(av*·wv)2})]]>+2N·C·N·(E{|wv|2·av·wv*}+E{|wv|2·av*·wv})+N2·E{|wv|4}]]>而進(jìn)行評估。
在此例子之中，aν系代表標(biāo)準(zhǔn)化的復(fù)合尋位信號符號，wν系代表該等已標(biāo)準(zhǔn)化復(fù)合噪音數(shù)值，N系代表該噪音功率，以及Ts系代表該取樣周期。
若是其系假設(shè)該尋位信號以及該噪音系為具有一平均數(shù)值零之獨(dú)立的任意程序，以及該噪音的該等同相以及正交分量系為彼此獨(dú)立時，則方程式(33)以及(34)系可以簡化如下M2＝C+N 方程式(35)M4＝ka·C2+4·C·N+kw·N2方程式(36)ka系表示該尋位信號的峰態(tài)(kurtosis)，以及kw系表示該噪音的峰態(tài)
ka=E{|av|4}(E{|av|2})2]]>方程式(37)kw=E{|wv|4}(E{|wv|2})2]]>方程式(38)利用上述方程式求C以及N的解C^=M2·(kw-2)±(4-ka·kw)·(M2)2+M4·(ka+kw-4)ka+kw-4]]>方程式(39)N^=M2-S^]]>方程式(40)對一M-PSK信號的以及一GPS、或伽利略尋位信號的該等峰態(tài)ka而言，下式系加以提供ka＝1方程式(41)此外，該噪音的該等峰態(tài)kw則提供如下kw＝2方程式(42)總的來說，就該信號載波功率C對一M-PSK信號之該復(fù)合包絡(luò)的該噪音功率頻譜密度N0，特別是在該GPS、或伽利略標(biāo)準(zhǔn)之中，的比值而言，系可以獲得下列式子
C^N^=2·(E{|yv|2})2-E{|yv|4}Ts·(E{|yv|2}-2·(E{|yv|2})2-E{|yv|4})]]>方程式(43)圖4顯示一可以用以根據(jù)方程式(43)而評估該商C/N0的評估設(shè)備50的方塊圖。
信號數(shù)值系會經(jīng)由一輸入端51而被輸入該評估設(shè)備50之中，該輸入端51的下游系連接有一絕對數(shù)值平方單元52，而該絕對數(shù)值平方單元51的輸出端則是會被連接到一平方單元53的以及一連續(xù)平均單元54的輸入端，其中，該連續(xù)平均單元54乃會產(chǎn)生出現(xiàn)在方程式(43)中之該等項(xiàng)次E{|yv|2}的近似數(shù)值，至于該平方單元53的輸出端則是會饋送至一連續(xù)平均單元55的輸入端，且該連續(xù)平均單元55乃會產(chǎn)生出現(xiàn)在方程式(43)中之該等項(xiàng)次E{|yv|4}的近似數(shù)值。
在該連續(xù)平均單元54的下游處，系加以串聯(lián)配置一平方單元56以及一二次乘法器(two-times multiplier)57，其中，該二次乘法器的輸出端系會被連接至一加法器58的一輸入端，至于該加法器的其它輸入端則是會被連接至該具有一負(fù)算術(shù)記號(negativearithmeticsign)之連續(xù)平均單元55的輸出端，并且，該加法器乃具有一下游平方根形成單元(downstream square-root formation unit)59，其具有一負(fù)算術(shù)記號的輸出端乃會被連接至一加法器60，此外，該加法器60系是會連接至該連續(xù)平均單元54的該輸出端。
一乘法器/除法器61的乘法輸入端系會被連接至該平方根形成單元59，并且，該乘法器/除法器61的除法輸入端系會被供給以該加法器60的輸出端以及一單元62所提供的該取樣周期Ts，再者，對于該商C/N0的評估則是加以提供在該評估設(shè)備50的輸出端63處。
圖5顯示一用于執(zhí)行一AWGN無線電信道之仿真的仿真電路80，不過，該仿真電路80系亦可以加以執(zhí)行為軟件。
該仿真電路80系包括一發(fā)射器81，一AWGN無線電信道82，一用于評估該商C/N0的評估設(shè)備83，以及用于輸出該已評估C/N0數(shù)值以及用于輸出已確定之C/N0曲線的輸出設(shè)備84以及85。
圖6顯示該AWGN無線電信道的仿真結(jié)果，其中，該AWGN無線電信道的該仿真乃是以該比值C/N0的一數(shù)值10dBHz作為基礎(chǔ)，再者，圖7則是描繪出該已接收包絡(luò)之振幅的長條圖，此外，在圖8a以及圖8b之中的該等圖表則是用以顯示該等已評估C/N0數(shù)值，而從圖8a以及圖8b則是可以看出，該等已評估C/N0數(shù)值乃會變得越來越接近該數(shù)值10dBHz。
一種用于評估該萊斯因子K的方法將于接下來的內(nèi)容中進(jìn)行解釋，而此方法則是在先前已提及之具有參考案號10 2004 027 666.8的德國專利申請中有所敘述。
該用于評估該萊斯因子K的方法乃是以該萊斯分布的第二以及第四非中心力矩作為基礎(chǔ)，而在一非常通用的形式之中，該萊斯分布的該非中心力矩系可以由下列的方程式提供E{Rn}=2N2·σn·Γ(n2+1)·exp(-A22σ2)·F11(n2+1;1;A22σ2)]]>方程式(44)在方程式(44)之中，1F1(x；y；z)系代表合流超幾何函數(shù)(confluenthypergeometric function)，并且，該萊斯分布的該等線性非中心力矩系會進(jìn)行簡化，以產(chǎn)生原先的力矩，因此，特別地是，下式系會加以提供E{R2}＝A2+2σ2方程式(45)E{R4}＝A4+8σ2A2+8σ4方程式(46)該萊斯因子K的定義系已經(jīng)于先前述及K=A22σ2]]>方程式(47)在此，由于該萊斯分布的所有該等個別力矩乃是取決于σ以及K，因此，一現(xiàn)在僅取決于該萊斯因子K的輔助函數(shù)系會加以定義為
fn,m(K)=(E{Rn})m(E{Rm})n]]>方程式(48)f2,4(K)=(E{R2})4(E{R4})2=[(K+1)2K2+4K+2]2]]>方程式(49)利用方程式(49)解K系會產(chǎn)生一非負(fù)解(non-negativesolution)，而該非負(fù)解則是表示了該萊斯因子K的一評估K^2,4=E^{R4}-2(E^{R2})2-E^{R2}·2·(E^{R2})2-E^{R4}(E^{R2})2-E^{R4}]]>方程式(50)該所敘述的方法乃是藉由快速收斂以及一低程度的執(zhí)行復(fù)雜度而加以區(qū)分。
圖9顯示一用于依照上述方程式(50)而評估該萊斯因子K的評估設(shè)備100。
依照在圖9所顯示之該方塊圖，信號數(shù)值乃是經(jīng)由一輸入端101而被輸入該評估設(shè)備100之中，再者，該等信號數(shù)值系首先會被供給至一絕對數(shù)值平方單元102，且其輸出端系會被連接至一平方單元103的輸入端以及一連續(xù)平均單元104的輸入端，其中，該連續(xù)平均單元104乃會產(chǎn)生在該方程式(50)中所出現(xiàn)之該等項(xiàng)次 的近似數(shù)值，另外，該平均單元103的該輸出端系會被連接至一連續(xù)平均單元105的輸入端，且該連續(xù)平均單元105乃會產(chǎn)生于該方程式(50)之中所出現(xiàn)之該等項(xiàng)次 的近似數(shù)值，再者，該連續(xù)平均單元104的輸出端系會被連接至一平方單元106的輸入端以及連接至一乘法器107的第一輸入端，而該平方單元106的輸出端則是會被連接至一加法器108的第一輸入端，且在此同時，該連續(xù)平均單元105的輸出端乃會被連接至該具有一負(fù)算術(shù)記號之加法器108的第二輸入端，此外，該平方單元106的輸出端也會被連接至一二次乘法器109，該二次乘法器的輸出端系會被連接至一加法器110的一第一輸入端，且該加法器的第二輸入端系會被連接至該具有一負(fù)算術(shù)記號之連續(xù)平均單元105的輸出端，接著，該加法器110的輸出端系會被連接至一平方根形成單元111，而該平方根形成單元111的輸出端則是會被連接至該乘法器107的第二輸入端，至于該乘法器107的輸出端則是會被連接至一具有一負(fù)算術(shù)記號之加法器112的一第一輸入端，并且，該加法器112的一第二輸入端系會被連接至該具有一負(fù)算術(shù)記號的二次乘法器109的輸出端，以及該加法器112的一第三輸入端系會被連接至該連續(xù)平均單元105的輸出端，再者，該加法器112的輸出端系會被連接至一結(jié)合之乘法器/除法器113的乘法器輸入端，同時間，除法器輸入端則是會被連接至該加法器108的該輸出端，其中，該乘法器輸入端乃會被供給以來自該方程式(50)之右邊式子的計(jì)算器(numerator)，同時，該除法器輸入端系會被供給以解枚舉器(denominator)，此外，該結(jié)合之乘法器/除法器113的輸出端系會產(chǎn)生該萊斯因子K的已評估數(shù)值，并且，該已評估數(shù)值系可以在該評估設(shè)備100的該輸出端114處進(jìn)行分接。
權(quán)利要求
1.一種在一以尋位信號的不同延遲時間的評估作為基礎(chǔ)之尋位系統(tǒng)中的一接收器(1；20)，其中，該等尋位信號乃是藉由位在多個已知位置的發(fā)射器所發(fā)射，且藉由該接收器(1；20)來接收，該接收器包括一計(jì)算單元(6，7，8)，用以由該接收器(1；20)所接收的一信號計(jì)算出一統(tǒng)計(jì)數(shù)值(A)；以及一檢測器單元(9)，其經(jīng)設(shè)計(jì)而進(jìn)行該統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)與一閾數(shù)值(κ)間的比較，并且，利用該比較作來決定該已接收信號是否為一尋位信號，及/或該已接收信號是否用于尋找該接收器的位置，其特征在于，一評估單元(10；21)，用于評估信號載波功率(C)對該已接收信號的噪音功率頻譜密度(N0)的比值；以及一決定單元，用于根據(jù)該信號載波功率(C)對該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值決定該閾數(shù)值(κ)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，該決定單元經(jīng)設(shè)計(jì)而自該信號載波功率(C)對該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值而計(jì)算出該已接收，特別是，已預(yù)先處理的，信號的可能性密度(probability density)，以及經(jīng)設(shè)計(jì)為由該可能性密度計(jì)算出該閾數(shù)值(κ)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，該決定單元經(jīng)設(shè)計(jì)為自該信號載波功率(C)對該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值計(jì)算出該已接收，特別是，已預(yù)先處理的，信號的可能性密度(probability density)，以及經(jīng)設(shè)計(jì)藉由利用一表格而自該可能性密度決定該閾數(shù)值(κ)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收器(1；20)，其特征在于，該決定單元經(jīng)設(shè)計(jì)而利用一表格以自該信號載波功率(C)對該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值而決定出該閾數(shù)值(κ)。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求其中之一或多所述的接收器(1；20)，其特征在于，該決定單元經(jīng)設(shè)計(jì)為自一已規(guī)定之固定錯誤檢測可能性計(jì)算出該閾數(shù)值(κ)，且其中，該錯誤檢測可能性乃是該已接收信號并非為一已同步化尋位信號但卻被該檢測器單元視為一尋位信號的可能性。
6.根據(jù)前述權(quán)利要求的其一或更多所述的接收器(1；20)，其特征在于，于該計(jì)算單元中的該已接收信號的取樣值(rv)乃會被饋送至一串聯(lián)電路(6，7，8)，而該串聯(lián)電路則包括一用于相干積分(coherentintegration)的第一積分器(6)，一絕對數(shù)值平方單元、或絕對數(shù)值形成單元(7)，以及一用于非相干積分(non-coherentintegration)的第二積分器(8)。
7.根據(jù)前述權(quán)利要求的其一或更多所述的接收器(1；20)，其特征在于，該等由發(fā)射器所發(fā)射的該等尋位信號乃會進(jìn)行展頻編碼；以及該計(jì)算單元包含一解展頻單元(5)，以用于解展頻該已接收信號。
8.根據(jù)前述權(quán)利要求其中之一或多所述的接收器(1；20)，其特征在于，用于評估該信號載波功率(C)對該已接收信號之該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值的該評估單元(10；21)乃經(jīng)該計(jì)算單元(6，7，8)而接收該統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)、或被該解展頻單元(5)所接收，特別地是，所預(yù)先處理過的，信號的解頻取樣值。
9.根據(jù)前述權(quán)利要求其中之一或多所述的接收器(1；20)，其特征在于，具有一另一評估單元系加以提供，其經(jīng)設(shè)計(jì)以評估用于發(fā)射該已接收信號之無線電連結(jié)的萊斯因子(Rice factor)(K)；以及該用于決定該閾數(shù)值(κ)的決定單元經(jīng)設(shè)計(jì)而可使用于該萊斯因子(K)來決定該閾數(shù)值(κ)。
10.根據(jù)前述權(quán)利要求其中之一或多所述的接收器(1；20)，其特征在于，該信號載波功率(C)對該已接收信號的該噪音功率頻譜密度(N0)的該比值乃是藉由該評估單元(10；21)依照下式而進(jìn)行評估C^N^=2·(E{E|yv|2})2-E{|yv|4}Ts·(E{|yv|2}-2·(E{|yv|2})2-E{|yv|4})]]>其中，Ts為該已接收信號的取樣周期，yv為該已接收信號于基頻中的復(fù)合包絡(luò)(complex envelope)，以及該預(yù)期數(shù)值E{x}乃是藉由對x的連續(xù)平均而得的逼近。
11.根據(jù)權(quán)利要求笫9或第10項(xiàng)所述的接收器(1；20)，其特征在于，該萊斯因子(K)乃是藉由該評估單元(10；21)依照K^s≈E^{R2}·2·E^{(R-E^{R})2}2·E^{(R-E^{R2})2},]]>或是依照K^2,4=E^{R4}-2(E^{R2})2-E^{R2}·2·(E^{R2})2-E^{R4}(E^{R2})2-E^{R4},]]>而進(jìn)行評估，其中，R為該已接收信號的取樣值的振幅，以及 乃是藉由對于x的一連續(xù)平均而得到的逼近。
12.根據(jù)前述權(quán)利要求其中之一或多所述的接收器(1；20)，其特征在于，在該尋位系統(tǒng)中的該等發(fā)射器系加以配置在衛(wèi)星上、或是在陸地上。
13.一種在以尋位信號的不同延遲時間的評估作為基礎(chǔ)的一尋位系統(tǒng)中尋找一接收器(1；20)位置的方法，其中，該等尋位信號乃是藉由位在已知位置的發(fā)射器所發(fā)射，并且，乃會被該接收器(1；20)所接收，該方法包括下列步驟(a)由該接收器(1；20)所接收的一信號計(jì)算出一統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)；(b)比較該統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)以及一閾數(shù)值(κ)；以及(c)使用該比較的結(jié)果來決定該已接收信號是否為一尋位信號，及/或該已接收信號是否用于尋找該接收器的位置；其特征在于，(d)評估信號載波功率(C)對該已接收信號的噪音功率頻譜密度(N0)的比值；以及(e)由該信號載波功率(C)對該已接收信號的該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值決定出該閾數(shù)值(κ)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，在步驟(e)中，該已接收，特別是，已預(yù)先處理的，信號的可能性密度(probability density)是由該信號載波功率(C)對該已接收信號之該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值計(jì)算而得，以及該閾數(shù)值(κ)是由此可能性密度計(jì)算而得。
15.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，在步驟(e)中，該已接收，特別是，已預(yù)先處理的，信號的可能性密度(probability density)乃自該信號載波功率(C)對該已接收信號之該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值計(jì)算而得，以及該閾數(shù)值(κ)乃利用一表格而自該可能性密度計(jì)算而得。
16.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，在步驟(e)中，該閾數(shù)值(κ)乃是利用一表格而自該信號載波功率(C)對該已接收信號之該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值所決定。
17.根據(jù)權(quán)利要求13至16其一或更多所述的方法，其特征在于，該閾數(shù)值(κ)乃自一已規(guī)定的固定錯誤檢測可能性計(jì)算而得，其中，該錯誤檢測可能性乃是該已接收信號并非為一已同步化定位信號但卻在步驟(c)中被該檢測器單元視為一尋位信號的可能性。
18.根據(jù)權(quán)利要求13至16其一或更多所述的方法，其特征在于，于步驟(a)中，該已接收的已展頻編碼信號的取樣值(rv)乃會進(jìn)行解展頻；該等已解展頻取樣值乃會進(jìn)行相干積分；形成該相干積分結(jié)果的絕對數(shù)值平方；以及對該等絕對數(shù)值平方進(jìn)行非相干積分。
19.根據(jù)權(quán)利要求13至18其或更多所述的方法，其特征在于，該信號載波功率(C)對該噪音功率頻譜密度(N0)的該已評估比值乃根據(jù)該統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)，或是自該已接收，特別是已預(yù)先處理的，信號的解展頻取樣值，或是根據(jù)該已接收，特別是已預(yù)先處理的，信號的已進(jìn)行相干積分的解展頻取樣值，或是根據(jù)該已接收，特別是已預(yù)先處理的，信號的已進(jìn)行相干積分的該絕對數(shù)值而進(jìn)行評估。
20.根據(jù)權(quán)利要求13至19其一或更多所述的方法，其特征在于，對用以傳輸該已接收信號的無線電連結(jié)的該萊斯因子(Ricefactor)(K)進(jìn)行評估；以及利用該萊斯因子(K)來決定該閾數(shù)值(κ)。
21.根據(jù)權(quán)利要求13至20其一或更多所述的方法，其特征在于，該信號載波功率(C)對該已接收信號的該噪音功率頻譜密度(N0)的該比值是依照下式進(jìn)行評估C^N^=2·(E{|yv|2})2-E{|yv|2}Ts·(E{|yv|2}-2·(E{|yv|2})2-E{|yv|4})]]>其中，Ts為該已接收信號的取樣周期，yv為該已接收信號于基頻中的復(fù)合包絡(luò)(complex envelope)，以及該預(yù)期數(shù)值E{x}乃是藉由對x的連續(xù)平均而得的逼近。
22.根據(jù)權(quán)利要求20或21所述的方法，其特征在于，該萊斯因子(K)乃是依照K^s≈E^{R2}·2·E^{(R-E^{R})2}2·E^{(R-E^{R2})2},]]>或是依照K^2,4=E^{R4}-2(E^{R2})2-E^{R2}·2·(E^{R2})2-E^{R4}(E^{R2})2-E^{R4},]]>而進(jìn)行評估，其中，R為該已接收信號取樣值的振幅，以及 乃是藉由對于x的一連續(xù)平均而得的逼近。
23.根據(jù)權(quán)利要求13至16其一或更多所述的方法，其特征在于，在該尋位系統(tǒng)中的該等發(fā)射器是配置在衛(wèi)星上、或是在陸地上。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種在一尋位系統(tǒng)中的接收器(20)，其包括一計(jì)算單元(6，7，8)，用以根據(jù)一已接收信號而計(jì)算出一統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)；一檢測器單元(9)，用于進(jìn)行該統(tǒng)計(jì)數(shù)值(Λ)與一閾數(shù)值(κ)間的比較，且用于決定該信號是否為一已同步化的尋位信號，一評估單元(10；21)，用于評估信號載波功率對該信號噪音功率頻譜密度的比值，以及一決定單元，用于根據(jù)該已評估商來決定該閾數(shù)值。
文檔編號G01S19/21GK1725030SQ20051008754
公開日2006年1月25日 申請日期2005年7月22日 優(yōu)先權(quán)日2004年7月22日
發(fā)明者A·施米德, A·紐鮑爾 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司